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基于d s p 的交流伺服驱动系统的研究与设计 摘要 随着交流伺服相关技术的发展，以永磁同步电机作为执行电机的数字交流 伺服系统在高精度运动控制和驱动领域得到了越来越广泛的应用。因此，研究 基于d s p 的永磁同步交流伺服驱动系统具有重要的现实意义。 本文首先介绍了交流伺服系统及其相关技术的发展概况，然后分析了永磁 同步电机的结构特点，对其建立了数学模型。接着深入研究了永磁同步电机的 矢量控制原理，提出了控制策略，并对矢量控制系统进行了仿真。最后以t i 公司的电机控制专用d s p 芯片t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 为控制核心，对系统软硬件进 行了研究与设计。 关键词：交流伺服永磁同步电机矢量控制d s p r e s e a r c ha n dd e s i g no fa cs e r v o d r i v es y s t e mb a s e d o nd s p a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fa cs e r v or e l a t e dt e c h n o l o g y ，t h ed i g i t a la cs e r v o s y s t e m su s i n gp e r m a n e n tm a g n e ts y n c h r o n o u sh a v e b e e nw i d e l yu s e di nt h e h i g h - p r e c i s i o nm o t i o nc o n t r o la n dd r i v ef i e l d t h e r e f o r e ，t h es t u d yo fp e r m a n e n t m a g n e ts y n c h r o n o u sa cs e r v od r i v es y s t e m b a s e do nd s ph a sa ni m p o i r t a n t p r a c t i c a ls i g n i f i c a n c e f i r s to fa l l ，t h i sp a p e rp r e s e n t e dt h ed e v e l o p m e n ts u r v e yo fa c s e r v os y s t e m ， a n a l y z e dt h es t r u c t u r ec h a r a c t e ro fp m s m ，a n d i l l u s t r a t e di t sm a t h e m a t i c a lm o d e l s t h e nt h ea r t i c l es t u d i e dt h et h e o r yo fv e c t o r c o n t r o lo np m s mf u r t h e rd e e p l y ， p r o p o s e ds o m ec o n t r o ls t r a t e g i e s ，a n ds i m u l a t e do n t h es y s t e m f i n a l l y ，u s i n gt h e d s pc h i pt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 at oc o m p l e t et h ed e s i g no ft h es y s t e m sh a r d w a r ea n d s o f t w a r e k e y w o r d s ：a cs e r v o ；p m s m ；y e c t o r c o n t r o l ；d s p ； 图1 1 图2 1 图2 - 2 图2 3 图2 - 4 图2 5 图 图 图 图 图2 1 0 图2 1l 图2 1 2 图3 1 图3 - 2 图3 3 图3 4 图3 5 图3 6 图3 7 图3 8 图3 - 9 图3 1o 图3 1 1 图3 1 2 图3 1 3 图 图 图 图 图3 18 图4 1 图4 2 插图清单 交流伺服系统的基本结构2 永磁同步电机的转子结构6 各坐标系及其关系“7 电流环动态结构框图1 2 采用p i 控制的速度环结构框图1 3 位置环的结构框图1 4 三相电压型逆变器1 5 基本电压空间矢量图1 6 电压空间矢量的线性组合1 6 永磁同步电机矢量控制仿真模型1 7 q 轴电流i 。1 8 电磁转矩t e 1 8 转子角速度( i ) 1 8 逆变器主回路结构2 0 电流检测电路2 3 增量式编码器输出波形。2 4 光电编码器的信号处理流程2 5 电压检测保护电路2 5 电流检测保护电路2 6 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 功能结构2 7 d s p 最小系统2 8 p w m 信号驱动电路2 9 晶振与d s p 的连线= 一3 0 复位电路3 0 开关量输出电路3 1 模拟量输出电路3 1 串行通讯接口电路3 2 m a x 8 7 7 3 3 + 3 3 v 电源芯片m a x 8 7 8 3 3 交流伺服电机驱动系统的总体框图3 4 基于d s p 的交流伺服驱动系统原理图3 4 主程序流程框图3 8 初始化程序流程图3 8 图4 3 中断服务子程序流程图3 9 图4 - 4 p i 控制算法流程图4 1 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所 知，除了文中特别加以标志和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果， 也不包含为获得 金目巴工业太堂或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作 的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签字：王】1 1 签字日期：芦呷年牛月腭日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解金目巴工业盔堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向 国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅或借阅。本人授权金目巴工些太 兰l 可以将学位论文的全部或部分论文内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫 描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 签字日期：沙年牛月f 8 日 学位论文作者毕业后去向： 工作单位： 通讯地址： 签字日期：2 岬年争月艿日 电话： 邮编： 致谢 本论文是在导师韩江教授的悉心指导和亲切关怀下完成的。值此论文完成 之际，首先要衷心地感谢我尊敬的导师韩老师在我学位论文选题、调研、撰写、 修改等过程中所给予的悉心指导。在近三年的研究生学习期间，韩老师以严谨 务实、一丝不苟的治学态度和对学术问题的独到见解深深地影响了我。韩老师 知识渊博，科研经验丰富，不仅教给我知识，更教给我独立分析问题、解决问 题的能力。读研期间，韩老师在学习和生活上给与的关怀与帮助，我将永远铭 记在心! 衷心感谢合肥工业大学c i m s 研究所的夏链老师、祖垣老师、丁曙光老师、 何高清老师、余道洋老师、丁志老师等对我的关怀和指导。感谢他们在项目中 给予我的帮助和指导。 衷心感谢所有给我上过课的老师，是他们传授给我了丰富的知识，促使我 能够进一步攀登知识的高峰! 衷心感谢我的同学曹文霞、贾伟妙、孟超、杨牧原、王程、王曦、王玉兵、 余仲元、吴建霖，和他们在一起的学习和生活时光将值得我永远纪念! 衷心感谢师弟李凯亮、葛敬、黄愿、信傲、马超、张江华，师妹姚银鸽、 季焓等给予我的帮助! 最后还要特别感谢我的父母和家人，是他们不辞劳苦、任劳任怨的辛勤付 出以及对我精神和物质上的强大支持，使我最终得以完成学业。 再次感谢所有曾经给予我帮助的人。 作者：王川 2 0 0 9 年4 月 第一章绪论 1 1课题的背景和意义 自上世纪八十年代以来，随着微电子技术、电力电子技术、传感器技术、 电机制造技术以及先进的控制理论等支撑技术的飞速发展，以交流伺服电动机 为控制对象的交流伺服系统逐步取代直流伺服系统，在机电一体化、工业自动 化、数控机床、大规模集成电路制造、雷达和各种军用武器随动系统等方面得 到广泛应用。近年来，由于永磁材料及相关技术的重大突破，永磁同步电动机 性能得到了迅速提高，与感应电动机和普通同步电动机相比，其良好的低速运 行性能和较高的性价比等优点使得三相永磁同步电动机逐渐成为交流伺服系统 执行电动机的主流。而随着高性能微处理器在电动机调速系统中的广泛应用， 使得交流伺服系统的实现方式也由模拟、模数混合方式向全数字方式发展。全 数字控制方式不仅使系统具有功能多样化、高精度、高可靠性、智能化、网络 化等特征，还为新型控制理论和方法的应用提供了平台【l 】【2 】【3 】。 采用永磁同步电机的交流伺服系统是目前高性能系统的发展方向。永磁同 步电机是多变量、强耦合的非线性系统，转矩控制困难，控制算法复杂，要求 控制系统由很强的实时性，因此系统的控制芯片需要有较快的计算速度。早期 伺服驱动系统的发展主要依赖于电力电子器件技术的发展，先后经历了以门极 不可关断晶闸管( s c r ) 、双极性全控大功率器件晶体管( g t r ) 、绝缘栅双 极性晶体管( i g b t ) 为代表的阶段，直至8 0 年代初微处理器的应用把伺服驱动 技术推向了数字化发展的新阶段。当时永磁同步电机交流伺服系统主要采用 m c s 5 1 ( 8 位) 、m c s 9 6 ( 1 6 位) 等单片机来实现，但是单片机的速度和功能 有限，难以实现复杂的控制算法，且内部集成度低，需要外扩许多专用元器件 采用满足电机控制要求，使得伺服系统的性能受到较大的限制。其电流环和速 度环采样周期长，系统的调节频率低，因而系统的动态性能下降；此外，由于 单片机不能产生空间矢量脉宽调制信号( s v p w m ) ，故采用单片机来实现这 项主流技术要困难得多。9 0 年代初，d s p ( 数字信号处理器) 开始在交流伺服 系统中出现，d s p 技术的发展为先进控制理论及复杂控制算法的实现提供了有 力支持，为高性能伺服系统的实现奠定了基础。由于d s p 采用了多总线的哈佛 结构、专用的硬件乘法器( 一个指令周期内完成一次乘法和加法) 、多极流水 线操作和专用的d s p 指令等方法使其获得了高速并行处理能力，能够实时的完 成复杂的控制算法，所以，d s p 已经成为高性能处理器的首选器件。 国外很多公司都已推出各种档次的基于d s p 的全数字交流伺服系统，高性 能的产品大多集中在少数几个工业发达国家，日本的三菱、松下、安川，德国 的西门子等公司已先后推出了基于d s p 的高性能伺服驱动系统。国内交流伺服 系统起步于九十年代，相比国外而言要落后很多，且产品多为模拟或模拟数字 混合式，近年来国内也开始研究全数字交流伺服系统，并已有公司开发出同类 产品，如华中数控公司、广州数控公司等。但这些产品无论在性能还是功能上 都与国外产品存在一定差距，所以目前我国使用的交流伺服系统绝大多数依赖 进口，严重制约了我国机电一体化及工业自动化技术的发展【4 j 。 基于d s p 的永磁同步交流伺服系统，由于高性能的d s p 控制器为提高系统 性能奠定了坚实的基础，已成为当前的一大研究热点。而交流伺服系统的核心 执行机构交流电机需要有配套的交流伺服驱动系统进行控制。本文以此为课题 方向，对数字交流伺服驱动系统的设计进行了研究。 1 2 交流伺服系统发展综述 1 2 1 交流伺服系统简介 交流伺服系统由机械执行机构和电气驱动控制系统两部分组成，其中，机 械执行机构包括执行电机和传动装置，电气驱动控制系统则通称为交流伺服电 机驱动系统，也就是本课题的主要研究对象。 传感器 图1 1交流伺服系统的基本结构 图1 1 给出了交流伺服系统的基本结构，这是一个典型的多闭环反馈控制系 统，主要用以下几个部分组成： 1 交流伺服电机 作为交流伺服系统的执行元件，交流伺服电机应尽可能以准确、快速的动 作完成系统运动指令要求的任务。所以，交流伺服电机应具备以下基本条件： ( 1 ) 体积小、重量轻、大转矩输出；( 2 ) 低惯性，以适应速度指令或位置指 令的快速变化；( 3 ) 良好的控制性能和制动性能；( 4 ) 宽广的调速范围，即 要求伺服电机的转速能够随控制电压的改变能在宽广的范围内连续调节；( 5 ) 转矩脉动小等。 常用的交流伺服电机主要包括感应式异步电动机和永磁同步电机两种。感 应式异步电动机制造容易、价格低廉且不需要特殊维护，但其矢量控制相对永 磁同步电机要更复杂，而且在低速运行时还存在着效率低、发热严重等有待克 2 服的技术问题，故目前在伺服系统中还没有得到普遍应用。而永磁同步电机交 流伺服系统在技术上已趋于成熟，具备了十分优良的低速性能，并可实现弱磁 高速控制，拓宽了系统的调速范围，适应了高性能伺服驱动的要求。加上永磁 材料性能高而价格适宜，使其在工业自动化领域的应用越来越广泛，目前已成 为交流伺服系统的主流执行电机。根据控制形式的不同，永磁同步电机可分为 方波电流控制型和正弦波电流控制型两种。前者通常称为无刷直流电动机( 简 称b l d c m ) ，后者则多被称为永磁同步电动机( 简称p m s m ) 。区别主要在于 二者的磁场分布和反电势的波形不同 5 】。 无刷直流电机和有刷直流电机工作原理类似。不同处在于电子开关电路和 转子位置传感器取代了有刷直流电动机的换向器和电刷，实现了直流电动机的 无刷化，同时保持了直流电动机良好的控制特性。其缺点是在低速区有较明显 的转矩速度波动，这对某些高精度应用是不合适的。 正弦波永磁同步电机的定子绕组得到的是对称三相交流电，它的转子位置 通常使用旋转变压器或光电编码器进行检测，可更精确地获得转子的瞬间位置 信息，因此控制性能、精度以及转矩平稳性都比无刷直流电动机好，故被广泛 应用于各类高性能驱动领域。 本文所研究的是正弦波永磁同步电机交流伺服系统，后文中涉及的交流伺 服电机如不特别说明均指正弦波永磁同步电机。 2 速度和位置传感器1 6 】 为检测电动机的实际运行速度，通常在电动机轴的非负载端安装速度传感 器，如测速发电机。为了进行位置控制同时也安装位置传感器，如光电编码器。 对于永磁同步电动机来说，还必须装有转子永磁体的磁极位置检测器，检测出 磁极位置，并以此为依据使电枢电流实现正交控制。实际上，检测电动机的转 子旋转速度、磁极位置和系统的定位控制这三种功能可用一个光电编码器或旋 转变压器来完成，至少一个检测器需要完成两种功能。多功能用一个传感器来 实现，可以减小电动机的轴向尺寸，并能简化控制和安装。 3 功率逆变器和p w m 生成电路 功率逆变器主要由整流器和逆变器两部分组成。整流器将输入的三相交流 电整流成直流电，经过电容器滤波平滑后提供给逆变器作为它的直流输入电压， 逆变器的作用是在p w m ( 脉宽调制) 控制信号的驱动下，将输入的直流电变成 电压与频率可调的交流电，输入到伺服电动机的电枢绕组中。p w m 回路以一定 的频率产生触发功率器件的控制信号，使功率逆变器的输出频率和电压保持协 调关系，并使流入电枢绕组中的交流电流保持良好的正弦性。 4 控制单元 控制单元是整个交流伺服系统的核心，包括位置控制器、速度控制转矩和 电流控制器等。现代交流伺服系统采用微处理器进行全数字化控制，使伺服系 3 统控制进入智能化阶段，其中d s p 以其高速计算能力和特殊硬件结构成为伺服 控制系统中的主流处理器【7 】。通过数字控制，可以排除模拟电路中的零点漂移、 非线性误差等因素的影响，大大提高了伺服系统的性能。 1 2 2 交流伺服驱动技术的发展趋势 1 全数字化 采用新型高速微处理器和专用数字信号处理器( d s p ) 的伺服控制单元将 全面代替以模拟电子器件为主的伺服控制单元，从而实现完全数字化的交流伺 服系统。全数字化的实现，将原有的硬件伺服控制变成了软件伺服控制，从而 使伺服系统中应用现代控制理论的先进算法( 如最优控制、人工智能、模糊控 制、神经元网络等) 成为可能。 2 采用新型电力电子半导体器件 目前，伺服控制系统得输出器件越来越多地采用开关频率很高的新型功率 半导体器件，主要有大功率晶体管( g t r ) 、功率场效应晶体管( m o s f e t ) 等。这些先进器件的应用显著地降低了伺服单元输出回路的损耗，提高了系统 的响应速度，降低了运行噪声。尤其值得一提的是，最新型的伺服控制系统一 经开始使用一种把控制电路功能和大功率电子开关器件集成在一起的新型模 块，称为智能控制功率模块( i n t e l l i g e n tp o w e rm o d u l e ，i p m ) 。这种器件将输 入隔离、能耗制动、过温、过电压、过电流保护及故障诊断等功能全部集成于 一个不大的模块之中，其输入逻辑电平与t t l 信号完全兼容，与微处理器的输 出可以直接接口。它的应用显著地简化了伺服单元的设计，并实现了伺服系统 的小型化和微型化。 3 高度集成化 新的交流伺服系统产品改变了将伺服系统化分为速度伺服单元与位置伺服 单元两个模块的做法，代之以单一的、高度集成多功能的控制单元。同一个控 制单元，只要通过软件设置系统参数，就可以改变性能，既可以使用电动机本 身配置的传感器构成半闭环调节系统，又可以通过接口与外部的位置或速度或 力矩传感器构成高精度的全闭环调节系统。高度的集成化还显著地缩小了整个 控制系统的体积，使得伺服系统得安装与调试工作都得到了简化。 4 智能化 智能化是当前一切工业控制设备的流行趋势，交流伺服驱动系统作为一种 高级的工业控制装置当然也不例外。最新数字化的伺服控制单元通常都设计为 智能型产品，它们的智能化特点表现在以下几个方面：首先，它们都具有参数 记忆功能，系统的所有运行参数都可以通过人机对话的方式由软件来设置，保 存在伺服单元内部，通过通信接口，这些参数甚至可以在运行途中由上位计算 机加以修改，应用起来十分方便；其次，它们都具有故障自诊断与分析功能， 无论什么时候，只要系统出现故障，就会将故障的类型以及可能引起故障的原 4 因通过用户界面清楚地显示出来，这就简化了维修与调试的复杂性。除以上特 点之外，有的伺服系统还具有参数自整定的功能。众所周知，闭环调节系统地 参数整定是保证系统性能指标的重要环节，也是需要耗费较多时间与精力的工 作。带有自整定功能的伺服单元可以通过几次试运行，自动将系统地参数整定 出来，并自动实现其最优化。对于使用伺服单元的用户来说，这是新型伺服系 统最具吸引力的特点之一。 5 模块化和网络化 在国外，以工业局域网技术为基础的工厂自动化( f a c t o r ya u t o m a t i o n ，f a ) 技术在最近1 0 年来得到了长足的发展，并显示出良好的发展势头。为适应这一 发展趋势，最新的伺服系统都配置了标准的串行通信接口( 如r s 2 3 2 或r s 4 2 4 接口等) 和专用的局域网接口。这些接口的设置，显著地增强了伺服控制单元 与其他控制设备间的互连能力，从而与c n c 系统间的连接也由此变得十分简单， 只需要一根电缆或光缆，就可以将数台，甚至数十台伺服单元与上位计算机连 接成为整个数控系统。也可以通过串行接口，与可编程控制器( p l c ) 的数控 模块相连m j 。 1 3论文的主要内容和结构 本文在吸取国内外研究成果、综合相关文献技术资料的基础上，对永磁同 步电动机的结构、数学模型、控制策略以及控制系统软、硬件的设计等方面进 行了分析和探讨，提出了一套全数字交流伺服电机驱动系统的设计方案。论文 的章节安排如下： 第一章阐述了本课题的背景和意义，简单介绍了交流伺服系统的结构组成、 发展现状以及交流伺服驱动技术的发展趋势。 第二章在分析永磁同步电机结构特点，建立了数学模型，着重介绍了永磁 同步电机的矢量控制原理，并对矢量控制系统进行了m a t l a b 仿真。 第三章提出了基于d s p 的永磁同步电机驱动系统的硬件设计方案，并对各 功能模块进行了分析和设计。 第四章在硬件结构的基础上介绍了软件设计的流程和相关算法的实现。 第五章对全文内容进行了总体，并对下一步工作做出展望。 1 4本章小结 本章介绍了课题研究的背景和意义，概述了交流伺服系统的发展状况，阐 述了交流伺服电机驱动技术的现状和发展趋势，并对各章节内容安排进行了简 介。 第二章永磁同步电机矢量控制原理及其实现 2 1 永磁同步电机的结构和特点 三相永磁同步电机是目前应用最多的一种高性能交流伺服电机。从结构上 看，其定子有齿槽，内装三相绕组，形状与普通感应电机的定子相同。但其转 子由具有强抗退磁性能的永磁体构成，以此形成励磁磁通，省去了励磁线圈、 滑环和电刷，无电励磁电动机的励磁损耗和转子发热问题，同异步电动机相比， 也没有因为滑差而引起的损耗，极大地提高了电机效率和功率因数。 ( a ) 凸装式( b ) 嵌入式( c ) 内埋式 图2 1永磁同步电机的转子结构 按照永磁体在转子上的位置不同，永磁同步电机分为凸装式、嵌入式和内 埋式三种p 】，如图2 1 所示。前两种转子结构的永磁体通常呈瓦片形，并位于转 子铁心的表面，提供径向的磁通，转子直径较小，降低了转动惯量。凸装式转 子具有结构简单、制造成本低、转动惯量小等特点，在方波永磁同步电机和恒 功率运行范围不宽的正弦波永磁同步电机中得到了广泛的应用。内嵌式转子结 构充分利用转子磁路的不对称性所产生的磁阻转矩，提高电机的功率密度，常 被调速永磁同步电机所采用。而内埋式转子结构不是将永磁体装在转子表面上， 而是将其埋装在转子铁心内部，每个永磁体都被铁心所包容。这种结构机械强 度高，磁路气隙小，所以与外装式转子相比，更适用与弱磁运行，故广泛用于 要求有异步起动能力或动态性能较高的永磁同步电机。 基于上述结构，永磁同步电机具有以下特点：气隙密度高；功率密度 高；转矩惯量比高；转矩脉动小；调速范围宽；零转速时有控制转矩； 高效率、高功率因数；体积小，重量轻，结构紧凑。正是由于上述优点， 永磁同步电机逐渐成为中小功率交流伺服系统中执行电机的主流，并广泛地应 用于工业自动化生产的各个领域n 们。 2 2永磁同步电机数学模型及其运动规律 2 2 1 坐标变换 对于同步电机来说，矢量控制的目的是为了改善转矩控制性能，而晟终实 施是落到对定子电流( 交流量) 的控制上。由于在定子侧的各物理量都是交流 6 量，其空间矢量以同步转速在空间旋转，对其调节、控制和计算均不方便。因 此，需借助于坐标变换的方法，使各物理量从静止坐标系转换到同步旋转坐标 系。从同步旋转坐标系观察，电动机的各空间矢量都变成了静止矢量。常用的 坐标系如图2 2 所示。 图2 - 2各坐标系及其关系 图2 2 中，三相静止坐标系下，对于定子电流而言，有： z z 口 z c 引 ；7 r ) ( 2 1 ) 在恒速下： p ，= 0 9 ，t + 0 ，0 ( 2 2 ) 式( 2 2 ) 中，0 ，为电动机转子的位置信号，0 ，o 为电动机转子初始位置转 角。 1 三相定子坐标系( a b c 坐标系) 永磁同步电机的三相定子绕组在空间上互差1 2 0 。，沿其轴线分别定义为a 、 b 、c 轴，则构成了一个a b c 坐标系。 2 两相静止坐标系( q 一1 3 坐标系) 该坐标系放在电机定子上，q 轴与a 相重合，p 轴超前q 轴9 0 。采用两 相等效正交绕组来代替三相绕组，实现三相定子绕组之间互感的解耦，可以起 到简化电机数学模型的作用。 3 两相旋转坐标系( d - q 坐标系) 该坐标系固定在电机转子上，其d 轴与转子磁极轴线重合，q 轴逆时针超 前d 轴9 0 。，d 轴与q 轴之间的夹角为0 ( 电角度) 。该坐标系在空间随同转子 以电角速度一起旋转，故称为旋转坐标系。 坐标变换必须遵循两个原则：( 1 ) 变换前后电流所产生的旋转磁场等效； 7 9 口 秒 s 晤 s o d 一卜一 k k k ( 2 ) 变换前后电动机功率不变。基于上述原则，可推导出三种坐标系之间的变 换关系： 凡压 【r j2 亍 阻 压 k j 2 了 1一三一三 22 o 鱼一笪 2 2 训c o s ( 臼鱼3 ) c o s ( 口+ 丝3 )ll “一s i n ( 9 一等) “n ( 臼+ 等) 阱瞄- s i n 8s 枷s o 丌l 爿f p l - 局j 【j ( 2 3 ) 旧 lf bl ( 2 4 ) 例 ( 2 5 ) 以上各式中的f 分别表示电压、电流及磁链等矢量。 2 2 2 永磁同步电机( p m s m ) 数学模型 永磁同步电机的数学模型包括电动机的电压方程、磁链方程、转矩方程和 机械运动方程，这些方程是实现对永磁同步电机控制的依据。 在建立数学模型之前，为了简化分析过程，忽略一些影响较小的参数，作 如下假设【1 1 】： 【1 】忽略铁心饱和； 【2 】不计涡流和磁滞损耗； 3 转子上没有阻尼绕组，永磁体也没有阻尼作用； 4 】反电动势是正弦的； 5 】永磁材料的导磁率为零。 ( 1 ) 电压方程 a b c 坐标系表示的定子电压矢量方程为： 扰s = 心s + l s 些d t + ；d t ( 9 弦 ) 、， 将此方程变换到由坐标系中，可得： fu d = r ，i a + p cd 一r 9 9 【“g = r j i q + p 伊口 4 - ，伊d 式中，：p 一微分算子； 尼一电枢绕组电阻； 曲一转子角速动。 ( 2 ) 由轴坐标系的磁链方程为： ；三三；z + 妒， 9 ，- 一永磁体产生的磁链，是常数； 厶，厶一由线圈的自感。 ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) ( 3 ) 转矩方程 电磁转矩矢量方程： 1 r 啪= p n y ，厶 ( 2 9 ) 二 若以由轴坐标系表示，则： iy ，= 缈d + j c p q 1 i 婷i a + j i g 他1 0 将( 2 1 0 ) 代入( 2 9 ) ，得： t e r n = - f f jp 一( 缈d i q - - 可如) ( 2 1 1 ) 将磁链方程( 2 8 ) 代入( 2 1 1 ) ，有： = 昙胁( 缈扇+ ( 厶一i , q ) i d i q ) ( 2 1 2 ) 从上式可以看出，电磁转矩基本上取决于定子电流交轴分量和直轴分量。 在p m s m 中，由于转子的磁链恒定不变，因此普遍采用转子转子磁链定向方式 来控制永磁同步电动机【12 1 。本文在设计中采用凸装式电机，厶= 厶，不存在磁 阻转矩，于是有： 气 i r e = p 一 (13em pa p f t q 21 ) = ：一 ( ) ( 4 ) 机械运动方程 几。：d o o r + t l( 2 1 4 ) p n d t 上式中，是电磁转矩，死是负载转矩，是转动惯量。 2 3永磁同步电机的矢量控制策略 交流电动机的矢量控制理论，从原理上解决了交流电动机转矩的高性能控 制问题。其基本思想是设法在三相交流电动机上模拟直流电动机转矩控制规律， 在磁场定向坐标上，将电流矢量分解成为产生磁通的励磁电流分量和产生转矩 的转矩电流分量，并使得二者相互垂直，彼此独立，然后分别进行调节。 在永磁同步电机中，由于转子永磁体产生的磁链恒定不变，所以通常采用 转子磁链定向的矢量控制。将d 一9 坐标系的d 轴固定在转子磁链的方向上，转 子磁链位置与转子机械位置相同，这样通过检测转子实际位置就可以得知转子 磁链位置，从而使永磁同步电机的矢量控制大大简化。 2 3 1 永磁同步电机的矢量控制方式 由式( 2 1 2 ) 可知，永磁同步电机的电磁转矩基本取决于妇和岛，故对转矩的 控制最终可归结为对妇和i ，的控制。当系统要求电机输出某特定转矩时，拓和如 有多种不同的组合。按照控制目标的不同，永磁同步电机的矢量控制可以分为 9 如= 0 控制、c o s q ，= l 控制、总磁链恒定控制、最大转矩电流比控制、最大输出 功率控制、转矩线性控制、直接转矩控制等。 1 i d = o 控制 从电动机端口看，相当于一台他励直流电动机，定子电流中只有交轴分量， 且定子磁动势空间矢量与永磁体磁场空间矢量正交，电动机转矩中只有永磁转 矩分量，而不包含磁阻转矩。 按转子磁链定向并使i d = o 的正弦波永磁同步电机调速系统定子电流与转 子永磁磁通相互独立( 解耦) ，控制系统简单，转矩定性好，可以获得较宽的调 速范围，适用于高性能的数控机床、机器人等场合。 该控制方式缺点在于负载增加时，定子电流增大，由于电枢反应的影响， 造成气隙磁链和定子反电动势都加大，迫使定地电压升高。为了保证足够的电 源电压，电控装置须有足够的容量，有效的利用率却很低。同时定子电压矢量 和电流矢量的夹角也会增大，因为电枢反应电抗压降大，造成功率因数降低。 因此，这种控制方式只适用于小容量调速系统。 2 c o s q d = 1 控制 c o s o = 1 控制方法使电机的功率因数恒为1 ，逆变器的容量得到充分的利用。 但在永磁电机中，由于转子励磁不能调节，在负载变化时，转矩绕组的总磁链 无法保持恒定，所以电枢电流和转矩之间不能保持线性关系。而且最大输出转 矩小，退磁系数较大，永磁材料可能被去磁，造成电机电磁转矩、功率因数和 效率的下降。 3 总磁链恒定控制 该控制方式就是控制电机定子电流，使气隙磁链与定子交轴磁链的幅值相 等。这种方法在功率因数较高的条件下，一定程度上提高了电机的最大输出转 矩。 4 最大转矩电流比控制【1 3 】 这种控制方式的目的是在电机输出转矩满足要求的前提下，使定子电流最 小，从而减小了电机的铜耗，有利于逆变器开关器件的工作，逆变器损耗也最 小。此外，由于该方法减小了逆变器的输出电流，所以可以选用较小容量的逆 变器，使系统运行成本下降。在此基础上，采用适当的弱磁控制方法，可改善 电机的高速性能。所以这是一种比较适合永磁同步电机的电流控制方法。其缺 点是随着输出转矩的增大功率因数下降较快。对于凸装式永磁同步电机，它的 最大转矩电流比轨迹就是g 轴，因此最大转矩电流比控制就是i d = 0 控制。 以上方法各有优缺点，适用了不同的场合。本文选用i d = 0 控制方案，相对 于其他方法而言最简单易行，而且该方法对于凸装式永磁同步电机来说也就是 最大转矩电流比控制，具有相应的优良特性，从而使电机调速更易实现。 2 3 2 永磁同步电机的初始定位 1 0 永磁同步电机的转子磁场是永磁体事先建立的，其初始位置在起动之前是 随机的，因此永磁同步电机的初识定位就是在永磁同步电机起动之前，确定转 子磁极位置，控制产生合适的定子磁势，尽量使永磁同步电机能够在最小力矩 电流的作用下产生最大力矩。采用妇= 0 的矢量控制方式时，定子电流全部用来 产生力矩，由该电流产生的定子磁势和转子磁势垂直。因此只要能确定转子磁 极的初始位置，以该位置角建立d q 坐标系，就能使电机以最大转矩起动。反 之，如果初始位置角未知或者不准确，最坏的情况就是使得产生的定子合成磁 势与转子磁势在一条直线上，此时即使在额定电压的作用下，也无法产生电磁 力矩，导致电机无法起动。显然永磁同步电机的起动是一个很重要的问题。 常见的永磁同步电机的起动及初始定位方法有： 1 ) 开环起动。使电机在开环状态下运动起来，转过一圈后，就可以通过位 置传感器获得转子磁极的准确位置。这种方法会使得电机起动性能变差，一般 用于采用增量式光电编码器作位置传感器且起动性能要求不高的场合。 2 ) 转子强迫定位。在驱动器上电初始化后，向电机输出指定方向的电压矢 量，使定子产生一个恒定磁场，这个磁场与转子的恒定磁场相互作用，迫使转 子转到两个磁链成一线的位置而停止，从而得到转子的初始位置。按照这种方 法，给定子通一个f d = 0 ，如= i 。，9 = 9 0 。的电流矢量，就可以使转子转到d 轴、a 轴、彳轴三轴重合的位置。该方法简单易行，但是在高精度控制场合，尤其是 不允许转子在电机正常运行之前存在角位移的场合下是不可行的。 3 ) 采用具有初始位置定位功能的位置传感器。绝对式编码器能在每一个确 定的角度位置给出一个确定的数值，因此在电机静止时也能获得准确的转子初 始位置。另外还有一种复合式编码器，它是一种带有简单磁极定位功能的增量 式编码器，能够实现粗略的转子磁极位置定位。这种方法起动效果很好，但是 成本太高。 4 ) 通过特定的算法估算转子位置。转子初始位置估算方法在原理上大多利 用了永磁同步电机的凸极效应和非线性磁化特性。这种位置估算方法是构成无 位置传感器永磁同步电机矢量控制系统的基础，是当前的研究热点。 通过以上起动方法获得转子磁极位置后，就可以按转子磁场定位，令妇= o ， 就可以对定子电流进行矢量控制了。这样，永磁同步电机的矢量控制系统便完 全建立起来。本文采用的是第二种起动方法。 2 4调节控制器的设计 2 4 1 电流环p i 控制器的设计 永磁同步电机的矢量控制最终归结为对电机定转子电流的控制。矢量控制 的p m s m 伺服系统通常由电流环、速度环及位置环构成三环调节系统，各环节 性能的最优化是整个伺服系统高性能的基础，而外环性能的发挥依赖于系统内 环的优化。尤其是电流环是高性能p m s m 伺服系统构成的根本，其动态响应特 性直接关系到矢量控制策略的实现，。也直接影响整个系统的动态性能。系统中 必须有快速的电流环以保证定、转子电流对矢量控制指令的准确跟踪，这样才 能在电机模型中将定、转子电压方程略去，或仅用小惯性环节替代，达到矢量 控制的目的。 电流环的主要作用是：实现快速的动态响应，保持电流在动态响应过程中 不出现过大的超调。按照调节器的工程设计方法，电流调节器选为p i 调节器， 这样电流环在零到额定转速均能够实时跟踪电流给定，在给定与实际电流间有 很小的相位差，并随着转速增加而增加，实际电流幅值与给定相等。p m s m 伺 服系统电流环的控制框图如2 3 所示【l4 1 。 图2 - 3电流环动态结构框图 不考虑电流调节器中微分和限幅环节，由图2 3 可得电流环的开环传递函 数为g = 商爵舞 他 上式中，k = i r ，瓜是逆变器的控制增益，局为电流调节器的比例放大倍 数，订为调节器的积分时间常数，k e 为电流检测比例传递系数，死为电枢回 路时间常数，兀为逆变器滞后时间常数，乃为电流环滤波常数。，选择电流调 节器的零点对消被控对象的时间常数极点，取口= l ，= l r ，忽略反电动势 对电流环的影响，并将电流滤波、逆变器滞后看成小惯性环节，则电流环的闭 环传递函数为 g i n ( s ) 2 币薪 心1 6 式中，缸为小惯性环节控制增益，乃为小惯性环节时间常数，k = 脚f ， t ，_ 乃= 乃+ 兀。电流环是速度调节中的一个环节，由于速度环截止频率较低， 且乃 口，故电流环可降阶为一个惯性环节，降阶后传递函数为 1 2 叫沪刍 根据超调量的要求， k p = 订2k k t t 。 ( 2 1 7 ) 可取阻尼比= 0 7 0 7 ，k = 1 2t ，则可得口= l r ， 2 4 2 速度环p i 控制器的设计 速度环的作用是增强系统抗负载扰动能力，抑制速度波动，具有速度脉动 小、频率响应快、调速范围宽等要求。前面提到，电流环是速度调节的一个环 节，把降阶后的电流环作为速度调节器的一个惯性环节，由此可实现速度环的 设计【1 5 】。 选择速度调节器为p i 调节器，其结构框图如图2 4 所示。 根据图2 4 ， g ( s ) = 图2 4采用p i 控制的速度环结构框图 可得速度环的开环传递函数： 尼( + 1 ) x o 庇( 去州) ( 2 1 8 ) 其中，缸、兀分别为速度调节器的放大倍数和积分时间常数。由式( 2 18 ) 可知，速度环可以按典型的i i 型系统来设计。定义h 为频宽，根据典型1 i 型系 统的设计要求，有： 兀：磊土( 2 1 9 ) k 趾等舞 2 0 ) 取h = 5 ，此时调节时间最短。 2 4 3 位置环p i 控制器的设计 位置环处于系统的最外环，位置调节器的设计十分复杂，须对其简化，用 反映位置环主要特性的环节来等效。位置环的动态结构框图如图2 - 5 所示。 图2 - 5位置环的结构框图 图中，函艘( s ) 为位置调节器传递函数，g f s l 为速度环闭环传递函数。 位置调节器一般采用常规p i 控制算法，在整定调节器参数时要遵循一定的 原则。比例系数较小时，稳态误差大，动态跟踪误差大，调节缓慢；比例系数 过大时，虽可减小跟踪误差，但会使位置响应在给定值附近出现较大波动，引 起稳态误差增大，超过允许值，还会引起速度响应的波动，因此要选择大小合 适的比例系数。积分系数可以减少系统的跟随误差和消除系统的稳态误差，但 会使响应出现过大的超调。由于很多应用场合不允许出现位置超调，因此在本 文中使位置调节器的积分系数为零，采用比例型位置调节器 16 1 。 2 5电压空间矢量脉宽调制原理 作为电力电子装置的核心技术，脉宽调制( p w m ) 技术被广泛地应用于变 频调速电机的控制中。p w m 技术中应用最为普遍的有正弦脉宽调制( s p w m ) 和电压空间矢量脉宽调制( s v p w m ) 。相比s p w m 而言，s v p w m 不仅使得电 磁转矩脉动降低，电流波形畸变减小，直流电压利用率高，而且易于数字化实 现。 逆变器位于控制器和电机之间，是控制算法的直接执行者。p w m 技术能 够方便地控制逆变器输出电压的幅值和频率，是逆变器的主要控制方式。空间 矢量脉宽调制( s v p w m ) 技术是把逆变器和电机作为一个整体看待，着眼于 如何使电机获得幅值恒定的旋转磁场而提出的一种p w m 技术。它以三相对称 正弦波供电时交流电机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生 的实际磁通取逼近基准圆磁通，由它们比较的结果来决定逆变器的开关次序， 形成p w m 波形i 1 7 1 1 1 8 】。 图2 6 是一个典型的电压型p w m 逆变器。利用这种逆变器功率开关管的 开关状态和顺序组合，以及开关时间的调整，以保证电压空间矢量圆形运行轨 迹为目标，就可以产生谐波较少的、且电流电源电压利用率较高的输出。 1 4 + 图2 6三相电压型逆变器 图2 6 中v l v 6 是6 个功率开关管，a 、b 、c 分别代表3 个桥臂的开关状 态。当上桥臂开关管“开”状态时( 此时下桥臂开关管必然是“关”状态) ，开 关状态为1 ；当下桥臂开关管“开 状态时( 此时上桥臂开关管必然是“关” 状态) ，开关状态为0 。三个桥臂只有“1 ”或“0 两种状态，a 、b 、c 组合起 来就有8 种状态，其中0 0 0 和1 1 1 使逆变器输出电压为零，故称这两种开关模 式为零状态。 三相逆变器输出的线电压矢量 u a bu s cu c a 1 与开关状态矢量 a b c 】1 的关系为： 阱雕硼 刚三域 ( 2 2 1 ) u bu c 】t 与开关状态矢量 ab c 】t ( 2 2 2 ) 式中u d c 是总线电压。 由a 、b 、c 组合的8 种状态可以得到8 个空间电压矢量，将空间分为6 个 区域，构成如图2 7 所示的基本电压空间矢量图 1 9 1 。 图2 7基本电压空间矢量图 其中六个非零矢量的幅值相同，相邻两矢量的夹角为6 0 。，而另两个零矢量 幅值为零，位于中心。 在逆变器的实际运行过程中，如果忽略定子电阻压降，则对应的6 个非零 矢量磁通的运动轨迹为正六边形，即形成正六边形的旋转磁场，而不是我们希 望的圆形旋转磁场，因此只能用6 个非零矢量的线性组合去逼近。假设在某个 p w m 周期参考电压落入第三扇区，如图2 8 所示。 n v 4 t 4 。 v 4 图2 8电压空间矢量的线性组合 由平均值等效原理得： iv 4 t 4 + v 6 t 6 = v o l ，兀 ( 2 2 3 ) j 乃= t 4 + t 6 + t o 由式( 2 2 3 ) 和正弦定理可得 1 6 t 4 - - m 乃s i n ( 一y ) 死= m t , s i n y t o = 兀一r 4 一r 6 ( 2 2 4 ) 式中，y 为参考电压矢量与该扇区第一矢量的夹角( 0 。y 6 0 。) ，瓦为开 关周期，m 为调制系数，丁一为矿的作用时间，? s 为矿s 的作用时间，丁。为零矢 量的作用时间。将