（信号与信息处理专业论文）π4dqpsk基带差分解调技术研究及数据传输实现.pdf

摘要摘要本课题对n 4 d q p s k 的全数字调制解调技术进行研究，利用r d 4 d q p s k 数字调制和基带差分解调技术实现数字信号的传输，实现传输码率5 0 0 k b p s ，调制中频2 m h z 。r d 4 0 d q p s k 是q p s k 改迸方式，它是一种线性窄带数字调制技术，被广泛应用于移动通信和卫星通信中，其突出特点是频带利用率高、频谱特性好、抗衰落性能强、可进行非相干解调。本文中介绍了x 4 d q p s k 的调制解调原理，着重介绍了成形滤波器，位同步实现，并对调制解调的全过程进行m a t l a b 仿真并用v e r i l o g 硬件描述语言设计实现各个模块。为验证模块的正确性，不但通过q u a r t u s 和m o d e l s i m 进行软件仿真，还设计制作了基于f p g a 的p c b 板，并完成了电路调试。通过对f p g a 芯片下载运行编制的程序，验证了本r d 4 一d q p s k 调制解调系统能正确工作，完成了预定的目标。关键词：4 d q p s k ，基带差分解调，位同步，升余弦滤波器，f p g aa b s t r a c ta b s t r a c tt h i sp r o j e c ts t u d yt h ea l l d i g i t a lm o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o no fn 4o f f s e td i f f e r e n t i a l l ye n c o d e dq u a d r a t u r ep h a s es h i f tk e y i n g ( 耵4 - d q p s k ) t h e nu s e3 i4 - d q p s kd i g i t a lm o d u l m m na n db a s e b a n dd i f f e r e n t i a ld e m o d u l a t i o nt e c h n o l o g yt oi m p l e m e n t d i g i t a ls i g n a lt r a n s m i s s i o n t h eb i t er a t ei s5 0 0 k b sa n dt h ei n t e r m e d i a t ef r e q u e n c yi s2 m h z 4 - d q p s kw h i c hi sam o d i f i c a t i o no fq p s km o d u l a t i o n i ti sal i n e a rn a r r o w b a n dt e c h n o l o g yw h i c hh a sb e e nw i d e l ye m p l o y e di nm o b i l ec o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，s a t e l l i t ec o m m u n i c a t i o ns y s t e m np o s s e s s e sf e a t u r e so fh i g hs p e c t r u mu t i l i z a t i o nr a t i o ，b e t t e rs p e c t r u ms p e c i f i c a t i o n ，s t r o n g e ra n t i f a d i n gp e r f o r m a n c ea n da p p l i c a b i l i t yt on o n c o h e r e n td e t e c t i o n t h ep a p e ri n t r o d u c e st h em o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o nt h e o r yo fr d 4 一d q p s k r e c o m m e n d e dp u l s es h a p m gf i l t e ra n db i ts y n c h r o u l z a t i o nd e t a i l e d t h e na u t h o ru s em a t l a bs o f t w a r et os i m u l a t et h ew h o l ep r o c e s so fm o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o na n du s ev e r i l o gh a r d w a r e ：d e s c r i p t i o nl a n g u a g et od e s i g nt h em o d u l e t ov a l i d a t et h ec o r r e c t n e s s o fe a c hm o d u l e ，a u t h o ru s eq u a r t u sa n dm o d e l s i ms o f t w a r et oi m p l e m e n ts o f t w a r es i m u l a t i o n ，d e s i g n e dt h ep c bb o a r d b a s e do nf p g ac h i pm a df i n i s h e dc i r c u i td e b u g t h r o u g hd o w n l o a dd e s i g n e dp r o g r a mt of p g ac h i pa n dr n ni t ，t h em o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o ns y s t e mo f 4 - d q p s kp r o v e dt ob er u nc o r r e c t l ya n dt h el a r g e r 。g o a li sc o m p l e t e d k e y w o r d ：4 一d q p s k ，b a s e b a n dd i f f e r e n t i a ld e m o d u l a t i o n ，b i ts y n c h r o n i z a t i o nr i s i n gc o s i n ef i l t e r ，f p g ai i独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。签名：煎虹日期：嘶年；月，。日关于论文使用授权的说明本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定)签名童橛导师签名：日期：o 口g 年；月，9 日第章绪论第一章绪论以现代通信理论为基础，以数字信号处理为核心，以微电子技术为支撑的软件无线电( s o f t w a r er a d i o ) 或者称软件可定义的无线电( s o i t - d e f i n e dr a d i o ) 自从1 9 9 2 年由j e om i t o l a 提出以来，最近几年取得了引人注目的发展，包括事通信、个人移动通信、微电子以及计算机等电子领域。软件无线电利用不断增加的芯片处理速度和不断发展的大规模集成电路技术，把d s p 或f p g a 芯片或通用c p u 芯片作为无线通信的基本硬件平台，将尽可能多的无线通信功能，如调制解调、信源信道编码、均衡、加密解密等用软件实现。无线功能可用软件升级来改变无线参数，也可以按要求用编程来设计。软件无线电作为未来无线电技术的发展方向，是无线通信领域继固定至移动，模拟到数字之后的又一次飞跃。软件无线电具有灵活性、可扩展性等主要特点，这主要是因为软件无线电的所有功能都是用软件来实现( 定义) 的，通过软件的增加、修改或升级就可以实现新的功能。可以说功能的软件化是软件无线电的最大优势之一。在所有软件中，数字信号处理软件占据着重要的位置，而对调制解调技术的研究则是信号处理算法中的一个重要组成部分【l 】。数字调制是构成频谱有效和功率有效的移动通信系统的关键技术之一，应该具有下列技术特性【2 】：( 1 )紧凑的功率谱，移动通信是多波道同时工作的系统，调制信号功率谱带辐射对邻波道产生干扰。从系统设计角度，即使是在严重衰落时，必须使信号与邻道辐射功率比大于2 0 d b ；另一方面，u h f 频段的快瑞利衰落深度可达4 0 6 0 d b ，所以要求已调信号的邻道干扰低于有用信号6 0 8 0 d b 。窄的调制信号功率谱还有利于减轻实现限带传输的压力。( 2 )高的频谱效率，移动通信中，高质量语音或高速数据传输需要高效率的信号方式。为了充分利用可用频谱，提高实际系统的窄带性能，要求限带信号通过非线性功率放大器以后，其边带频谱再生和正交串扰尽可能小。( 3 )抗干扰能力强，移动通信环境以衰落、干扰和噪声为特点。衰落影响则包括多径传播、多谱勒频移、频率选择性( 时延扩散) 衰落和阻挡衰耗等，根据移动通信话音质量标准，模拟调频系统同频干扰防护比( c i ) 取1 7 1 8 d b ，数字系统取9 1 3 d b 。这就是说，根据抗衰落和干扰，特别是抗同频干扰能力优选调制方式，可以使数字蜂窝移动通信系统比模拟系统具有更强的抗同频干扰( c c l l 的电子科技大学硕士学位论文能力，可以减小同频复用距离，提高波道利用率，降低发射功率，简化设计技术要求。( 4 )能接受差分检测。一般来说，在稳态高斯噪声和瑞利衰落信道，相干检测有稳定性能，并获得l 3 d b 功率。但在移动通信环境中，多径传播、多普勒频移以及过量的相位噪声的伤害，使相干检测性能变差。例如，在多普勒频移f d = 1 5 1 0 0 h z ，比特速率f b = 1 2 5 0 k b s 的窄带系统中，f d 影响不能忽略，相干检测并非最佳。差分检测不需要载波恢复，能实现快速同步和再同步，获得好的误码性能，所以被越来越多地应用于窄带数字蜂窝系统和突发工作的n b t d m a 系统中。( 5 )电源效率高。这里对数字调制信号提出了矛盾的要求，即通过丙类功率放大器以后，既能提高电源效率，又能最大地保留在线性信道中获得的功率和频谱性能。1 1 4 - d q p s k 调制技术介绍数字信号的传输，在有些情况下( 如无线信道) ，不能直接传输数字基带信号，需要借助连续波调制进行频率搬移，将数字信号变换成适于信道传输的数字频带信号，用载波调制方式进行传输。数字信号的载波调制也有三种方式，即幅度键控( a s k ) 、频率键控( f s k ) 和相位键控( p s k ) 。在现代通信中，随着大容量和远距离数字通信技术的发展，出现了一些新的问题，主要是信道的带限和非线性对传输信号的影响。自1 9 8 8 年以前，人们十分重视线性调制技术在移动通信中的应用，由于若干恒包络调制，如m s k 、g m s k 、t f m 等，在非线性信道中保持较小的失真，但这些本质上是二电平数字调制的信号，不易获得更高的频谱效率。在这种情况下，传统的数字调制方式受到威胁，需要采用新的数字调制方式以减小信道对传输信号的影响。这些技术的研究，主要是围绕充分节省频谱和高效率利用频带展开的【。n 4 ，d q p s k 最早是由贝尔实验室的r a b a k e r 首先提出的，7 【，4 一d q p s k 调制技术具有较高的频谱利用率和抗衰落等优点，可以满足数字移动通信系统对调制技术的要求，在近年来陆地移动通信和数字卫星移动通信、d a b 等系统中受到了广泛的重视和研究【4 】。m 4 一d q p s k 已应用于较多的系统中，如美国的d a m p s( i s 一1 3 6 ) 数字蜂窝通信系统、美国的个人接入通信系统( p a c s ) 、日本的个人数字蜂窝系统( p d c ) 等、欧洲数字集群标准( t e t r a ) 都采用了这种方式【“。我第一章绪论国的数字集群移动通信系统体制国家电子行业标准体制a 也采用r d 4 d q p s k 技术1 6 1 。1 2 4 - d q p s k 调制技术特点r d 4 一d q p s k 是从q p s k 发展过来的，q p s k 具有很好的误码率性能，非常适合于要求频谱利用率达到1 - 2 b p s i - i z 的场合。但在些要求放大器工作在非线性阶段的应用场合，q p s k 线性调制所得到的较高的频谱效率被非线性放大器对线性带限调制所带来的频谱扩散所抵消，由于在射频放大器后设计一个窄带滤波器比较10 01 矿缶1 0 |1 矿1 矿川二二i 缉s k、is n o b )图1 - 1 耐4 - d q p s k 和q p s k 的误码率比较困难，因此发展出了移相q p s k 或o q p s k 来减少由于非线性入放大器造成的频谱扩展。然而o q p s k 需要采用相干解调，在低波特率的应用场合，当多普勒延迟非常显著时，不再适合采用相干解调。n 4 一d q p s k 是对q p s k 和o q p s k 的折衷，在一4 - d q p s k 中，最大相位跳变值为3n 4 ，没有n 相位跳变【7 l ，经过滤波及硬限幅后的功率谱旁瓣恢复较小，相对于另一个在移动通信中常用的调制方式g m s k 的频谱利用率1 3 5b i t s i t z ，其在非线性信道中可以获得更高的频谱效率，频谱利用率达到1 6 b i t s h z 【8 j 。在误码率性能方面，和q p s k 调制方式相比，在无噪声时，7 【4 q p s k 的误码率性能只比q p s k 低约2 3 d b 9 1 10 】。其次r d 4 - d q p s k 采用的是差分解调方式，此外它还可以采用常用的相干解调方式实现解调。差分解调方式的优点就在于不需要本地恢复同步载波，降低了接收端的难度。r d 4 d q p s k 差分检测能够快速同步，对需要快速同步的窄带t d m a信道和突发工作模式的t d m a 系统差分检测都非常合适【5 j 。在快衰落信道中，采电子科技大学硕士学位论文用差分解调方式还能获得比相干解调方式更低的误码率。梢一d q p s k 调制方式的第三个优点是它能够兼容双模式( 数字、模拟) 的接收机，因为它提供了鉴频器检测方式，能够与模拟调频检测方式兼容。r d 4 d q p s k调制方式的缺点是需要线性功率放大器，并且当采用差分检测方式时如果发生错误就会导致成对的码元丢失，这表现在平坦瑞利衰落信道中，差分检测比相干检测有3 d b 的损失删。1 3 研究背景及本人所做工作本研究的前身是用全数字r d 4 一d q p s k 调制与解调技术进行无线语音通信，目的是实现8 k b s 的压缩语音信号通信 1 h 。虽然该课题已经完成，但n 4 d q p s k 做为一种在移动通信中受到广泛应用的调制与解调技术，有必要对其进行继续研究，进一步提高传输速率，以适应更广泛的信号通信传输需求。经过不断研究，前期已能达到对符号速率2 0 0 k b p s 的数字信号进行传输【1 2 l ，同时解调技术方面的研究主要集中在对中频差分解调技术上【1 1 】 1 2 1 1 3 1 ，对基带差分解调的研究相对欠缺。因此本研究实现的是在对基带差分解调技术进行研究的基础上，进一步提高对数字信号进行传输的速率，使其达到5 0 0 k b p s ，并用硬件实现来进行技术的验证。在硬件选择上，通常采用专用集成电路( a s i c ) ，通用数字信号处理器( d s p )和可编程逻辑器件( f p g a 和c p l d ) 这几种方式。专用集成电路( a s t c ) 其优点是处理速度快，其缺点是灵活性差。通用数字信号处理器( d s p ) 能完成十分复杂的算法，使用灵活，易实现模块化，缺点是受处理速度的限制。f p g a 不需要应用外部存储器来解决犬数据量处理，其嵌入式高速可配置存储器在大多数情况下都能满足相应的数据处理要求。采用f p g a 器件可以将原来的电路板级产品集成为芯片级产品，从而降低了功耗、提高了可靠性，同时还可以很方便地对设计进行在线修改。电路设计者可以通过软件编程，经过设计输入、仿真、测试和校验，用硬件实现特定的数字信号处理算法。它具有可重复编程、使用灵活、实时| 生好等特点。因此在本设计中采用f p g a 来实现整个系统的设计和验证。本人的主要工作包括：1 查阅资料，了解系统的结构组成和原理，确定设计方案。2 了解同步定时的实现方法，并通过仿真以深入掌握其工作原理。3 用m a t l a b 对兀4 一d q p s k 调制解调的算法进行设计与仿真。4第一章绪论4 在q u a r t u s 环境下用v e r i l o g 实现m 4 一d q p s k 调制解调的各个模块并分别调试以保证程序正确性。5 用m o d e l s i m 进行全局仿真，仿真结果分析。6 完成了系统硬件的设计及制作调试，下载并验证程序的正确。电子科技大学硕士学位论文第二章7 t 4 - d q p s k 信号调制2 1 4 - d q p s k 信号调制原理川1 2 1r d 4 d q p s k 是一种相位调制方式，其调制信号可表示为；s ( f ) = a c o s ( ( d 。r + p ) = 爿 c o s ( m 。t ) c o s ( o ) 一s i n ( r a ；f ) s l n ( 0 ) 】( 2 - 1 - 1 )式中a 为载波的振幅，。为载波角频率，0 为载波相位。由于n 4 - d q p s k 是一种相位调制方式，0 随时间变化。在k 时刻相邻码元周期的相位差吼= 晚一只i( 2 - 1 - 2 )在删d q p s k 调制方式中，0 只能取 r j 4 ，3 州4 ，5 舭，7 艄 这四种相位增量中的一个，具体相位增量取值由串并转换后的两路并行信号决定。由于c o s ( o d 2 c o s ( 8 t + a o ，l= c o s ( 、o k , ) c o s ( a 0 ) 一s i n ( 乩1 ) s i n ( a 0 )f 2 1 3 、3s i n ( 0 0 = s i n ( 0 k 一1 + a o )= s m ( o k 一0 c o s ( a 0 ) + c o s ( 0 i 一0 s i n ( a 0 )f 2 1 4 、从上面两式可以看出，任一码元周期内的相位的正余弦值均可由上一码元周期内相位的正余弦值和相位增量来由上面两式的关系来递推确定。记 = c o s ( 0 0 ，g = s i n ( 酞)( 2 1 - 5 )则式2 - 1 ，3 、2 - l 一4 可记为2k 一1e o s ( a o ) 一绞一ls i n ( a o )f 2 1 研级= 缘一1c o s ( a 0 ) + i x _ ls i n ( a g )f 2 1 n4 - d q p s k 调制框图如图2 - 1 所示”2 1 。输入数据首先经过串并转换成为两路并行信号。再经过差分相位编码，映射为调制信号的相位信息，形成i 、q 两路信号，经成形滤波器平滑相位的变化，以消除码问干扰和频谱扩散，最后经过正交载波调制和d a 变换就得到输出的z 4 一d q p s k 信号。载波调制和d a 变换就得到输出的，4 - d q p s k 信号。电子科技大学硕士学位论文第二章兀4 d q p s k 信号调制2 1 4 - d q p s k 信号调制原理 7 】【1 z 】7 t 4 d q p s k 是一种相位调制方式，其调制信号可表示为：s o ) = ac o s ( ( o 。f + 口) = 彳 c o s ( 。t ) c o s ( 0 ) 一s i n ( c o 。f ) s i n ( 口) 】( 2 - 1 - 1 )式中a 为载波的振幅，。为载波角频率，0 为载波相位。由于耐4 d q p s k 是一种相位调制方式，0 随时间变化。在k 时刻相邻码元周期的相位差吼= 最一纯_( 2 - 1 - 2 )在7 以- d q p s k 调制方式中，0 只能取 7 以，3 r d 4 ，5 兀4 ，7 矾 这四种相位增量中的一个，具体相位增量取值由串并转换后的两路并行信号决定。由于o o s ( 6 k ) 2 c o s ( & 一l + 口)= c o s ( o k 一1 ) c o s ( a 0 ) 一s i n ( & 一1 ) s i n ( a 0 )f 2 1 3 1s i n ( 占i ) = s i n ( & - l + a 0 )2s i n ( & 一1 ) c o s ( a 0 ) - i - c o s ( 0 k 一1 ) s i n ( a 0 )f 2 1 4 1从上面两式可以看出，任一码元周期内的相位的正余弦值均可由上一码元周期内相位的正余弦值和相位增量来由上面两式的关系来递推确定。记五= c o s ( 仇) ，9 ；s i l l ( ( 2 - 1 - 5 )则式2 1 3 、2 - 1 4 可记为。k 一1c o s ( a o ) 一酞一ls i n ( a 0 )f 2 1 6 1绒5 缘一1c o s ( a o ) + i , ：一1s i n ( a 0 )f 2 1 7 1r d 4 d q p s k 调制框图如图2 1 所示 1 4 1 。输入数据首先经过串并转换成为两路并行信号。再经过差分相位编码，映射为调制信号的相位信息，形成i 、q 两路信号，经成形滤波器平滑相位的变化，以消除码间干扰和频谱扩散，最后经过正交载波调制和d a 变换就得到输出的r d 4 一d q p s k 信号。第二幸r d 4 - d q p s k 信号调制输差分三- 匦戳相位编码甫匝亟鹄图2 - 1r d 4 - d q p s k 调制框图r d 4 d q p s k 是一种正交相移键控调制方式，综合了q p s k 和o q p s k 两种调制方式的优点。在r d 4 一d q p s k 调制器中，己调信号的信号点从相互偏移r d 4 的两个q p s k 星座图中选取。图2 2 给出了q p s k 的两种相互偏移7 【4 的星座图和r d 4 一d q p s k 的星座图，图2 2 c 中两个信号之间的连线表示可能的相位跳变。可以看到在相位上虽然只是q p s k 的旋转r d 4 ，但它并不是简单的把q p s k 的载波相位移相r d 4 ，因为旋转n 4 仍是q p s k 。它们的主要不同在于相移路径不同，在q p s k中，相位跳变坷，故频谱特性差。而n 2 4 - q p s k 的相移路径中没有冗的直接跳变，这样就缓和了相位的跳变，因而频谱特性就好的多。图2 2 c 中7 【4 。d q p s k 的星座图中有8 个相位点，其中有4 个标有“o ”符号的相位点和4 个标记为“”的相位点。每次相位只能在标有“o ”符号的相位点和标有“”的相位点之间交替跳变，避免了q p s k 中的1 8 0 0 相位变化。，一ul 、，jlit1 rt?、，、，i卜( a )qi i - - - - 一：ji 一一帮懑，絷强一图2 - 2r d 4 d q p s k 信号星座图( c )电子科技大学硕士学位论文2 2 串并转换串并转换的作用是将一路输入数据转换成为两路并行信号，设输入的二进制数据序列为 a 1 8 1 a 2 8 2 ) ，速率1 t ，t 即为传输信号周期；则经过串并转换后得到的并行信号为 ( a 1 a 2 ) 、( b i b 2 ) 、 ，速率为1 2 t 。h 舳抽i 釜d a t ai n p u t掳c l k c t o j口t l a t t x世d a t a _ f#_ 图2 - 3 串并转换电路仿真时序图图2 3 是本次设计中串并转换电路的仿真时序图，可以看出在每个采样时钟c l k _ c _ t o a o 的上升沿对输入信号采样，在信号r e a d y 的下降沿并行输出。后面的电路只要在r e a d y 信号的上升沿读d a t a x 和d a t ay 就能得到正确的并行数据。2 3 差分相位编码差分相位编码的作用是实现从串并转换电路得到的并行数据到每个码元周期内的相位增量a 0 的映射，同时利用相位增量和前码元周期的相位信息来确定当前码元周期的相位信息。表2 - 1 所示的是并行数据( d a t a x ，d a t a y ) 与相移e 的对应关系f 1 5 】。表2 2 中列出了r d 4 一d q p s k 调制中载波相位0 及其正弦和余弦值的对应关系。在进行相位增量调制时，上一码元周期的载波相位0 加上当前肘刻的相位增量a 0 ，就可以得到当前码元周期的载波相位。在表2 2 中为每一种载波相位一个编号n ，设上一码元周期的载波相位编号为n 、，注意到当相位增量为l o d 4 时，新的码元周期内的载波相位编号n = m o d ( n + k ，8 ) t “】，其中r o o d ( ) 为取模运算。第二章r d 4 - d q p s k 信号调制d a t a nd a t a y0，r00401j 厅47 万1o411丌4表2 - 1 采用g r a y 编码的并行数据与相移e 的对应关系n0i kq koo101r d 40 7 0 70 7 0 72舵0133 兀4- 0 7 0 70 7 0 74尢1055 r d 4- 0 7 0 70 7 0 763 州2ol77 兀40 7 0 70 7 0 7表2 - 2 绝对相位与k 、q k 信号的对应关系图2 - 4 为差分相位编码电路的结构示意图，在本设计中，所有的有符号数均采用补码表示。在电路实现时，采用8 位补码数据表示不同相位的i k 值，由于与之对应的q k 值等于n 取m o d ( n + 6 ，8 ) 时的i k 值，因此只需要用一个8 行乘8 位的表存放所有的i k ，用两个3 位长的寄存器分别存储读i 。和q 的地址，这样做可以减少占用的资源。由于3 位长的寄存器当其值为“1 1 1 ”时继续加1 时就成了“0 0 0 ”，能自动实现求模运算。每个码元周期时先根据并行数据( d a t a x ，d a t a y ) 的值确定0对7 出的倍数k ，再用k 与两个寄存器相加更新加法器的值。d a t a xd a t a yk0o1 0 l010 1 1101 1 11l0 0 1由d a t a x 、d a t a y 决定k 值图2 4 差分相位编码电路结构示意图图2 5 中为差分相位编码电路的仿真时序图，可以看出在串并电路给出的r e a a y 信号的上升沿检测d a t a _ x 、d a t a _ y 的值，并相应改变相位的增量。以图中为例， d a t a _ x ，d 盹l 舅的值为“1 1 ”时，决定了相位增量为r d 4 ，i 、q 信号也按此相位增量进行改变。电子科技大学硕士学位论文蜂0 3 29u怕6 i9u t舶qu _9 69q 一一： ：； ；1!j 。1n 几n 几厂 厂1nn 厂 nn 广 nr 广1 广1 广 nnn 几几n 厂21i 。；j ；：i。娥。i；t 2 4 成形滤波器图2 - 5 差分相位编码电路时序图在进行数字信号传输时，基带信号在信道中传输时常混入噪声，同时在基带脉冲序列通过系统时，系统的滤波作用使脉冲展宽，相互重叠到邻近的时隙中，引起传输波型的失真，在接收端将会引起严重的码间干扰( i s i ) 【1 】【1 7 l 。虽然增加信道带宽能减少符号间的干扰，但在移动通信系统中往往既需要减少符号间干扰，又需要占用带宽小。奈奎斯特指出，只要把通信系统( 包括发射机、信道和接收机) 的整个响应设计成在接收机端每个抽样时刻只对当前的符号有响应，而对其他符号的响应全为零，那么符号间干扰i s i 的影响就能完全被抵消。满足奈奎斯特准则的滤波器称作奈奎斯特滤波器。升余弦滚降滤波器就是一种在移动通信中最普遍的脉冲成形滤波器。升余弦滚降滤波器属于满足奈奎斯特准则的那类滤波器，其传递函数为：f 10 l ，i ( 1 一a ) 1 2 t sh r c ( f ) = 丢1 + c 。s ( 三! ! 学) ( 1 一口) 2 马 ( 1 + a ) 1 2 t s式中，a 是滚降因子( r o l l o f f f a c t o r ) ，取值范围为0 到1 ；t s = 1 凡为符号周期，飚是符号速率。该传输函数的时域响应为：_ c 筹 ( 器j ( 2 - 4 - 2 )1 0第二章v d 4 一d q p s k 信号调制( 2 4 2 ) 式中函数f s i n o r t ，t s ) 。h t _ 了周期性零点，零点间隔为t 。可利用这些l ；w t ，j波型的零点来传输数字信号，若用一系列间隔为t 。的信号通过成形滤波器，则滤波器的输出为一系列不同幅度的成形滤波器冲激响应波形迭加，每个波形的最大幅度正好位于相邻波形的各零点处，迭加后的波形平滑了输入信号的变化，如果每隔巳对其进行抽样判决，则可正确地区分出各信号码元。在图2 - 6 中示意了成形滤波器对输入信号滤波时的波形迭加过程，图中设t s 间隔为1 0 0 ，在每个t s 的整1- 一响应波形1其一j 。一响应波形3少合成波形，一一i 、l、一y、7、过夕01 0 02 0 03 0 0n4 5 0 06 0 07 0 0图2 - 6 升余弦滚降滤波器滤波示意图数倍处合成波形的值与各个响应波形在该时刻的值正好相等。升余弦滚降滤波器的带宽且= 三芸晨。，滚降系数旺是带宽扩展量与奈奎斯特带宽之比。在图2 7 中分别画出了升余弦滤波器的时域冲激响应和频率响应，对应的参数分别为= 0 、a = o 5 、q = 1 。w , = l 2 t s 。升余弦滚降滤波器是以频带的增加来换取码间干扰的减小。由图2 一o e 可以看图2 7 a 升余弦滤波器冲激响应图2 7 b 升余弦滤波器频率响应帖，：宝o：詈j8h商h口_)雹电子科技大学硕士学位论文出带宽随滚降系数c 【而改变，滚降系数旺大，则占用频带大，但波形振荡起伏小，对接收端的定时要求就小；小，占用传输频带越小，但波形的振荡起伏就越大，对接收端的定时要求就大。旺= o 时，升余弦滤波器成为了理想低通滤波器，此时信号的频带最窄；a = l 时，升余弦滤波器的频带最宽，为理想低通滤波器的2 倍。在传输系统中升余弦滤波器通常由两个平方根升余弦滤波器( s r r c ：s q u a r er o o tr a i s e dc o s i n e ) 来实现：一个用在发送端决定传输符号的波形，一个在接收端用作匹配滤波检测。发送端和接收端s r r c 滤波器的频率响应为：h ，( 门= h 。( 厂) = 以而=皑，等等，等l 而+ a ，2 t。( 2 4 3 )在本设计中，平方根升余弦滤波器采用f i r 滤波器，是用m a t l a b 中提供的函数“r c o s f i r ( r ，nt ，r a t e ，t ，f i l t e rt y p e ) ”来设计的【1 8 。其参数中r 为滚降系数，nt 决定响应的长度，r a t e 是采样频率对符号率的归一化值，t 是符号间隔，滤波器的阶数等于2 x n t x r a t e + i ；f i l t e rt y p e 可以选择滤波器的类型。考虑到接收机在判决时还要再一次进行同步抽样，而抽样时刻不可能没有误差，为了减小抽样定时脉冲误差所带来的影响，滚降系数旺不能太小，通常选择o 2 _ 0 2 。同时考虑到频带利用率，故滚降系数的取值范围一般为o 2 o 6 。本设计中，滚降系数a = 0 5 。滤波器阶数要取得足够高以保证得到较好的响应，但在实现时滤波器也是占用较多硬件片内资源的模块。在本设计中，调制端信号的码元频率f c = 2 5 0 k h z ，采样频率f s = 1 6 m h z ，因此每个码元周期内有r a t e = f j f c = 6 4 。本设计中s r r c 滤波器的参数为：r c o s f i r ( o 5 ，1 ，6 4 ，1 ，s q r t ) ，滤波器的长度为1 2 9 。图2 8 给出了s r r c 滤波器的冲激响应和频率响应。口一；二强生珥一，t 一口堕如k仉第二章r d 4 一d q p s k 信号调制唔*茁02 口4 06 0n1 0 01 2 0图2 8 as r r c 滤波器频率响应m a g r d l u d or e s p o n s e ( d b )x1矿phaser e s p o n s e5 1瓜掣懒御闹黼f r “l u l m w ( 弋r b q u _ 1 c y ( h 七)图2 - 8 bs r r c 滤波器的幅频和相频曲线一由于差分相位编码电路的输出正交相位信号的频率为f o ，低于采样频率，因此在其进入平方根升余弦滤波器进行滤波前先要在其中插0 以进行上变频。在本设计中每两个相位信息之间要插入6 3 个零值。因此调制端成形滤波器的输入数据中0 值较多，在设计实现则可以利用输入数据的这个特点来减少对硬件资源的占用。在本设计中调制端成形滤波器是用波形存储法来实现的。设调制端成形滤波器的单位冲击响应为l l t ( n ) = t 【6 ( n ) 】，滤波器的输入输出关系为线性卷积y ( n ) = x ( n ) +h t ( n ) ，h 。( n ) 为一个有限长的序列，x ( n ) 可看成是很多个6 函数的组合。石( n ) = + x ( m ) 6 ( n m ) + x ( m + 1 ) 6 ( n m 一1 ) + x ( m + 2 ) j ( 聆一m 一2 ) + + x ( ，胛+ n - 1 ) 8 ( n m n + 1 ) + x ( m + ) j ( n m 一) + -( 2 - 4 4 )oi他孙o$l窖p)芷君p)8l口!电子科技大学硕士学位论文式中n 为成形滤波器的阶数，在本设计中n = 1 2 9 。x ( n ) 为滤波器的输入信号序列，其中已预先插零。设x ( m ) = , q ( r n ) ，肠为差分相位编码后输出的正余弦相位信息，只能有 0 ，o 7 0 7 ，1 ) 这几种取值。则x 沏+ 1 ) = 0 ，x ( m + 2 ) = 0 ，x ( m + 6 3 ) = 0 ，x ( m + 6 4 ) = p 垃( 州+ 6 4 ) ，x ( m + 6 5 ) = 0 ，x ( m + 1 2 8 ) = p , o ( m 十1 2 8 ) ，x ( m + 1 2 9 ) = 0 ，。线性卷积可用如下式子表示：y ( 功= x ( 聆) h r ( n )= + x ( 珊) 矗r ( 以一m ) + x ( m + 1 ) 觑( 胛一m 一1 ) + + 工( 州+ 6 3 ) h , ( n m 一6 3 )+ “，押+ 6 4 ) h t ( n 一，”一6 4 ) + x ( m + 6 5 ) h , ( n - m - 6 5 ) + - - + x ( m + 1 2 8 ) h , ( n m 1 2 8 ) + x ( m + 1 2 9 ) h , ( n - 搬一1 2 9 、+ - = + ( 埘) f ( 一肌) + p ，q ( 聊+ 6 4 ) h z ( n m 一6 4 ) + p i q ( m + 1 2 8 ) h , ( n m 一1 2 8 ) +( 2 - 4 - 5 )将p i q ( m ) h r 一m ) 看作第一个波形，用w 。( n ) 表示，尸垃+ 6 4 ) 忍印一川一6 4 ) 看作第：二个波形，用w t n 十“( n ) 表示，p t q ( m + 1 2 8 ) h r 一m 一1 2 8 ) 看作第二个波形，用w 。+ 1 2 8 ( n ) 表示，依此类推。则( 2 - 4 5 ) 式可表示为：y ( 功= + w m ( 吣+ w m + 6 4 ( 蚪) + w m + 1 2 8 ( 玎) + -( 2 4 6 )由于每个w ( n ) 的波形长度都为1 2 9 ，所以每个当前的输出2 ) 都是n 和n 一1 2 9时刻之间的所有w ( n ) 波形的迭加，同时每个w ( n ) 的产生时闻相对于其前一个波形的产生时间滞后6 4 个采样周期，所以y ( n ) 的每个值都是2 到3 个波形的迭加，只有在正余弦相位信息p z a 到来的时刻才会出现3 个波形的迭加。这样只需要存储3个h ，( n ) 的波形，在x ( n ) 中每个，也就是每隔6 4 个采样间隔依次读出并与砌相乘，将所得结果相加就可得到y ( n ) 的值。注意到如果w ( n ) 的波形长度为1 2 8 ，且每个w 的产生时间相对于其前一个波形的产生时间仍然滞后6 4 个采样周期，则y ( n ) 的每个值都只是2 个w ( n ) 波形的迭加，这样就只需要存储2 个h t ( n ) 的波形，而且i 和q 两个通道的成形滤波器工作方式相同，可同时共用存储的波形数据，可以进一步减少了对存储资源的需求。经过仿真实验，h 。( 1 1 ) 滤波器系数中的最后一个系数其值较小，可以忽略它而不会对滤波器的特性产生明显影响，这样就把滤波器的阶数减为1 2 8 ，相应w ( n ) 的波形长度也就成了1 2 8 。1 4第二章4 - d q p s k 信号调制在图2 - 9 中示意了这种波形存储法滤波器的结构。图2 - 9 波形存储法滤波器结构示意图差分相位编码后产生的i 、q 两路相位信号，在经过成形滤波器后，相位改变轨迹比较平滑，相位的跳变不再是瞬时而是缓慢过渡。在图2 - 1 0 中比较了调制过程中成形滤波前后信号相位转移图。黪碴i图2 - 1 0 b 滤波后的相位转移图og - 甚口g d电子科技大学硕士学位论文滤波后的信号i ( n ) 、q ( n ) 眼图如图2 - 1 1 所示，扫描周期为4 t c 。从眼图可以看出，i ( n ) 、q ( n ) 幅度幅度交替改变，即幅度为士1 ，j 与幅度为士1 或0 交替变化，e y od i a g n a mf o rl n - p h a 8 es l g r t o lt 1 m 8e y ed 1 8 倒a mi o rq u 日d r a t u 坤s i g 柑t l图2 - 1 l 成形滤波后信号的眼图且在每个周期内都要改变一次，与前面的理论分析一致。2 5 正交载波调制模块正交载波调制模块将1 、q 通道成形滤波后的基带信号采样值i ( n ) 和q ( n ) 与正交载波相乘加，完成由基带到中频的频谱搬移。由成形滤波器输出的i ( n ) 和q ( n )形成调制信号的采样值s o t s ) 是根据公式( 2 5 1 ) 所示关系：s ( n t , ) = c o s ( o ) 。n g ) i ( n ) - s i n ( c o 。玎殉q ( n )( 2 5 一1 )式中t 。为采样周期。在本设计中，载波频率为2 m h z ，而采样频率为1 6 m h z ，因此在正弦载波的每个周期内有8 个采样点。在电路实现时，正弦和余弦信号的产生采用与图2 4相类似的结构，事先存储一个正弦周期内8 个采样点的数值，按照不同的地址分别读出就能够成为正弦或余弦信号，只是此时在每个时钟时的地址增量都是“0 0 1 ”。正交载波调制模块结构如图2 1 2 所示：第二章r d 4 - d q p s k 信号调制正弦地址寄按地址读s m (2 6 调制信号图2 1 2 正交载波调制模块结构图m a t l a b 仿真已调信号波形如图2 1 3 所示。图2 - 1 3r d 4 0 d q p s k 调制厢的时域波形根据本设计的预定传输速率5 0 0 k b p s ，进行调制信号的带宽估计，利用式2 - 4 - 1可以计算：b ：半疋：下1 + o 5 5 0 0 _ 3 7 5 础( 2 - 6 - 1 )本设计中的7 f f 4 一d q p s k 的频谱效率：门：墨：塑：1 3 3b i t s ：。b3 7 5f 2 - 6 2 、在图2 1 4 中绘制了m a t l a b 中仿真的调制信号的单边频谱。从图中可以看到载电子科技大学硕士学位论文波频率为2 m h z ，由图中估计的调制信号的带宽与理论分析值基本一致。2 5 02 0 05 0o0 05 。0一。上| i 2345f ( r t z )图2 - 1 4r d 4 - d q p s k 调制信号频谱78x 1 矿第三章n 4 - d q p s k 信号解调第三章兀4 - d q p s k 信号解调3 1 常用解调方法【1 0 l ”】兀4 d q p s k 信号的解调方式可以归为两类：相干检测和差分检测，其中差分检测又可分为三类：鉴频器检测、中频差分检测、基带差分检测。在静态接收时，相干检测的性能比差分检测好，但相干检测中要求的相干载波在实际移动信道中很难取得，因而在移动接收时，其接收性能反而不及差分检测。n 4 - d q p s k 中的信息完全包含在载波的相位变量0 k 之中，便于差分检测。基带差分检测( 图3 - 1( a ) ) 和中频差分检测( 图3 - 1 ( b ) ) 通过判决o k 的正余弦值确定e k 的值：而f m 。鉴频器( 图3 1 ( c ) ) 赢接检测出相差e k ，并使四个可能的相差对应四个电平。f m 鉴频器是最易实现的，由于系统采用四电平检测，经多径效应严重的信道后，信号被误检的概率大大增加。对带通滤波器要求也增加了实现难度。中频差分检测中，如果延迟的时间不是准确地等于一个码元长度，就会有一部分信号能量不能被充分利用，相当于损失一部分信噪比。基带差分检测中，如果本地振荡器的频