（通信与信息系统专业论文）mimogmc无线传输系统信道估计算法研究及其fpga实现.pdf

东南大学硕士学位论文 摘要 摘要 后三代( b 3 g ) 或称第四代( 4 g ) 移动通信的目标：就是支持全i p 高速分组数据传 输，数据速率为数十兆b p s 甚至数百兆b p s ；支持高的终端移动性，移动速率达到每小时 几百公里。如何在高速移动环境下，有效的实现高速无差错的数据传输是新的移动通信技 术需要解决的关键问题。根据8 6 3f u t u r e 二期项目拟定的关于新一代蜂窝移动通信系统 的研究目标以及国内外研究发展的状况和趋势，东南大学移动通信实验室提出了广义多载 波( m i m o g m c ) 通信技术，以实现峰值速率1 0 0 m b p s 的高速数据传输。基于此系统方 案，论文着重研究了m i m o g m c 系统单载波子系统中的信道估计理论方法及其具体实现。 首先，为了设计低复杂度高性能的接收机，我们利用循环正交最优序列作为导频序列， 并在其前面加入循环保护段，构造了一种双循环正交的时隙结构，这种结构带来两方面的 优点：一方面，在消除码问干扰的同时，也消除了时隙中未知数据码元对确定导频序列的 干扰；另一方面，最优序列的引进，避免了复杂的矩阵求逆运算，使得l s 信道估计设计 变得可行。 接着，基于这种双循环正交的时隙结构，我们推导的l s 准则下的信道估计，分析了 其误差性能。同时论证了基于循环正交导频的信道估计可以得到l s 意义下的最下均方误 差，并且具有较低的复杂度，利于硬件实现。在此基础上，我们进一步研究，通过滤波、 插值等操作得到了更为精确的信道估计，仿真结果表明上述方法是可行的。 然后，基于理论上的信道估计技术和试验系统的特点，确定系统参数，对信道估计算 法进行定点仿真，得到基于n m s e 意义下相对于浮点仿真的最优定标。 最后，考虑实现复杂度和时延要求，采用流水线设计，根据定标，给出了n m s e 意义 下的基于循环正交导频序列的信道估计的f p g a 实现结构，用较少的资源实现了该算法。 并搭建测试平台，参与模块测试和系统联调，验证了系统的正确性。 关键词：m “o g m c时隙结构循环正交导频f p g a 工 东南大学硕士学位沦文 t h eb 3 go r4 gw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e mi se x p e c t e dt os u p p o r th i g h s p e e dp a c k e d t r a n s m i s s i o nt h a la l lu s ei p a r l dt 1 1 ea c h i e v e dd a t ar a t ew i l lb ed o z e n so re v e nh u n 出e d s m p s n w i l lb et n l et 1 1 a ty o us t i nc a n u s en l e mt 0c o m r a c tw i 恤o t h e r se v e nw h e ny o um o v i ea tas p e e do f s e v e r a jh i m d r e d sk m h t h ep i v o t a ip m b i e mt ob er 船d v e dj nt h en e wm o b i j ec o m m u n i c a t j o n s y s t e mi sh o w t os u p p o r te r f o r l e s s 呦s m i s s i o nw i ms u c hl l i g hs p e e d a c c o r d i n gt ot h er e s e a i ：c h o f8 6 3f u t u r e i ip r o i c c ta n de v o l u t i o no fr e s e a r c ha n dd e v e l o p m e n ta r o u n dm ew o r l d ， n a t i o n a lc o m m u n i c a t i o nr e s e a r c hl a b o r a t o r y ( n c r l ) o fs o u t l | e a s tu n i v e r s i l yi si n v e s t i g a t i n g g e n e r a l i z e dm u l 小c a r r i e rm i m o ( m i m o g m c ) c o m m u n i c a t i o n 订a l l s m i 5 s i o nt e c h n i q u et o f u l f i l lh i 曲s p e c dt m s m i s s i o n 埘t hp e a kd a t ar a t e1o o m b p s b a s e do nt 1 1 ep r o j e c t ，t h ea i g o r i t m a n di m d 【e m e n t a t i o no f c h a n n e e s t i m a t i o ni nm i m 0 g m cs v s t e mi ss t u d i e d nd e t a i l f i r s t l y ，i no r d e rt or e l e z e t h el o w - c o m p l e xh i g h p e r f 0 肌a n c er e c i v e lw ep r o p o s e das l o t s t m c t i l r ew i t l ld u a lc y c l i co n h o g o r l a l ，w h i c hu s ec y c l i co r m o g o n a lo p t i m a ls e q u e n c e sa sp i l o t s e q u e n c e sw i t l lac y c l i cp r o t e c ta 】1 e a d t l l i ss 缸u c t u r eb r i n gt w oa d 瑚t a g e ：l h ef i r s ti s ，n o to n l y t h ei m e r b l o c ki n t e r f e r e n c e ，b u ta l s ot h ei n n u e n c eo fd a t as e g m e n t so np i l o ts e q u e n c e sa r e c l i m i n a t e d ；t h es e c o n di s ，i nt h er e c e i v e rs i d e ，u s i n go p t i m a ls e q u e n c ea v o i dm a t r i xp s e u d o i n v e r s e 。w h i c hm a d el sc h a 蛐e le s t i m a t eb e c o m ei m p l e m e n t a b l e s e c o n d l ml sc h 蛐e le s t i m a t i o nw a sd e d u c e df o rt h ep r o p o s e db l o c k 把m s m i 5 s i o ns c h e m e a n dt h em s eo f c h 蛐e le s t i m a t i o na l 叠o r i m mi ss t u d i e d i ti sp r o v e dt l l a tt h i sc h a n n e le s 斑n a t i o n b a s e d0 nc y c l i co r t h o g o n a lp i l o ts e q u e n c ei so p t i m a ll l n d e r 廿1 em s ec r i t e r i o na l l dh a sl o w e r c o i n p l e x i t yw h i c hi se a s yf o rh a r d w a r ei m p i e m e n t a t i o n a f k rt h i s ，i n t c r p o l a t i o na n dp o l y n o m i a l f i t i n gb a s e dc h a n n e le s t i m a t i o na r es t u d i e d r e s u l ts h o wt h a tt 1 1 e s em e 1 0 d sc a l lb r i n gm o r e a c c u r a t ec h a n n e le s t i m a t i o n t h i r d ly b a s e do nc h a i l n e le s t i m a t et h e o r y 锄dt h ec h a r a c t e r i s t i c so ft h ee x p 画m e n t a l s y s t e m ，w ec o n f i 珊t h ep 黼e t e r so fs y s t e m ，m a d ef i x e d - p o i n ts i m u l “o na n d9 0 to p 廿m a l f i x e d p o i n ts y s t e ma c c o r d i n gt on o a t p o i n ts y s t e m f i n a l lv ap i p e l i n e df p g ai m p l e m e n t a t i o n a la r c h i t e c t u r eo fc h a 彻de s t i m a t o r ，b a s e do n t h es y s t e ms t n l c t u r e s ，t h ec o m p l e x i t yo fh a r d w a r ea n dt i m i n gr e 咖j c t ，w a sg i v e n t h e nw e i m p l e m e m e dt h i sa l g o r i t h mw i t ht 、e wr e s o u r c e sb a s e do nf p g a w eb u i nt h et e s tp l a t f o r n l ，t a l ( e n 口a r i nt h es v s t e mt e s t ，a n dc o n 丘mt l ec o r r c c t n e s so f t h es y s t c m k e yw o r d s ：m i m o - g m c ，s l o ts t m c t w e ，c y c i i co n h o g o n a lp i l o ts c q u e n c e ，f p g a 工i 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书丽使用过的材 料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了 谢意。 研究生签名：日期： 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复 印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和 纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布 ( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办 理。 研究生签名：一 导师签名：日期： 末角大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 课题研究背景 第一章绪论 为适应未来发展的需要，后三代( b 3 g ) 或称第四代( 4 g ) 移动通信系统必须能够支持全伊高速 分组数据传输、高的终端移动性和高的传输质量，提供高的频谱利用率和功率效率，有效地支持在用 户数据速率、用户容量、服务质量和移动速度等方面大动态范围的变化【i j 【2 j 。为满足这些技术需求，后 三代移动通信系统在网络结构、空中接口、传输体制、编码与调制、检测与估计等各个方面必将具有 全新的面貌，具体地说，在网络结构方面，将采用全i p 、分布式、自组织和多层的无线广带个人通信 新体制和新模式；在空中接口方面，将采用分布式的接入方式，多天线技术具有至关重要的作用；在 传输体制方面，多载波并行传输是必须的；在编码与调制方面，t u r b o 码、l d p c 码、高阶调制、以及 自适应编码调制等将得到发展和应用；在检测与估计方面，迭代式检测与估计是获得最优性能的有效 方法。 即使是在多天线环境下，为有效可靠地支持数据速率为数十兆b p s 甚至数百兆b p s 的全i p 高速分 组数据传输后三代移动通信系统仍然需要很高的带宽，必须采用多载波并行传输技术。o f 【) m 技术 由于其很强的抗多径能力、简单易行的d f t 实现及易于采用眦m o 技术，得到广泛的重视l j 】。保持 o f d m 技术的优点，克服其峰均比高和频偏敏感等缺点，构造新的多载波传输技术方案，是解决后三 代系统传输体制问题的另一重要途径，基于此，我们提出了广义多载波无线传输技术，研究工作表明， 所提出的多载波技术方案具有潜在的技术优势h 。 m i m d g m c 无线传输技术方案可描述为：( a ) 系统可在基本模式和扩展模式下工作。在基本模式 下，可把总带宽为吼的信道分解成一组并行的3 d b 带宽为1 2 8 m h z 的子信道，通过多载波滤波器组 进行多载波合路和分路，多载波滤波器组可通过d f t 快速实现；在扩展模式下，可把相邻的基本子载波 合成为带宽为3 8 4 m h z 扩展子载波，可根据未来不同国家的频谱分配情况，灵活地分配不同的扩展子 载波，并可实现与3 g 系统的共存与后向兼容，( b ) 在每个子载波，采用双循环自适应时隙结构、高效 编码与调制、空时分集与空分复用、迭代式空时联合检测译码等技术，支持高效的分组数据传输，满 足b 3 g 系统对传输速率、系统容量、频谱效率以及功率效率等方面的要求。( c ) 采用f d d 或t d d 双 工方式，适用于广域覆盖和热点覆盖蜂窝通信环境。( d ) 采用f d m a 、1 1 ) m a 和c d m a 混合多址方式 共享无线资源，其中c d m a 为辅选，每个移动用户可动态地占用一个或多个基本子载波或扩展子载波。 或占用一个子载波的一个或多个时隙、码道等，从而达到大动态范围传输的要求。 东南大学硕士学位论文 一子载波l _ + 数 i 发送! i 模 送信息 - 一子载波l _ + 多 转 载换 比特流 发送2 波 与 a r 口载 成 波 一子载波l _ 调 制 l 发送m 载 多 _ 一子载波l _ 波 载1 接! l 窑l 解 波 调 分 一子载波l ， 与 析l 接收2 模 与 数 时 转 频 同 - | 子尊波l _ 。 换 l 接收m 步 图1 1m i m o g m c 无线传输链路构成 m i m o g m c 无线传输链路具有如图1 1 所示的模块构成。在发送端，不同用户或同一用户的m 个并 行比特流，分别经过子载波发送处理，得到子载波多天线数字基带发送信号，对应于每个发送天线的 子载波发送信号，经过多载波合成滤波器组进行多载波合成，生成多载波数字基带发送信号，再经过 数模转换和载波调制，分别产生各发射天线上多载波发送射频信号。在接收端，各接收天线接收的多 载波信号经过载波解调平模数转换，产生多载波数字基带接收信号，经过多载波分析滤波器组进行多 载波分解，片迸jj 定时频事同步，生成同步后各子载波多火线数字基带接收信号，各子载波的多天线 接收信号再经过相应子载波接收处理，得到m 个并彳的接收信息比特流单个子载波数字摹带系统如图 1 2 所示。在发送瑞，输入信息比特流经过信道编码和交织，得剑编码的比特流，然后经过符号映射和 空时发送处理，并插入导频，生成子载波多犬线数字基带发送信号，这里空时发送处理可以采川宅时 编码和空分复用筲技术。在接收端，首先利川接收导频信号进行信道参数的估计，然后进彳迭代检测 译码，得到接收的信息比特流。在迭代检测译码中，检测器为软输入软输出检测器，译码器为软输入 软输出译码器，检测器与译码器之间交互软信息，检测与译码过程多次迭代，以显著提高接收性能。 输入信息比 流 输出信息比 流 图1 2 单个子载波数字基带系统 1 3 试验系统上行链路简介 f d d 实验系统上行链路采用4 天线发送和8 天线接收的m i m o g m c 无线传输技术，可把物理带 宽约为1 7 2 8m h z 的频段均匀分解成1 2 个3 d b 带宽为12 8m h z 的基本子信道，其中子信道之间存在 o 1 6 m h z 的保护带宽，通过1 6 个子带滤波器组( 只用到了其中的1 2 个子带滤波器) 进行多载波合路 和分路，子带滤波器组可通过d f t 快速实现。对每个子信道，采j 【 j 双循环白适应时隙结构、高效编码 与调制、空时分集与空分复用、迭代式空时联合检测译码等技术，支持高效的分组数据传输，满足b 3 g 系统对传输速率、系统容量、频谱效率以及功率效率等方面的要求。 2 东南大学硬士学位论文第一章绪论 1 3 1 终端德数据处理链路描述 上行链路终端侧构成如图1 3 所示，工作过程及模块间传递的信号简述如下： t x s pt x d m s ( 置弱觋鞭弱目霉飘一+ g m c数模 l 王信道发送模块纛j +合成 转换 模块模块 缬徽缀送攥块l 戮一+ 图1 3m m i o g m c 上行链路构成及硬件模块划分示意图( 终端侧) + + 终端信源产生的信息流，经过接口与主控单元( 简称m p u ) 送到下行信号处理单元t x s p ，硬 件设计时要按照能够支持“q a m 调制方式，终端的主控需传送的信息速率要求不低子 1 6 0 m b p s 。 t x s p 主要由1 2 子信道基带发送模块组成，每个子信道处理相互独立，完成子信道编码、交 织、符号映射、多天线发送和导频插入等功能，输出送到一块t x - d m s 单板上，接口数据为 经符号映射后的量化数据，每个符号的i q 两路均以1 2 比特量化，符号速率为1 2 8 m s p s ，则 t x s p 与t x d m s 之间的需要传送1 2 个子信道数据总速率为1 2 8 m 1 2 ( 量化b i t ) 2 ( i q ) 1 2 ( 子信道) + 4 ( 天线数) = 1 4 7 4 5 6 m b p s 1 x - d m s 实现多载波数字基带合成后，分成4 个独立分支，每个分支输出为2 路( i q ) 多载 波数字基带信号至2 路数模转换器，每个分支产生的模拟基带i ，q 信号送到射频小信号框中的 1 1 ( 一对一关系) 。每路d a c 输入信号的数据速率为4 6 0 8 m s p s ，所承载的信号单边带3 d b 带宽为8 6 4 m h z 。 1 3 2 基站侧数据处理链路描述 上行链路基站侧构成如图1 4 所示，工作过程及模块间传递的信号简述如下： 【p ur x s pr x - a m s g m c 分析模数 定时转换 同步模块 模块 睡叠 醴 图1 4m “o g m c 上行链路构成及硬件模块划分示意图( 基站侧) 接收预处理单元r x a m s 接收来自8 个1 1 t x 单元的8 组模拟基带l q 信号，经1 6 个模数转 换器转换成8 天线波数字基带i ，q 信号，送到g m c 分析和定时同步模块，产生同步的子信道 数字基带i q 信号后送给接收信号处理单元r x s p 处理。 3 东南大学硕士学位论文 每路a d c 输入信号的单边带3 d b 带宽为8 6 4 m h z ，a d c 的采样频率为4 6 0 8 m h z ，a d c 位宽为11 b b ，每个天线通道采样后的速率为4 6 0 8 ( 采样频率) + 1 1 ( 量化比特数) + 2 ( i ，q ) = 1 0 1 3 7 6 m b p s g m c 分析定时同步模块对a d c 来的数据进行处理，输出数据以子信道为单位向接收信 号处理单元r x s p 发送。每个子信道符号速率为1 2 8 m s p s ，每个符号的i q 两路均以1 2 比特量化，每天线每子信道的数据速率是1 2 8 m + 1 2 ( 量化b i t ) ，2 ( i ，q ) = 3 0 7 2 m b p s 。 r x a m s 到r x s p 的总数据速率为：1 2 ( 天线数) 1 2 ( 子信道数) 3 0 7 2 = 4 4 2 36 8 m b p s 建议r x a m s 分布在多块单板上实现，每块单板实现4 天线1 2 子信道的处理，基站最多 用3 块r x a m s 板实现1 2 天线的处理。 r x s p 处理所有r x a m s 送来的子信道数据，将译出的信源数据送给主控接口板。其内部由 1 2 子信道基带接口模块组成，每个子信道处理相互独立，独立完成单个子信道的信道估计、 迭代检测译码等功能。 r x s p 和r x a m s 之间总数据速率的最大需求是：1 2 ( 天线数) 1 2 ( 子信道数) 3 0 7 2 2 4 4 2 36 8 m b p s ， 当r x s p 分布在4 块处理板时，每块r x s p 处理3 子信道8 天线数据。当每块r x a m s 处理4 大线时，每块r x ，s p 和每块r x - a m s 单板的数据传输量是4 ( 天线数) 1 2 ( 子信 道数) 3 0 7 2 = 1 4 7 4 5 6 m b p s 。 夺r x s p 接收来自r x a m s 接口的最大流量需求是：1 4 7 4 5 6 m b p s 3 ( 当r x a m s 与r x s p 之间只传输3 子信道有效数据时，r x s p 接收的最大数据流量需求可降为 3 6 8 6 4 m b p s + 3 ) 以上实现时，每块r x s p 输出经译码处理后的数据流量最大约为1 6 0 4 = 4 0 m b p s 4 块r x s p 译码输出经交换板f 曲r i c 面交换后送到主控时钟板，经l m t 或传输接口送到上级 设备进行处理，在此过程中，要求能够支持的最人流量为1 6 0 m b p s 1 4 论文的主要工作及结构 本论文的主要j 二作是对应用于高速移动无线分组传输中的信道估计理论进行了相关的探讨，并对 相应算法做了仿真研究：对单个子载波数字基带系统中的信道估计进行了f p g a 硬件实现；最后搭建 了各种硬件测试平台，在此基础上对所设计的逻辑电路的正确性和健壮性进行了验证。 论文的结构如下： 第二章首先详细描述m i m o g m c 系统中采用的信道估计技术 第三章介绍m i m o g m c 系统信道估计技术的定点仿真实现 第四章对m i m o g m c 系统中信道估计技术的f p g a 实现进行了详细的探讨 第五章全文总结 东南大学硕士学位论文 第二章m l m o _ g m c 系统孛的僖遵估计技术 2 1 引言 第二章m i m o g m c 系统中的信道估计 在m l m o g m c 系统中，采用广义多载波并行传输体制，以满足峰值速率达到1 0 0 m b p s 的需求。 在基本模式下，总带宽约为2 0 m l l z 的频带，被分解为1 6 个3 d b 带宽为1 2 8 m i l z 的子带，为简化接收 端的实现，我们首先考虑相邻子载波之间无交叠的系统。此时，各接收子载波可以独立地处理。 高速率移动通信通常受到时间和频率选择性衰落的双重影响，近几年来，研究者们越来越关注如 何降低这种影响使得在这种双选择性衰落信道中进行高效传输。这种影响一般很难削弱，即使能够 做到，也会加入多径多普勒分集增益【6j 。由于信道估计的性能对整个接收机的性能影响很大，尤其对于 快衰落信道，所以就需要可靠的双选择性衰落信道下的信道估计技术。 通信系统的接收机中，通常使用两种传统的方法获得信道状态信息：一种是基于己知训练序列的 信道估计，而另种就是分析接收符号的盲信道估计。相对于基于训练序列的信道估计，盲信道估计 通常需要记忆很长一段时间的数据，同时还具有更高的系统复杂度1 7 j ，虽然有自适应盲估计等技术可以 降低其系统复杂度，但其只能在慢衰落信道中适用【2 】l 。剔除带宽消耗的缺点。基于训练序列的信道估 计方法可以降低符号检测的要求，进而降低系统复杂度和符号识别条件p j ，在实际系统中很具有应用价 值。 对于时不变信道，训练序列通常在码快的头部发送，但对于时间选择性信道，采用这种训练序列 发送方式的系统性能不是很好。由此产生了一种导频辅助调制( p a s m ) 1 9 】，即在发送码块中间歇性插 入导频。这种技术不仅仅对时间选择性信道有效，对频率选择性信道甚至双选择性信道同时适用【l 0 1 【1 ”。 本节将描述m i m o g m c 系统中的基带模型、时隙结构、训练序列设计、信道估计算法和单载波快 速实现技术。 2 2 单个子载波系统模型 单个子载波数字基带系统模型如图2 1 所示，在发送端，输入信息比特流经过信道编码和交织，得 到编码的比特流，然后经过符号映和空时发送处理，并插入导频生成子载波多天线数字基带发送信 号，这里空时发送处理可以采用空时编码和空分复用等技术。在接收端，首先利用接收导频信号进行 信道参数的估计，然后进行迭代检测译码，得到接收的信息比特流。在迭代检测译码中，检测器为软 输入软输出检测器，译码器为软输入软输出译码器，检测器与译码器之间交互软信息，检测与译码过 程多次迭代，以显著提高接收性能。 输入信息 流 输出信息 流 图2 1 单个子载波数字基带系统模型 5 - 东南大学硕士学位论文 信号传输序列由一个一个时隙( s l o t ) 组成，为了针对双选择性信道，系统时隙结构设计如图2 2 所示。每个时隙由k 个子时隙( s u b s l o t ) 和一个时隙尾组成。每个子时隙均有循环保护段g 、导频段 p 和数据段d 组成。时隙尾由循环保护段g 和导频段p 组成。循环保护段的长度厶大于信道的最大时 延尸，小于导频段的长度三，其中导频段的最后k 个数据等于循环保护段。各个子时隙的导频段均相 同。这样的时隙结构设计有两点好处： 每个导频段前都有一个循环保护段，而这些循环保护段的特性恰恰可以在接收端用来进行信道估 计； 在每段数据段前都加上了循环保护段和导频段，这两者加在一起恰恰是数据段的循环保护，便于 用来检测传输的信号。 o n es i o t 卜铀吉b 叫j鼬l ：s 1 0 叫 卜 8 2 r 叫 g ：保护段，p ：导频段，d ：数据段 图2 2m i m o g m c 系统时隙结构示意图 根据奈奎斯特准则，两个导频段之间距离必须满足： 1 岛2 岛+ + 岛乃i 其中厶是最大多普勒频偏，z 是符号间隔。 假设信道在每个导频段内是时不变的，不同的导频段信道参数是可以不同的。根据信道变化的速 率不同，数据段的信道参数可能需要进一步的估计。在本章节中将同时考虑导频段和数据段的信道估 计。 在m i m o 系统中，设发送天线个数为，接收天线个数为| 。，时间频率双选择性信道的最大时 延为尸，用以) 表示第h 根发送天线在t 时刻的发送信号，用_ ( ) 、( ) 分别表示第根接收大线 在时刻接收到的信号和加性高斯白噪声，k 。( p ) 表示从第n 根发送天线发送到第根接收天线且时 延为p 时的信道冲击响应系数，则有： p l ( i ) = ，。( p ) j 。( 一p ) + z 。( t ) ( 2 1 ) 口= 0 月= l 为了方便表示，将第时刻各发送信号、接收信号和加性高斯自噪声表示成矢量的形式s ( ) 、r ) 和z ( i ) ：s ( t ) = 毛( 女) ，j 坼( t ) 7 ，r ( t ) = ( t ) ，饥( t ) 7 ，z ( t ) = 五( t ) ，z h ( i ) 7 ，则公式( 2 1 ) 可表示成： “) = h ( p ) s ( i p ) + z ( 女) ( 2 2 ) 其中h ( p ) 吩。( p ) ： t ( p ) m ( p ) ： ，坼( p ) 6 束角大学硕士学位论文薰二章硼m o g m c 系统中的信道估计技术 令( t ) = h = r ( 七) r ( 七十1 ) r ( 七+ p 一1 ) u ( 七) = s ( 七一p + 1 ) s ( 七) s ( 七+ p 1 ) ，墨( 量) = h ( ，一1 ) h ( o ) d d。； i。； i h ( 尸一1 ) h ( o ) z ( 七) z ( 七+ 1 ) z ( 七+ j p 一1 ) 则公式( 2 2 ) 可表不成： ( ) = n ( t ) + 墨( t ) ( 2 3 ) 其中! 他) 为尸l 的信号s ( t ) 的完全观测矢量，为虬p ( 2 | p 1 ) 坼的信道卷积矩阵，u ( 七) 为 ( 2 p 一1 ) ，l 的发送向量，至( t ) 为r p l 的噪声向量。 用s 如( o ) ，矗( 1 ) ，晶( 一1 ) 7 ，0 = 0 1 ，坼一1 ) 表示第”根天线发送的导频序列，则 s = s ，s l ，s ，一1 表示所有天线的发送导频信号。则在接收端去掉循环保护之后的第1 个导频段的接 收信号可表示为： y “) = h ：s ，+ z ，似= o ，足) ( 2 4 ) 其中y 、z p ) 是。4 的矩阵，分别表示接收到的导频信号和均值零方差口2 的加性高斯白噪声； ：= 蠼：( p ) 是 k 坼的冲激响应矩阵，础( p ) 表示在第个导频段，第m 根接收天线与第根 发送天线之间第p 径的信道抽头系数s ，瑙f i ，k 卜s 的列循环右移p 位得到的。 令h m = h 妒，h ? ，h 姓， 表示在第t 个导频段的所有信道参数，x = s ：，s i ，s ；一1 7 ，则公式 ( 2 4 ) 可以改写为： y ) = h p ) x + z p ) 但5 ) 2 3 最小平方误差信道估计 从式( 2 5 ) 可以看出，信道估计的目标就是从x 和y ( ) 中估计出h ( ”。 首先我们将式( 2 5 ) 进行变形，定义心4 1 的向量h = v y “ ，其中v 为拉伸算子，表 示按照列方向依次取矩阵元素将矩阵排列成一个列向量，这样式( 2 5 ) 定义的模型就变为： y 。= ( x 7 0 i 心) h + z t = 妯 + z t ( 2 6 ) 其中，h 。= v ”( h ”) ，戤= v p c ( z ) ，i = r 固i 心，。表示k r o n e c k e r 乘积。这样就有信道参数的最小 二乘( l s ) 估计为【1 2 】： 或= 爻+ 1 y ( 2 7 ) 这里当且仅当爻行满秩的时候才可以得到血，即m 碡体) = 坼尸，这就需要导频长度满足坼，。 如果三， ，p ，则噪声方差的无偏估计为： 7 钟。丽士丽 l 瞅e ( 2 8 ) 其中f | | f ，表示矩阵的f 范数。 这样l s 信道估计的错误相关阵为： 如= e 舱_ h ) ( 也_ h 。) ” _ z 澎爻) 一 ( 2 9 ) 如皇帮：裂：种酬。 亿。， 当发送导频正交时，即： x = i m ，( 2 1 1 ) 五。取最小值，式( 2 11 ) 亦称为导频序列的正交条件。当导频序列满足正交条件的时候有l s 信道估 。= ( ( x ”) 。i ) y 。 再根据w c 的定义可以得剑l s 信道估计的矩阵表示： 自( ) = 上y ( ) x “f 2 12 1 2 4 最优导频设计和快速实现 从式( 2 1 1 ) 可以看出，各个发送天线发送的导频序列白相关为脉冲序列，不同天线间的互相关序 列为零。这里我们将问题简化，只需要设计自相关序列为脉冲序列的单个训练序列，而不需要同时设 计多个训练序列。 如果一个序列不同相位周期的自相关均为零，则称为最优序列。在过去的近半个世纪中，前人提 出了许多最优序列【1 3 】【1 4 | 【1 5 l 。本文着重考虑f r a n k 序列和m i l e w s k i l l 8 1 序列的结构，推导出了一 种适合l s 信道估计实现的高效的训练序列结构。 假设一个基本最优序列为a = i ，口，吼p - l | | ，则各个发送天线的发送训练可以用该基本序列循环 右移得到： 厂r、 最( 垆例【”蚺，一= ，o - l 肛风急= 1 ( 2 1 3 ) 这里户是自然数。由于- 是最优序列，显然式( 2 1 3 ) 构造的一组发送序列满足式( 2 1 1 ) 。 为j ，便于接收机实现，这里我们仅仅考虑2 的幂次长度的最优序列。 取的d f t 矩阵w ，【w k = 写：；，其中= 一2 i ，j v = 2 ”。假设w = 、k ，w j 】，其中w 0 和w 均为2 的矩阵。 一8 一 茎蔓查竺翌兰竺竺i ! 竺窆= 兰丝坠竺丝墨丝塑堑! 篁竺i 燮 定义： fw。：2 2 一 耻1 ( w o + 烈) 压：2 “- ( 2 1 4 ) l ( w o + ，w 1 ) 2 ，= 2 “ 由此得到长度为l 的最优序列： - = w 礴0 ( 2 1 5 ) 很容易发现= 2 “和= 2 “1 分别为f m n k 序列和m i l e w s “序列的特例。 基于序列a 的特殊结构，矩阵x 有如下两种分解形式： x = 哆l i ，o 坼，q “一* 一j f a f 8 ( 2 1 6 ) x = 彤 i 坼，o * 州耳一r 一 蟛心。w ) 蟛a ( i 口。w ”) 巴 ( 2 1 7 ) 其中，f 是大小为的d i 叮矩阵，a = 击昭 f 2 j ，l 是由置换口生成的以p 阶置换矩阵，q = 易。 其中曲昭 d 表示主对角元为d 的对角阵。上述各置换的生成规则如下： 以) = ( ( 黔。并：- 1 吣) = ( ( 咎，。；! 搿 ( t ) = ( ( t + ( ( t ) ) 。) l 舢t s 4 一l 对角阵a 可以由公式( 2 1 8 ) 反推得到其对角元素。 由公式( 2 1 2 ) 、( 2 1 7 ) 、( 2 1 8 ) ，就得到了三种初始l s 信道估计的算法： 直接计算( 公式( 2 1 2 ) ) ，其运算量为虬4 ，； 快速算法一( 公式 生成8 8 的d f t 矩阵w = 【w ow i 】，其中w o 和w i 均为8 4 的矩阵，w 的矩阵元素为： 1 9 - 奎堕查兰堡主堂堡堡奎 一一 一一吼，= g = 等= 学 ， 前= ( w o + 棚) 压 ( 3 2 ) 得到8 4 的矩阵霄； a ：w c 谛7 ( 3 3 ) 得到最优序列4 = k 确，呜。1 7 ； 最( 咖飞。 ( h = o ，l ，2 ，3 ，= o ，1 ，3 1 ) ( 3 - 4 ) 得到4 根发送天线的发送导频序列： 同时得到循环保护序列为： 瓯( f ) = s 。( f + 2 4 ) 0 = o ，l ，2 ，3 f = o ，l 7 ) ( 3 5 ) 3 2 2 定点算法流程 首先由接收导频y ( ”和已知的发送导频的共轭x “，根据公式( 2 1 2 ) ： 直f i j ：三y ( t x ” ( 3 6 ) 三p 分别得到5 个导频段的l s 信道估计的参数，其中= o ，1 ，2 ，3 ，4 。 再根据公式( 2 8 ) ： 群2 硒南圳一“埔“礴 计算噪声方差，这里对其等式右边分解整理得到： 筇= 瓦瓦与丽( 茎1 蓦渺f 2 - 。笺篆霎l 识， 2 j f 壶砉善1 毋 2 一塞毫耋 磺j ，1 2 = a ( 勿一砌t ) 3 7 i 去耋荽眇1 2 一；塞骞砉j 磺! ，1 2 2 s ( 叫加t ) 考虑到噪声方差在时域上的连续性和系统实现的方便，我们假设每个时隙中噪声方差不变，同时假设 相邻时隙之间的噪声方差有一定的相关性，这里定义遗忘因子忍，进行平滑处理，则当前时隙的噪声 方差为： 西2 = 以，嚷+ ( 1 一乃) 舜 其中嚷为前一个时隙的噪声方差，在系统中易= ；t 则当前时隙的噪声方差为： 办i 厅+ 去荟拜 。8 接着基于d c t 域得到更加精确的信道估计： 2 0 - d 。( p ) = u 。h 。( p ) ( 3 9 ) 其中u 。为5 5 的d c t 矩阵 计算单点滤波所需要的特征值矗。： o = 赤薯善瞄( 力1 2 去耋赛l 铭( p 1 2 虬= ( 如一砌t ) ( 3 ，o ) i 圭塞塞l 锻( p ) 虬= s ( 挈妇t ) 同样考虑到特征值在时域上的连续性和系统实现的方便，定义遗忘因子厉= ；，有平滑后的当前 时隙特征值： t ，t = 互p 。t + ；厶t ，一 ( 3 1 1 ) 其中五j ，为前一个时隙的对应于第p 径、t 导频段的特征值。 计算单点滤波系数j ； 小彘小南 8 埘 对d c t 域信道参数铋( p ) 进行单点滤波得到露：( p ) ： 龆( 力= 以麓：( p ) ( 3 ，1 3 ) 反d c t 变换并插值得到所有的信道参数6 。( p ) ： 丘肛。( p ) = u m ，a 。，( p ) ( 3 】4 ) 其中。( p ) 为有1 7 个元素的列向量，即每两个导频段之间插入了3 个信道参数，u m s 是1 7 5 的i d c t 矩阵。 3 2 34 发8 收和4 发4 收信道估计通用算法 相对于4 发8 收的情况，4 发4 收的接收信号相当于8 根接收天线中只有前4 根天线有接收信号， 其余4 根接收信号均为零，基于这种思想本小节主要推导用4 发8 收信道估计算法表示4 发4 收信道 估计的方法，以得到实现的通用结构。 r v 恤) 1 对于4 发4 收接收信号可表示为i 二i ，则其l s 信道估计为： l u 4 m j p ：上p x ( 3 1 5 ) 1 2 一f l aj w ， l o 。j 4 l o 。m j 从式中可以看出，对应于前4 根接收天线的信道参数即4 发4 收信道参数，其余位置的信道参数均为 零。由此遍历式( 3 7 ) 式( 3 1 4 ) ，发现除了式( 3 7 ) 和式( 3 1 0 ) 需要根据接收天线数有2 倍变化 外。其余各式均有式( 3 1 5 ) 的结构。 因此对于4 发4 收的情况，可以完全使用4 发8 收的算法，只是在进行噪声方差和特征值计算的 2 1 东南大学硕士学位论文 时候利用移位操作解决两倍的问题。这里为4 发8 收和4 发4 收使用通用结构来进行设计提供了理论 依据。 3 2 4 信道估计参数的定标 定标的过程实际上就是将理论算法转变成可直接利用数字电路实现的算法，在这个过程中不仅需 要考虑系统性能，还要关注算法可行性，如果不可行，怎么改变算法使得其可实现。在这个过程中还 要综合考虑实现所采用器件的特性，在保证资源够用的前提f 充分利用资源，达到最优性能。 对于一个实际数据x ，定标就是按照一定的标准对其进行量化、限幅等操作，这个标准就是该数据 的定标。因为数字电路硬件结构中只能识别二进制数据，假设量化后该二进制数据的小数位6 比特，整 数位为n 比特，如果为无符号数，则其字长为f _ 口+ 6 比特；对于有符号数，通常止数采用第一位前补 零、负数采用补码形式并在第一位前补l 表示，这样就需要增加一比特的符号位，则字长为，= 口+ 6 + 1 。 在本文中我们定义f s 口，明表示定点数据的定标，5 表示符号位长度，其值为1 表示有符号数，o 为无 符号数：日表示整数侮何数；6 为小数位位数。则z 采用该定标的定点化后数据x 。量化阶为2 ，当6 为 0 ，其至为负数的时候表不该数据没有小数部分，且该数据定点化数据的整数部分从小数点左边第1 6 位开始，且满足： ，4 + 6 1 o 矗二i 二s = 0 7 4 + 6 1 2 4s z ，= 一j = l 2 。 特别的，有时候需要对数据作取负运算，而对于有符号数，其负的最小值取负的时候就会出现上届溢 出现象，所以很多时候这里会人为对其作保护，防止溢出，面限定： o + 6 1 o 却s 二= 一 5 = o ，。+ 一iz ，。+ a 一1 ( 3 1 6 ) 一等s 坼s 等s = 1 有时候，考虑到尽量系