（通信与信息系统专业论文）基于ofdm系统的硬件平台设计及同步技术研究.pdf

摘要摘要正交频分复用( o f d m ) 技术具有频谱利用率高、抗多径能力强、适合高速数据传输等优点，通过对o f d m 发射、接收模型的研究，参考软件无线电的设计思想，本文提出了基于d s p 、f p g a 、数字上变频器( d u c ) 、数字下变频器( d d c ) 的硬件平台总体设计框架，并完成整个硬件平台的设计和参数配置。在对o f d m 同步技术的研究中，本文对定时同步偏差和频率偏差对o f d m 系统性能的影响进行了理论分析，同时对基于数据辅助的经典同步算法s c h c o x 算法和粼算法进行了讨论。结合两种算法的优点，本文参考8 0 2 1 1 a 的帧结构提出了一种新的训练序列结构，根据改进后的序列结构，本文提出了基于f p g a 的具有一定通用性的延时相关模块和共轭对称相关模块的设计。目前系统单板调试中，利用延时相关模块顺利实现了对o f d m 帧的捕获和粗同步定时，并完成与其他解调模块的联调。关键词：正交频分复用同步延时相关共轭对称现场可编程门阵列a b s t f a c ta bs t r a c to n h o g o n a l 眈q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ( o f d m ) t e c h n o l o g yh a s l ea d v a n t a g e so fk 曲雠q u e n c ys p e c 衄咖u t i l i z a t i o n 、a n t i - m u n i p a mc 印a b i l i t ya i l df i tf o rh i 曲一s p e e dd a t a 哪m i s s i o n ，i h r o u 曲m el e a n l i n go fo f d m 仃a n s c e i v e rm o d e l ，t h e s i s 百v e st h eo v e r a l l 仔锄e w o r ko ft h eh a r d w a r ep l a t f o mb a u s e do nd s p 、f p g a 、d i 舀t a lu pc o n v e n e r( d u c ) 、d i 百t a ld o w n c o n v e 舸( d d c ) ，w h o s ei d e ai sr e 向t 0m es o 胁a r er a d i o ，m e na c c o m p l i s h e st h ed e s i g no ft h eh 姗a r ep l a t f o n na n dc o n f i g u r a t i o no ft h ep a r a m e t e r s h lt h e 咖d yo fs y l l c h r 0 i l i z a t i o nf o ro f d ms y s t e i i l ，丘r s tt h ei n n u e i l c e so ft i i i l i n go 丘s e ta n dc 枷e r 舶q u e n c yo f f s e to nt h es y s t e mp e r f o 肌a n c ea r ed e d u c e di nt h e o r yr e s p e c t i v e l y t h c nr 印r e s e l l t a t i v ed a t a - a i d e do f d ms ) ，i l c h r 0 i l i z a t i o nm e t h o d ss u c h 雒s c h - c o xm e t h o da n dp a r km e t h o da r e 狃a l y s e di nd e t a i l a c c o r d i n gt ot h ec h a r a c t e r i s t i co fm et w om e m o d s ，an e wp r e a n l b l eb a s e do nt h e8 0 2 1 1a 丘锄es t m c t u r ei sp r e se i l t e d a n da c c o r d i i l gt 0t l l i ss 加j c t u r e ，au i l i v e r s a ld e l a yc o r r e l a t i o nm o d u l ea 1 1 dac o 巧u g a t es ) ，i 姗e t r i cm o d u l ea r ed e s i 印e di i lf p g a n 0 w ，胁n ec 印t u r e 、c o a r s es y n l b 0 1s ) r i l c h r 0 i l i z a t i o n0 ft l l eo f d ms y s t e mi sa c c o m p l i s h e dm e rd e b u g ，锄dt h ew r h 0 1 es y s t e mi sr u m l i n g1 1 0 肌a l l yk e y w o r d s ：o i i d ms y n c h r o n i z a t i o d e i a yc o r r e l a t i o nc o n j u g a t es y m m e t r i cf p g a西安电子科技大学学位论文独创性( 或创新性) 声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。本人签名：j 鹰么她日期塑严西安电子科技大学关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。本人签名：导师签名：日期塑! 望：墨：兰日期碰! 王：! !t第一章绪论第一章绪论1 1 无线通信的发展1 8 8 7 年，德国物理学家赫兹( h r h e n z ) 用实验证明了电磁波的存在。1 9 0 1 年，马可尼实现了从英国到纽芬兰的跨大西洋无线电信号接收，充分显示了无线通信的发展潜力。在随后一个多世纪的时间里，无线通信技术便随着计算机技术和集成电路技术的发展不断取得进步，并逐渐成为人们日常生活中不可缺少的重要通信方式。早期的无线通信主要用于船舶、航空、公共安全等专用领域，用户数较少。在2 0 世纪6 0 年代，贝尔实验室提出了蜂窝的概念，这为无线通信技术的大规模应用奠定了基础。在接下来的短短几十年中，无线通信系统从第一代发展到了第三代：第一代无线通信系统( 1 g ) 主要包括模拟蜂窝和无绳电话系统，以模拟技术为主，主要提供语音业务；第二代无线通信系统( 2 g ) 包括数字蜂窝系统、个人通信业务( p c s ) 系统和无线数据网络系统，采用了更先进的数字技术，使得通信质量、传输效率和系统容量有了很大的提高，同时第二代系统除了提供传统的语音业务外，还为用户提供了丰富多彩的数据业务；第三代无线通信系统( 3 g ) 主要以c d m a 为核心技术，提供2 m b s 的峰值传输速率，这使得它能够提供前两代通信系统无法提供的各种宽带信息业务，如高速数据、低速图像和电视业务等。进入2 1 世纪以来，随着社会的发展，市场需求也在不断变化，人们希望能在移动环境下稳定的观看视频、希望能随时随地的接入i n t e n l e t ，而这些也正是下一代通信系统( b e y o n d3 g 4 g ) 的发展目标：提供高质量、高速率、高移动率、低功耗的无线多媒体传输，实现在不同无线网络间的无缝漫游。但是无线通信系统相对有线通信有着其自身的特点，其更容易收到外界环境的干扰。在无线信道中，信号由于复杂地面环境的反射、折射和散射作用，往往经过多条路径到达接收端。由于每条路径上的信号到达时间和相位都不同，不同相位的多个信号在接收端叠加，接收信号幅度将急剧变化，产生衰落。传统的单载波通信系统在传输速率不是很高、多径干扰不是特别严重时，接收端可以通过使用合适的均衡算法使整个通信系统正常工作。但是当系统要求更高的传输速率时，由于多径时延扩展，接收信号中的一个符号的波形会扩展到其他符号中，造成了码间干扰( 1 1 1 t * s y m b o ln e r 向e n c e ，i s i ) 。这就对均衡提出了更高的要求，需要引入更加复杂的均衡算法，实现比较困难。另外，当信号的带宽超过和接近信道的相干带宽时，信道还会引起频率选择性衰落。而多载波( m c m ) 系统采用多个载波信号，它把高速数据流分割成若干路低速并行子数据流，然后每路低速数据采2基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究用一个独立的载波调制并叠加在一起构成发送信号。所以在多载波调制信道中，数据速率相对较低，码元周期加长，提高了抗码间干扰的能力。正交频分复用( o f d m ) 技术作为一种多载波技术，由于其抗多径干扰能力强、频谱利用率高、适合高速数据传输等性能，日益受到人们的关注，已经成为下一代无线通信的首选方案。1 2o f d m 技术的起源与发展现状o f d m 技术作为特殊的频分复用( f r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n & f d m ) 技术，是从传统的多载波技术逐渐演变而来的。上世纪五六十年代，为了提高传统多载波系统的频谱利用率，出现了子带部分重叠，各子载波间正交的技术，形成o f d m技术雏形。1 9 7 1 年，s w w e i n s t e i n 和p m e b e n 提出了在o f d m 发展史上具有里程碑意义的几个思想：1 ) 每个子载波的频谱在没经过滤波时，其频谱形状为s i n c函数；2 ) 离散傅立叶变换( d i s c r e t ef o 埘e rt r 趾s f o 硼，d f t ) 及其逆变换可以用来完成多载波基带的调制与解调；3 ) 各符号间采用空白的时隙作为保护间隔来消除码间干扰( i s i ) 。1 9 8 0 年，a p e l e d 和a r u i z 提出将空白时隙改为循环前缀以满足色散信道时各子载波的正交性。至此，形成了较为完整的o f d m 理论。o f d m 技术在发展的初期主要应用于军用系统，而且基于模拟系统，由于使用模拟滤波器实现起来的系统复杂度较高，所以一直没有发展起来。直到上世纪7 0 年代，离散傅立叶变换被用以实现多载波调制，简化了系统结构才使得o f d m技术更趋于实用化。在随后的几十年里，随着快速傅立叶变换( f a s tf o 嘶e rt r a n s f o m ，f f t ) 、高阶q a m 调制解调、格状编码、软判决及信道自适应等技术的进一步发展，o f d m 越来越受到人们的重视，已成功应用于数字用户环( x d s l ) 、数字音频广播( d a b ) 、数字视频广播( d v b ) 、无线局域网( i e e e 8 0 2 1 l a ) 和无线接入( i e e e 8 0 2 1 6 ) 等系统中。近年来，o f d m 系统已经越来越得到人们的广泛关注，其原因在于o f d m 系统存在如下主要优点：( 1 ) 把高速数据流进行串并转换，使得每个子载波上的数据符号持续时间相对增加，从而有效地减小由于无线信道的时间弥散所带来的i s i ，这样就减小了接收机内均衡的复杂度，有时甚至可以不采用均衡器，仅通过采用插入循环前缀的方法消除i s i 的不利影响。( 2 ) 传统的频分多路传输方法是将频带分为若干个不相交的子频带来并行传输数据流，在接收端用一组滤波器来分离各个子信道。这种方法的优点是简单、直接，缺点是频谱的利用率低，各个子信道之间要保留足够的保护频带，而且多个滤波器的实现也有不少困难。而o f d m 系统由于各个子载波之间存在正交性，允第一章绪论许子信道的频谱相互重叠，因此与传统的频分复用( f d m ) 系统相比，o f d m 系统可以最大限度地利用频谱资源。( 3 ) 各个子信道的正交调制和解调可以通过采用离散傅立叶逆变换( h v e r s ed i s c r e t ef o 嘶e rt r a i l s f o m ，d f t ) 和离散傅立叶变换( d f t ) 的方法来实现。在子载波数很大的系统中，可以通过采用快速傅立叶逆变换( h w e r s ef a s tf o 谢e rt r a l l s f o 册，f t ) 和快速傅立叶变换( f a s tf o l l r i e rt r 觚s f 0 】强，f f t ) 来实现。随着大规模集成电路技术与d s p 技术的发展，f t 和f f t 都是非常容易实现的。( 4 ) 无线数据业务一般都存在非对称性，即下行链路中的数据传输量要远远大于上行链路中的数据传输量，这就要求物理层支持非对称高速率数据传输，而o f d m 系统可以很容易地通过使用不同数量的子信道来实现上行和下行链路中不同的传输速率。( 5 ) o f d m 系统易于和其它多种接入方法结合使用，构成o f d m a 系统，使得多个用户可以同时利用o f d m 技术进行信息的传输。但是由于o f d m 系统内存在多个正交的子载波，而且其输出信号是多个子信道信号的叠加，因此与单载波系统相比，o f d m 系统易受频偏的影响，而且存在峰值平均功率比的问题。1 3 本文主要工作本文主要内容分为一下几部分：第一章简要介绍多载波技术的研究背景，o d m 的起源历史和特点，及其当前在国内外的发展状况。第二章分析o f d m 的基本原理、伍f 聊f t 在o f d m 调制解调中的应用，循环前缀的作用，最后描述发射系统、接收系统的模型。第三章讨论o f d m 系统的同步技术。o f d m 同步技术包括定时同步和载波频率同步，文中首先对定时同步偏差和载波频率同步偏差对性能的影响进行了分析，然后讨论了基于数据辅助的经典同步算法s c h - c 似算法和p a r k 算法。最后，结合两种算法的优点，本文参考8 0 2 1 1 a 的帧结构提出一种改进的o 胁m 突发数据帧训练序列结构，及相应的捕获定时和载波同步估计算法。第四章主要是基于软件无线电的硬件平台的设计。文中首先介绍了软件无线电的总体架构和特点，然后参考这一结构给出了基于d s p 、f p g a 、数字上变频器( d u c ) 、数字下变频器( d d c ) 的硬件平台设计结构，并给出了具体的设计方案，最后是对硬件系统参数的配置。第五章主要是讨论第三章中提出的同步方案的硬件设计与实现。文中主要描述了基于f p g a 的具有一定通用性的延时相关模块和共轭对称相关模块的设计与4基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究实现，结合算法特点和f p g a 的特点，分别采用串行流水和并行流水设计。作者目前完成了对o f d m 突发帧粗同步模块的调试工作，暂时在粗同步基础上完成了对单板o f d m 中频收发系统的整体联调，文中给出了定时同步部分的实测信号波形。第二章正交频分复用系统的基本原理第二章正交频分复用系统的基本原理本章从o f d m 的基本原理着手，首先对o f d m 最原始的模拟信号进行数学分析，从而可以得出为什么口f t f f t 可以替代o f d m 的调制解调：其次本章还进一步分析了循环前缀的作用，以及其对o f d m 系统的带宽影响，最后提出了突发分组o f d m 系统的发射和接收模型。2 10 f d m 的基本原理2 1 1o f d m 的数学模型及其正交性原理o f i ) m 信号是将码元持续时间比较短的高速串行数据经过串并变换，并将变换后得到的持续时间比较长、相对低速的并行数据调制在相互正交的频段上，从而可以在信道中并行的传输。设& ( 后= o ，1 ，一1 ) 为o f i ) m 符号中第k 个子信道的数据符号，n 表示子载波数，t 表示o f d m 符号的持续时间( 周期) ，厶是第k 个子载波的载波频率，矩形函数聊f ( f ) = 1 ，h 叫2 ，则从f = o 开始的o m m 符号的第k 个子载波可以表示为：& ( ，) = 瓯，p 订( ，一) e x p ( 2 万石f )o f 丁( 2 1 )则o f d m 符号的等效基带信号可表示为：j ( ，) = & ( f )：篓& 旭c ，。一，e x p c 2 万事，。t ( 2 - 2 )其中五= ，七= 0 1 ，一1 ，由此可知，每个子载波在o f d m 符号周期内都包括整数倍的周期，而且各个相邻的子载波之间相差1 个周期。这一特性就是子载波之间的正交性，即：专了瓯最e x p ( 歹2 万z ，) e x p ( 2 万厶，) 西= 三：i ：( 2 3 )假设在接收端对第j 个子载波进行解调，那么可以通过在时间长度t 内进行积6基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究玷专，2 饿跚2 万啦机“一川= ；篓p 唧c 幼学肛邑。一2 1 2o f d m 的频谱结构o f d m 信号是多个相互正交的子载波并行的传输，在时域上就是将高速率的串行数据符号变换为低速率的并行数据符号，从而可以最大限度的降低时间弥散所引起的码间干扰( i s d ，对o f d m 信号进行适当的处理，在理论上完全可以避免由多径引起的码间干扰( i s i ) 。在频域上，各个子信道的频谱相互重叠，提高了频谱利用率，不仅如此，各个子信道的频谱比较窄，可以认为各个子信道是平坦的。o f d m 信号具有抗单频干扰的能力。若某个子载波的信息被干扰了，通过其它的子载波所携带的信息并结合纠错码就可以恢复被干扰的信息。由式( 2 1 ) 可知，o f d m 符号的第k 个子载波的频谱为：r( w ) = i 沁甜( w ) p 叫i 。刀【仃( w 一心) + 盯( w + ) 】，1c 、r7 m 。) ，：万r e ( w 一) p 一7 ”峨+ 万r e c f ( w + 一7 i ”峨其中r e “( w ) = ( 吾w ) ，= 2 研，那么。f 。m 信号的频谱为： ，一ts ( w ) = ( w )( 2 6 )量= 0图2 1 是中频丘= 7 0 朋：毖，丁= 3 2 伊时，o f d m 符号的频谱图：；v￥l|_芦i-卜心f f厂r一厂，弋澎厂、步_ _ jv；八i姒蚴、。z _-图2 1o f 【) m 系统中子信道符号的频谱第二章正交频分复用系统的基本原理7可见在每个子载波频谱的最大值处，其他所有子载波的频谱值恰好为零。因为在对o f d m 符号进行解调的过程中，需要计算这些点所对应的每个子载波频率的最大值，所以可以从多个相互重叠的子信道符号中提取每一个子信道符号，而不会受到其他子信道的干扰。2 1 3o f d m 的调制解调巧f 1 阶f t 实现在2 1 1 节中讨论了o f d m 的数学模型和o f d m 模拟信号的表达形式，从中可以看出o f d m 系统发射端需要一组子载波振荡器，在接收端需要带通滤波器组和相干解调器组才能完成o f d m 整个的调制解调过程。这使得o f d m 系统变得异常复杂。不仅如此，技术和工艺水平也限制了带通滤波器组的实现。对式( 2 2 ) 的o f d m 复等效基带信号s ( f ) 以叫的速率进行抽样，即令，= 刀州( 刀= o ，1 ，一1 ) ，贝i j 可得至0 ：已：j s ( 务篓& e 则簪) 嘶州( 2 - 7 )lo其它从上式可以看出，s 。等效为对& 进行d f t 运算。同样，在接收端，为了恢复出原始的数据符号最，可以对已进行逆变换( 即d f t ) ，得到：瓯= e x p ( 一等刀) o 七一l( 2 - 8 )根据以上分析可以看出，o f d m 系统的调制和解调可以分别由d f t 和d f t来代替，通过d f t 运算，可以把频域数据符号最变换为时域数据s 。，将其搬移到射频之后，通过发射天线发送到无线信道中。s 。是各个子载波信号经过叠加后经过抽样后得到的，从而体现出o f d m 系统的并行性传输。在o f d m 系统的实际运用中，可以采用更加方便快捷的f t f f t 。f t 可以显著的降低运算的复杂度。而且f t 也是一种比较成熟的算法，很容易借助d s p 或者f p g a 在短的时间内完成运算，可以满足实时性处理。2 2 保护间隔和循环前缀应用o f d m 的一个最主要原因是它可以有效的对抗多径时延扩展。通过把输入的数据流串并变换到n 个并行的子信道中，使得每个用于去调制子载波的数据周期可以扩大为原始数据符号周期的n 倍，因此此时时延扩展与符号周期的比值也同样降低n 倍。为了最大限度地消除符号间干扰，还可以在每个o f d m 符号之基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究间插入保护间隔( g u a r dh l t e n ，a 1 ，g i ) ，而且该保护间隔长度疋一般要大于无线信道的最大延迟扩展，这样一个符号的多径分量就不会对下一个符号造成干扰。在这段保护间隔内，可以不插入任何的信号，即是一段空闲的传输时段，如图2 2 所示。然而在这种情况下，由于多径传播的影响，则会产生载波间干扰( i c i ) ，即子载波之间的正交性遭到破坏，不同的子载波之间产生干扰。这种效应可见图2 3 ，每个o f d m 符号中包括所有的非零子载波信号，而且也会同时出现该o f d m 符号的延迟信号，因此图2 3 中给出了第一个子载波、第一个子载波的延迟信号以及第二个子载波信号，从图中可以看出，由于在f f t 运算时间长度内，第一个子载波的多径延迟与第二个子载波之间的周期个数不再是整数倍，从而第一个子载波的多径延迟与第二个子载波不满足正交关系，所以当接收机试图对第二个子载波进行解调时，第一个子载波的多径延迟就会对此造成干扰。同样，当接收机对第一个子载波进行解调时，第二个子载波的多径延迟也会对第一个子载波造成干扰。第i - 1 个o f d m 符号第i 个o f d m 符号图2 2 保护间隔消除i s i第一个子载波的多径延迟l p 弋一二二二二| ，7图2 3 由于多径的影响，空闲保护间隔对子载波之间造成的i c i为了消除由于多径所造成的i c i ，o f d m 符号需要在其保护间隔内插入循环前缀信号，方法是将礤f t 之后得到的时域信号的最后t 时间内的信号复制到保护间隔内，如图2 4 所示，这样就保证在f f t 周期内，o f d m 符号的延迟副本内所包含的波形的周期个数也是整数。仅仅是得各个子载波的幅值和相位发生变化，不影响各个子载波的正交行。这样，时间小于保护间隔乃的时延信号就不会在解调过程中产生i c i 。第二章正交频分复用系统的基本原理9图2 4 带循环前缀的o f d m 符号结构2 3o f d m 系统的发射和接收模型o f d m 系统的发射机主要由编码、交织、星座映射、串并变换、伍f t 变换、添加循环前缀、射频等部分组成。其发射模型如图2 5 所示：图2 5o f d m 系统的发射模型发送的数字信号首先经过比特流经交织、信道编码，然后通过星座映射被转换成子载波的相位和幅度，并且分配在各个子载波上，每个子载波可独立选择调制方式。星座映射点作为f t 的输入进行调制，f t 后的采样数据，通过复制添加循环前缀，以串行的方式输出，通过射频端转换成模拟信号进行发射。o f d m 系统的接收机基本就是发射机相对应部分的逆过程，即依次经过射频端、同步、信道估计、去循环前缀、串并变化、h 吓变换、并串变换、解调，解码解交织等。接收机模型如图2 6 所示：图2 6o f d m 系统的接收模型接收数据经过射频端，d 采样、混频后，系统对采样信号进行同步估计，根据估算结果进行信号的帧同步、符号定时、载波同步以及采样速率的同步。根据同步指示，去掉o f d m 符号的循环前缀，并对其进行f f t 处理，f f t 后可根据信号中的导频进行信道估计，根据估计的结果完成信道均衡，然后得到各个子载波的调制信号，对它们进行数字解调，最后将其信道译码和反交织，系统就能够还1 0基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究原出发送的高速比特流。第三章o f d m 系统同步技术第三章o f d m 系统同步技术同步对于任何通信系统来说都是不可或缺的部分，没有准确的同步就无法对传送的数据进行准确的恢复。与单载波系统相比，o f d m 系统有其自身的特点：o f d m 符号包含循环前缀，符号周期较长，有较强的抵抗多径时延扩展的能力；同时0 f d m 符号是由多个相互正交的子载波叠加而成，载波频率的偏移会直接导致严重的子载波间干扰，因此o f d m 系统的同步包括定时和频率同步两部分。本章主要讨论o f d m 系统的同步技术，首先对定时同步偏差和频率同步偏差对系统性能的影响进行了分析，然后介绍了基于数据辅助的经典算法s c h c o x 算法和p a r k 算法，最后基于两种算法的优点，参考8 0 2 1 1 a 的帧结构提出了一种新的训练序列结构，用于突发o f d m 系统的同步。3 1o f d m 系统同步技术概述o f d m 的同步技术可分为定时同步和频率同步两部分。定时同步有帧同步和符号同步之分：其中帧同步用于确定一个数据帧的开始位置；符号同步的目的在于接收端准确地定出o f d m 符号去循环前缀后的数据起始位置。o f d m 系统的符号定时又分为粗估计和细估计两个阶段：其中粗估计的目的是估计出的定时起始位置处于一个完整o f d m 符号循环前缀的开始位置和数据部分的开始位置之间；细估计的目的是精确地定出o f d m 符号数据部分的开始位置。载波频率同步首先要检测出频率偏移，然后加以纠正。频偏从范围上分为整数倍频偏和小数倍频偏，子载波间隔的整数倍偏移不会引起载波间干扰( i c d ，但会使得f f t 后的数据移位，导致解调信息出错；小数倍频偏由于抽样点偏离定点，如下图3 1 所示，破坏了子载波间的正交性，会引起严重的载波间干扰( i c d 。，勿厂、，、八八、jlxv、fj-誓涉lfff。i涉获漫斜。j黛淡歹怒图3 1 载波频率偏移1 2基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究m 0 0 s e 【7 1 给出了a w g n 下有效s n r 的下界：舢而翥基( 警) 2( 3 1 )、71 + o 5 9 4 7 跚s i n 2 昭、昭如果要获得的有效s n r 是3 0 d b 或者更高，则频偏相对于子载波间隔的归一化值h 1 3 1 0 - 2 ，这说明即使很小的频率偏移也会带来较大的性能损失。3 1 1 定时同步偏差的影响在o f d m 符号中插入循环前缀后，可以相对的降低符号定时的精度：当符号定时在循环前缀内且当前位置不受前一o f d m 符号的多径干扰时，由于在f f t 窗口内包含着o f d m 符号的完整信息，所以对f f t 之后的数据经过一定的处理就能恢复出完整的发送信息；但当符号定时在o f d m 数据部分开始之后，在f f t 窗口内只包含部分o f d m 符号信息，所以f f t 之后的数据不可能恢复出完整的发送信息。设在1 1 1 _ o 时是理想的符号定时位置，当m 0 时且当定时在z f 讹。内时可以完全恢复出符号信息，设符号定时超前m 点时，此时f f t 窗口如图3 2 所示：t g f m a xi叫一鼢、? 7”+ 4 嗨j ”协lm 0jij ij。? ；。i ：。，。二锄t ，、j图3 2o 国m 符号的超前定时接收到的n 点数据可表示为 s 一，t ( 川) & 。，_ ( 。- 1 ) ，则经过f f t 后的输出为：霹= 艺州弗切= 芝州，等勋+ 艺册书翩( 3 2 )式( 3 2 ) 中第一项中：= 删( 3 3 )将式( 3 - 3 ) 代入式( 3 2 ) 中可得：第三章o f d m 系统同步技术1 3霹：芝，e 等b l ：芝s 肌。，弗知+ 窆一m p 。芍砌：芝弗坳一忉+ f & ，和呐争陪弗h 一釜净枷i( 3 4 )= ，引鼍n ，等b l + 艺，警hi一，丝赫= e ns 。由式( 3 4 ) 可知，当符号定时在循环前缀内且超前m 点时，根据f f t 的循环移位性质，f f t 解调之后的数据在发送数据的基础上发生了相位旋转，每个子载波对应的旋转相位与子载波序号k 和定时误差偏移量m 有关，因此接收端要正确解调数据必须抵消该相位旋转的影响。，在系统设计中，如果一帧内所有o f d m 符号的定时位置保持不变，则每个o f d m 符号对应子载波上引入的相位旋转是一样的，可以通过采用时域差分调制，前后符号相同子载波上引入的相移就会被完全抵消；如果系统采用频域差分或者相干调制方式，即使一帧内所有o f d m 符号的定时位置保持不变也不能正确解调，此时各个符号相同的子载波处的信息发生相同的相位偏转，可以直接归结到各个子载波受信道的影响而发生相位偏转，从而可以直接利用块状导频进行信道估计，之后进行信道补偿，就可以纠正信息。在本系统基于粗同步的调试中，对上述两种方法均进行了实验，第一种方案是采用时域差分相位调制，接收端不加信道估计和补偿模块；第二种方案是采用频域差分调制方式，接收端加上l s 信道估计和补偿算法，最后两种方案均能正确解调。3 1 2 频率同步偏差的影响o f d m 系统对收发载波频率偏差很敏感，这主要表现在收发两端晶振之间存在偏差时，使得下变频后子载波之间的正交性遭到破坏，f f t 解调后的数据存在严重的信道间干扰( i c i ) ，使系统性能急剧下降。频偏是影响o f d m 系统的主要因素。设薯( f ) 为第i 个o f d m 符号，设中频频率为z ，则经过上变频的信号o f d m为：舯睫 x p ( ，净卜伽伪p 5 ，1 4基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究其中第i 个o f d m 符号的第k 个子载波信号为：乃，。( ，) = 薯 e x p ( 之竽f ) e x p ( 2 万z f )( 3 6 )为了研究方便，假设信道为a w g n 信道，并假设噪声，z ( f ) 为均值为0 ，方差为0 2 的独立高斯白噪声。则在接收端表示为：厂小) = 五( f ) + 胛( ，)= 睫喇和卜2 咖删。假设接收机载波频率存在偏差v ，则下变频频率厂= 正+ 矽。在接收端经过下变频的信号可表示为：吒= o ) e x p ( _ ，2 石厂f )= b 孙e x p ( 芋士x p ( 伽伪e x p 2 万夕卅m 脚( 墒夕r )= 睫铲啾净卜2 撑m 。，【3 印即下变频之后各子载波信号为：，；，七( f ) ：t ，e x p ( 歹等f ) e x p ( 歹2 鸸厅) + o )( 3 9 )由式( 3 9 ) 可得，各个子载波的频率变为：五= 喜+ ( 3 1 0 )接收端f f t 解调过程在模拟域可等效为积分，如下：5 书唧咖醑和衍p = 刍( 扩妒一1 ) ，m = 树( 1 ) 当2 趔归2 七刀，即为小数倍频偏时：( p 7 2 妒一1 ) o( 3 1 2 )此时正交性被破坏，所有f f t 之后的解调数据发生严重的载波间干扰。( 2 ) 当2 鸩仃= 2 七万，即为整数倍频偏时：( p 7 2 妒一1 ) = o( 3 1 3 )尽管此时各个子载波之间依然保持正交，能解调出发送的信息，但此时f f t后解调出的所有频域数据产生移位，导致解调出错。第三章o f d m 系统同步技术3 2 同步算法o f d m 的定时和频偏估计算法大致可以分为两类：一类是基于数据辅助的估计，如基于导频或者训练序列，这类算法具有捕获快、精度高的优点，适合分组数据通信。具体实现是在分组数据包的包头加上专门用于定时、频偏估计的o f d m块；另一类是非数据辅助的估计，这类算法利用o f d m 信号本身的结构特点，如利用o f d m 符号循环前缀的前后相关性，这类算法避免了由于插入导频而带来的资源浪费，但捕获时间较长，适合广播系统。关于定时和频偏估计的次序问题，一般先做定时，但定时估计受到频偏的影响，因此要采用对频偏不敏感的定时算法，在定时完成后再做频偏估计。也有的算法是定时和频偏的联合估计，这里的联合是指定时和频偏都能通过算法估计出来。3 2 1s c h - c o x 算法【8 1m s c h m i d l 和c c o x 提出了利用两个特殊结构的训练序列完成定时和频偏联合估计，第一个训练符号由在时域上完全相同的两部分组成，这可以通过在偶数子载波上传送p n 序列，在奇数子载波上不送信号，然后f t 实现：也可以先进行半个符号的f t ，然后在时域复制这些f t 采样点来获得。这个符号可用于估计o f d m 的定时同步和子载波间隔的小数倍频偏。第二个训练符号包含两个p n 序列，一个在奇数频率上传输用来测量子信道，另一个在偶数频率上传输用来估计子载波间隔的整数倍频偏。在接收端，第一个训练符号前后两个半个符号除了由于载波频率偏移厂引起的相位偏移外，在时域上还是相同的。如果前半部分的抽样点取共轭与后半部分的抽样点相乘，信道的相应就会消失，只存在频偏引起的相位差万丁厂，其中r 为符号周期。假设o f d m 完整符号的抽样点数量为n ，则前后两个半个符号有n 2 个抽样点，其共轭相关运算如下：，2 一lp ( d ) = ( 吱。屹耽)删= o( 3 - 1 4 )其中d 表示抽样窗口的第一个抽样点的时间系数。随着窗口滑动，接收到的第一个训练符号后半部分的能量可以表示为：j ，2 一lr ( d ) = h ，：1 2( 3 1 5 )卅= 01 6基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究定义的归一化量度为：删) = 黔( 3 - 1 6 )当m ( j ) 取得最大值时候对于的时刻点就是定时同步的位置。由图3 3 可见m ( d ) 的时域波形，由于o f d m 符号循环前缀的存在，m ( d ) 出现宽度等于循环前缀的峰值平台。由于平台效应，在峰值附近越过门限的值很多，这给定时带来了一定的不确定性。- ，由于频偏鲈的存在，第一个符号的前后两个半个符号之间有刀丁矽的相位差，该相位差即为矢量尸( d ) 的相角：矽= 灯= 口，喀彪( p ( d ”( 3 - 1 7 )进而可以估计出频率偏移：矽= 妥( 3 1 8 )但上式中例 。i 五。i )第三章o d m 系统同步技术1 7使得上式取得最大值的整数就是我们需要的整数倍频偏的估计值z 。3 2 2p a r k 算法【1 0 】b y u n 萄0 0 np a r k 和h y l l l l s o mc h e o n 等人提出了一种利用训练序列共轭对称结构的定时算法。该算法设计的训练序列分为长度为n 4 的4 个部分，结构如下：lc d 川g 川矾，。i其中c i 4 为由p n 序列f t 后产生的n 饵个时域抽样点，d ，。与c 0 ，。为对称结构，g ，。和d 二，。分别表示d ，。与g ，。的共轭序列。整个训练序列可以通过在偶数子载波上传送实数p n 序列，在奇数子载波上不传送信号，然后f t 来实现；也可以通过在时域对c ，。的共轭、对称处理来实现。在接收端，将训练序列的前n 2 个抽样点与后n 2 个抽样点对称相乘，如下：p ( d ) = 乃+ i 屹+ 一。一i( 3 2 0 )训练序列中n 2 个抽样点的能量为：r ( d ) = i( 3 2 1 )定义的归一化量度为：州) = 黔( 3 - 2 2 )当m ( d ) 取得峰值的时刻就是定时同步的位置，图3 4 为文献 1 0 】给出的m ( d )与s c h c o x 算法【8 1 以及m i 彻改进算、法【9 1 的时域比较波形，对比可见p a r k 提出的算法中m ( d ) 具有尖锐的峰值，避免了平台效应，使得同步精度得到了提高。但是在距离正确定时点n 4 的位置有较大的旁峰，对门限有一定要求才能滤除该旁峰的影响。基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究图3 4 ( d ) 时域波形对比频偏估计可以通过与s c h - c o x 算法相同的估计过程得出，这是因为p 础算法提出的序列的基本结构和s c h - c o x 序歹4 是类似的。33 基于突发分组的同步算法方案目前o f d m 技术己被广泛使用在各种广播、突发分维系统当中，8 0 21 l a 就是采用0 f d m 技术的一个突发分组传输标准。通过对0 1 1 ) m 同步技术的介绍，基于数据辅助的同步设计比较适合突发分组系统。本节主要参考8 0 21 1 a 的数据帧结构，提出了一种新的前导序列的设计，用于完成突发o f d m 系统的定时同步与频率同步。33 18 0 2 1 1 a 数据帧结构及主要参数8 0 2l l a 协议对物理层组帧技术做了详细的描述，总的来说完成的8 0 21 1 a 数据帧包括三个部分：前导序列e a i i l b l e ) 、s i g n a l 域和数据域。数据帧结构如下图35 所示：第三章o f i ) m 系统同步技术1 9c o d e d o f d mc o d e d o f d m1 茆娠丐厂面而赢a 函s i 西躏一图3 58 0 2 1 l a 数据帧结构其中前导序列( p r e 锄b l e ) 包括lo 个在时域上完全相同的短训练符号( t 1 t 1o ) 和2 个时域上相同的长训练符号( t 1 和t 2 ) ，1 0 个短训练符号没有循环前缀，通常用作自动增益控制、时间捕获、粗频偏估计；2 个长训练符号添加循环前缀c p 构成一个完整的o f d m 符号，通常用来完成信道估计和细频偏估计。s i g n a i ，域是一个完整的o f d m 符号，主要用来传送数据帧的相关信息，主要包括：速率位、长度位、奇偶校验位以及尾比特。8 0 2 1 1 a 系统采用的o f d m 主要系统参数如下表3 1 所示：表3 18 0 2 1 1 a 系统主要参数总子载波个数5 2子载波间隔3 1 2 5 l ( 1 1 zi f f t f f t 点数“o f d m 符号长度3 2 u s循环前缀长度0 8 u s抽样速率2 0 m h z标准中采用的f t f f t 点数为6 4 点，每个短训练序列长度为o f d m 符号的1 4 ，即o 8 u s ，可以通过1 6 点的矸t 产生；每个长训练序列与o f d m 符号长度相同为3 2 u s ，但包括两个完整的符号，所以其循环前缀c p 也为两倍长度1 6 u s 。结合8 0 2 1 1 a 短训练序列周期性的特点，延时相关算法可用于数据帧同步。通过与s c h c o x 算法相类似的运算方法，不过此处延时样点的数目为短训练序列的长度1 6 。判决函数与s c h c o x 算法相同。其结果也与s c h c o x 算法类似，当训练序列滑入窗口后，会出现并保持一个较宽的平台。平台的出现只适合对突发帧做粗同步，而不能准确确定f f t 窗口的位置，后续还需要做进一步的同步工作。本文希望通过改变训练序列的结构，通过1 0 个短符号训练序列完成对突发o f d m 系统的粗同步、细定时同步以及小数倍频偏估计。3 3 2 基于突发分组的同步方案参考8 0 2 1 1 a 帧结构，结合3 2 节中对具有重复特性的训练序列以及具有共轭2 0基于o f d m 系统的硬件平台设计及同步技术研究对称特性的训练序列的同步分析，本文提出l o 个短训练序列一种改进的结构如下： 4 ，彳，彳，彳，b ，c ，b ，c ，b ，c 】在o f d m 收发系统的设计中，f 聊f t 点数为6 4 点，每个短训练符号为f f t周期的1 4 即1 6 点伍f t 产生。其中前4 个训练符号相同，均为a 。后6 个符号具有共轭对称结构，训练符号符号b 与符号c 的关系如下：8 ( 七) = c ( 1 5 一是)其中露= o 1 5( 3 2 3 )具体训练符号的产生可以在频域选取两组不同的1 6 点p n 序列，通过f t 产生两个训练符号a 和b ，然后在时域对a 进行复制，对b 进行共轭对称处理即可产生。在接收端设计中，首先利用前4 个训练符号的周期性进行延时相关运算：一l异( d ) = ( 唬。屹)( 3 2 4 )小= o利用滑动窗口，窗口内训练符号的能量为：墨( d ) ：芝k + 1 2( 3 2 5 )定义归一化判决度量：州) = 黔( 3 - 2 6 )与s c h c o x 算法类似，由于前4 个训练符号相同，若取上式中的n 为1 6 ，m ( d )会出现一个平台；若取上式中的n 为3 2 ，则会出现一个缓慢上升的峰值，两种方案均能完成对突发帧的粗同步。在完成粗同步后，利用训练符号b 和c 的共轭对称特性，对后4 个训练符号【鼠c ，e c 】做如下相关运算：b ( d ) = 吃+ t 宰屹+ 毋_( 3 2 7 )两个短符号的能量为：恐( d ) = i( 3 2 8 )定义归一化判决度量：州) = 黔( 3 - 2 9 )当正确的训练符号滑入相关窗口后，m ，( d ) 会出现尖锐的峰值，根据对p a r k第三章o f d m 系统同步技术2 l算法的分析，该峰值只在正确的位置出现，因此，捕获到该峰值即完成对信号的定时同步过程。可见该改进了的训练序列利用了重复性结构和共轭对称结构序列的各自优点，重复性结构的训练序列易产生相关平台，在接收端易于检测，不易收到信道的影响，但同时带来了定时不准确的问题，在本文中作为粗定时同步估计方案；共轭对称结构的训练序列在相关运算后产生尖锐的峰值，易于检测，在本文中作为细定时同步方案。通过结合两种训练序列的优点，平台或者缓慢上升的峰值作为粗同步预警，尖锐的峰值作为细同步方案，大大减小了误同步概率。频偏估计可以利用重复结构的训练序列来完成，运算方法与s c h c o x 算法相同。由于该结构中，若利用训练符号