（微电子学与固体电子学专业论文）4ghz频率合成器的研究与设计.pdf

摘要 伴随着移动通信技术和移动通信市场的迅速发展，高频率稳定度、低相位噪 声、宽频带工作和多频带工作成为射频前端频率合成器的发展趋势。 本文根据第四代无线系统的对频率合成器的要求，所设计的频率合成器最高 输出频率达4 2 2 g h z 。本文设计完成了高速无可见死区的鉴频鉴相器、采用调制型 c a s c o d e 和互补开关电路结构的电荷泵、二进制加权的开关电容阵列的宽带v c o 、 抑制环境影响的自校正电路等模块，并最终完成了整个锁相环频率合成器的系统。 最后在v i r t u o s o 下完成部分模块版图设计。 电路采用t s m c0 1 8 u m r f 工艺库，在c a d e n c e 下完成电路模块的仿真，并且 用a d s 完成系统的建模与仿真。仿真结果表明，在2 0 m h z 的参考频率下，系统 的相位噪声在1 m h z 处达1 2 8 d b c h z ；在4 0 k h z 的环路带宽下，失锁后重新锁定 的时间仅需要1 2 0 u s ；调节范围3 3 g h z - 4 8 g h z ，频率变化范围达1 5 g h z ；并且 该频率合成器可以工作在3 8 4 0 m h z 、4 3 2 0 m h z 等多个频带；该频率合成器稳定工 作时频率精度为1 6 0 m h z ，频率稳定性较高；完全符合第四代无线通信系统的要求。 关键词：压控振荡器锁相环相位噪声自校正 a bs t r a c t a l o n gw i t hr a p i dd e v e l o p m e n to fm o b i l ec o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g ya n dm o b i l e c o m m u n i c a t i o n sm a r k e t ，h i g h - f r e q u e n c ys t a b i l i t y , l o wp h a s en o i s e ，b r o a d b a n da n d m u l t i b a n dw i l lb et r e n d sf o rr ff r o n t e n dt e q u e n c ys y n t h e s i z e r i nt h i st h e s i s ，a c c o r d i n gt ot h er e q u i r e m e n t so ft h ef o u r t hg e n e r a t i o no fw i r e l e s s s y s t e m saf r e q u e n c ys y n t h e s i z e rw a sd e s i g n e d a n di t s o u t p u tf r e q u e n c yi su p t o 4 2 2 g h z t h i sp a p e rd e s i g n e dah i g h s p e e dp f dw i t h o u td e a dz o n e ，c h a r g ep u m pw i t h m o d u l a t e dc a s c o d ea n dc o m p l e m e n t a r ys w i t c hc i r c u i ts t r u c t u r e ，b r o a d b a n dv c o e m p l o y i n g ab i n a r y - w e i g h t e ds w i t c h e dc a p a c i t o ra r r a y , a u t o - c a l i b r a t i o n c i r c u i t s u p p r e s s i n ge n v i r o n m e n t a lc h a n g e s ，a n de v e n t u a l l y t h ec o m p l e t e dt h ee n t i r ep l l f r e q u e n c ys y n t h e s i z e rs y s t e m f i n a l l y , s e v e r a lm o d u l e s l a y o u t sw e r ef i n i s h e d i n v i r t u o s o i n t h i sp a p e r , t s m co 18 u m r fc i r c u i tt e c h n o l o g yl i b r a r yw a su s e d ，a n dm o d u l e s w e r es i m u l a t e di nc a d e n c e f i n a l l yt h es y s t e mw a sm o d e l e da n ds i m u l a t e db ya d s s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt h ef r e q u e n c ys y n t h e s i z e rh a sl o wp h a s en o i s e ，w i d er a n g e ， s h o r tl o c k i n gt i m e ，a n dl o wi n t e r f e r e n c eb ye n v i r o n m e n t a l i n2 0 m h zr e f e r e n c e f r e q u e n c y , t h es y s t e mp h a s e n o i s ea t1m h zi su pt o 一12 8 d b c h z ；i nt h el o o pb a n d w i d t h o f4 0 k h z t h er e 1 0 c kt i m ei so n l y12 0 u s ；i t sa d j u s t i n gr a n g ei sf r o m3 3 g h zt o4 8 g h z ， s of r e q u e n c yt u n i n gr a n g ei s1 5 g h z ；a n dt h ef r e q u e n c ys y n t h e s i z e rc a nw o r ki nt h e 38 4 0 m h z ，4 3 2 0 m h z ，a n dm a n yo t h e rb a n d s ；t h ef r e q u e n c yr e s o l u t i o ni s16 0 m h zw h e n a ts t a b l ew o r k ，a c h i e v i n gh i g hf r e q u e n c ys t a b i l i t y t h ed e s c r i p t i o n sa b o v ea r ei nf u l l r e q u i r e m e n tf o rt h ef o u r t h g e n e r a t i o nw i r e l e s ss y s t e m k e y w o r d ：v c op l lp h a s e n o i s ea u t o - c a l i b r a t i o n 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切法律责任。 本人签名：肫些茸一同期! ：堕! ! 墨 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本人签名： 导师签名： 同期! 墨望：! 芝 同期塑：堡：q 殳 第一章绪论 第一章绪论 从2 0 世纪7 0 年代开始，移动通信技术随着半导体技术、微电子技术和计算 机技术的进步得到了迅猛的发展和应用，移动通信用户数目急剧增长。在全球范 围内，移动通信正在进入从第二代移动通信系统( 2 g ) 和第二代半移动通信系统 ( 2 5 g ) 向第三代移动通信系统( 3 g ) 的平稳过渡时期。而针对3 g 之后的移动通 信标准的研究己经在几年前悄然开始，并且取得了一定的成果。国际电信联盟 ( i t u ：i n t e r n a t i o n a lt e l e c o m m u n i c a t i o n su n i o n ) 已将3 g 之后的移动通信技术定义 为超3 g ( s y s t e m sb e y o n di m t2 0 0 0 ) ，目前有些国家称为4 g 。1 9 9 9 年成立的i t u r 的w p8 f 工作组定义了一系列4 g 的技术规范，并在2 0 0 2 年l o 月的会议上通过 了s y s t e m sb e y o n di m t 2 0 0 0 的含义及数据速率达到10 0 m b s 的概念。可见下一代 移动通信系统需要实现更快的数据传输速率以承载更多的语音、数据和多媒体业 务，这些业务都需要更宽的频谱带宽来支持。这就要求射频前端的频率合成器具 备高频率稳定度、低相位噪声、宽频带工作和多频带工作等的特点。本文j 下是对 应用于第四代无线系统中频率合成器所进行的研究和设计。 本章首先介绍了频率合成技术的种类，p l l 频率合成在无线通信系统中的应 用，指出其重要性，然后介绍了本文的选题背景及意义，最后给出了本论文的章 节安排。 1 1 频率合成技术简介 传统移动通信设备中，接收机的本振和发射机的激励信号源通常使用晶体振 荡器，这种方案电路简单、稳定可靠，但当需要信道数目较多时，晶振的种类和 数量就要相应增多，体积和成本就会增加，无法实现小型化、模块化和智能化。 无线电技术的发展，对信号源提出了越来越高的要求，既要求射频信号源的频率 稳定度和准确度高，而且要求可以方便的转换频率。石英晶体振荡器的频率稳定 度和准确度很高，但转换频率不方便，而l c 振荡器转换频率方便，但稳定度和准 确度不高。近年来迅速发展的频率合成技术，结合了以上两种振荡器的优点，满 足了以上两个方面的要求。 频率合成技术起源于二十世纪3 0 年代，至今己有六十多年的历史。所谓频率 合成就是将具有低相位噪声、高精度和高稳定度等综合指标的参考频率源经过电 路上的混频、倍频或分频等信号处理以便对其进行数学意义上的加、减、乘、除 等四则运算，从而产生大量具有同样精确度的频率源。实现频率合成的电路叫频 率合成器，频率合成器是现代电子系统的重要组成部分。在通信、雷达和导航等 设备中，频率合成器既是发射机的激励信号源，又是接收机的本地振荡器；在电 2 4 g h z 频率合成器的研究与设计 子对抗设备中，它可以作为干扰信号发生器；在测试设备中，可作为标准信号源， 因此频率合成器被人们称为许多电子系统的“心脏”。 频率合成技术自提出以来，逐渐形成了目前的4 种技术【l 】：直接频率合成技术， 锁相频率合成技术、直接数字频率合成技术和混合式频率合成技术。 1 、直接模拟式频率合成器 直接模拟式频率合成器是最先出现的一种合成器类型的频率信号源。这种频 率合成器原理简单，易于实现。直接模拟式频率合成器足由一个高稳定、高纯度 的晶体参考频率源，通过倍频器、分频器、混频器，对频率进行加、减、乘、除 运算，得到各种所需频率。直接合成法的优点是频率转换时间短，并能产生任意 小的频率增量。但用这种方法合成的频率范围受到限制，而且不能实现单片集成， 输出端的谐波、噪声及寄生频率难以抑制。因此，直接模拟式频率合成器已逐渐 被锁相式频率合成器、直接数字式频率合成器取代。 2 、锁相式频率合成器 锁相式频率合成器是采用锁相环( p l l ) 进行频率合成的一种频率合成器。它 是目前频率合成器的主流，可分为整数频率合成器和分数频率合成器。最简单的 锁相坏频率合成器是单环锁相环频率合成器，在压控振荡器与鉴相器之间的锁相 环反馈回路上增加整数分频器，就形成了一个整数频率合成器；通过改变分频系 数n ，压控振荡器就可以产生不同频率的输出信号，其频率是参考信号频率的整 数倍，因此称为整数频率合成器。输出信号之间的最小频率间隔等于参考信号的 频率，而这一点也正是整数频率合成器的局限所在。由于单环p l l 频率合成器难 于同时满足合成器在频带宽度、频率分辨率和频率转换时间等多方面的性能要求， 因此，现代通信与电子设备中采用多环p l l 频率合成器、吞脉冲式锁相环频率合 成器或锁相坏分数频率合成器。 3 、直接数字频率合成技术 1 9 7 1 年3 月美国学者j t i e n r e y 、c m r a d e r 和b g o l d 首次提出了直接数字频 率合成( d d s d i r e c td i g i t a ls y n t h e s i s ) 技术。这是一种从相位概念出发直接合成 所需要的波形的新的全数字频率合成技术。同传统的频率合成技术相比，d d s 技 术具有极高的频率分辨率、极快的变频速度、变频相位连续、相位噪声低、易于 功能扩展和全数字化便于集成、容易实现对输出信号的多种调制等优点，满足了 现代电子系统的许多要求，因此得到了迅速的发展。但是其功耗大，输出的频率 低，故在现代无线通讯产品中并不常用。 4 、混合式频率合成技术 p l l 技术具有高频率、宽带、频谱质量好等优点，但其频率转换速度低。d d s 技术则具有高速频率转换能力、高度的频率和相位分辨能力，但目前尚不能做到 宽带，频谱纯度也不如p l l 频率合成技术。混合式频率合成技术利用了上述两种 第一章绪论 3 技术各自的优点，将两者结合起来，其基本思想是利用d d s 的高分辨率来解决p l l 中频率分辨率和频率转换时间的矛盾。通常有d d s 激励p l l 和d d s 附加p l l 两 种基本方案。 在d d s 激励p l l 方案中，使d d s 在某个频率附近产生精细的频率步进，并 且d d s 的输出作为p l l 的标准输入信号，同时将p l l 设计成倍频环，将d d s 产 生的信号倍频到所需的频率范围内。而d d s 附加p l l 方案是在环路中插入混频器， 使d d s 和p l l 的输出相加。 由于现代通信的高度稳定和可靠，对频率稳定度和准确度提出了极高的要求， 这使得锁相环频率合成器应用非常广泛，并且在现代通信和和信息处理中扮演着 最为关键的角色。本文着重论述在射频无线通信系统收发机( t r a n s c e i v e r ) 中锁相 环频率合成器的设计，折中考虑频率合成器相位噪声与锁定速度相互制约的矛盾， 同时还要解决温度和工艺误差对整个p l l 频率合成器性能的影响。 1 2 选题背景及意义 随着第三代移动通信系统逐渐进入商用，国内外有关第四代移动通信的研究 己初见端倪。日本和韩国于2 0 0 2 年启动了面向第四代移动通信的m t i f 和k 4 g 研 究计划。欧盟在前期研究计划( 第五框架研究计划) 的基础上，成立了世界无线 通信研究论坛( w w r f ) ，着手进行“i m t 2 0 0 0 之后的第四代移动通信研究的 概念、需求与基本框架研究，并将把第四代移动通信系统列入将于2 0 0 3 年启动的 欧盟“第六框架研究计划”。 在我国，( 2 0 0 7 年1 2 月2 6 日召丌的国务院常务会议) 作为国家重大科技专 项的“新一代宽带无线移动通信网”实施方案己获国务院通过，新一代宽带无线 移动通信属于国家中长期科学和技术发展规划纲要( 2 0 0 6 - - 2 0 2 0 年) 中确定 的1 6 个重大科技专项之一。当前，关于下一代移动通信系统( b 3 g 4 g ) 的工作逐 渐进入实质性阶段，按照最新的工作计划，国际电信联盟( 1 t u ) 于2 0 0 8 年在国际 范围内启动技术提案的征集工作，丌始一整套包括技术征集、评估、融合以及标 准化在内的4 g 无线通信技术的国际标准化过程( i t u 称为i m t a d v a n c e d ) 。 该课题针对国内外通信技术发展的趋势而提出用于新一代通信系统中的频率 合成器的研究与设计的方案，课题本身具有很好的开发和研究价值。 1 3 本文章节安排 本文的具体章节安排如下： 第一章：主要介绍了该课题的选题背景、意义及频率合成器在通信系统中的 应用；第二章主要介绍了电荷泵锁相环频率合成器的原理及本文的系统设计；第 三章定义了相位噪声，并给出了系统噪声模型；第四章详细阐述了本文所设计的 4 4 g h z 频率合成器的研究与设计 宽带v c o ，给出了主要参数的仿真结果；第五章设计电荷泵锁相环频率合成器的 其他组成模块并给出了仿真图；第六章主要进行了电路核心模块的a d s 系统建模、 噪声建模及相应的仿真结果。 第二章电荷泵锁相环频率合成器的系统设计 第二章电荷泵锁相环频率合成器的系统设计 2 1 电荷泵锁相环频率合成器的原理及指标 锁相环频率合成器( p l l f s ) 是根据锁相环原理构成的。基本的锁相环路如 图2 1 所示。它是一个相位负反馈系统，这有别于常见的电压或电流负反馈系统。 它由一个鉴相器( p d ) 、环路滤波器( l f ，或叫做低通滤波器) 和压控振荡器( v c o ) 构成，鉴相器总是对输入的参考信号的相位和反馈回来的输出信号的相位进行比 较，当两个相位差保持恒定或者为零时( 相位差是一个常数还是为零，是由鉴相 器的类型决定的) ，环路进入稳态，表示相位已经锁定，这时输出信号的频率等 于输入信号的频率，即名= 乙；否则，鉴相器继续进行相位比较，输出一个信号 圪经过低通滤波变成直流k ，控制压控振荡器的输出信号频率往参考频率的方向 接近，直到锁定。依据这一反馈原理做成的频率合成器如图2 2 所示。它增加了一 个分频器1 n ，它是一个采用电荷泵的锁相环。采用鉴频鉴相器( p f d ) 不仅能比 较相位差，当频率相差较大时也能比较频率，这种锁相环由于其无限的捕获范围 在现代通信系统中应用非常广泛。这时输出信号频率和参考信号频率的关系是 f o = = 彻0 。， 图2 1 基本的锁相环路 图2 2 锁相环频率合成器原理图 本文设计的频率合成器基于p l l 的基本原理，采用自校正结构，抑制了环境、 电源电压变化和工艺变量对电路参数的影响，其结构如图2 3 。在第五章的自校准 电路的设计中会详细介绍其工作原理。 6 4 g h z 频率合成器的研究与设计 图2 3 本论文的系统框图 系统主要指标如表1 1 所示。 表1 1 系统参数指标 相位噪声 3 3d b c 锁定时间 ( 2 0 ) 2 2 4u s 参考频率 2 0m h z 参考毛刺 4 8d b e v c o 相位噪 频率精度 1 2 0 m h z11 0d b c h z 声 1 m h z v c o 调节范围 3 6 g h z - - 4 4 g h z2 0 v c o 增益7 0 m h z v l8 0 m h z v v c o 电流5 m a - - 6 3m a 功耗最优化 其具体含义在模块设计时会有详细叙述，本文的设计目标就是在既定条件下 使系统满足或优于上述指标。 2 2 系统设计 要设计一个稳定的、快速锁定的、低噪声的锁相环频率合成器，总是先从系 统的角度来考虑，根据锁相环路的线性模型和传递函数，确定各模块的参数指标， 再进行各具体模块的设计。首先需要确定的就是环路滤波器中各电阻电容的参数， 因为它从系统的角度，对环路的稳定性、锁定时间、相位噪声和毛刺均有影响。 2 2 1 低通滤波器的设计 图2 4 三阶低通滤波器 第二章电荷泵锁相环频率合成器的系统设计 7 本文根据系统指标采用3 阶无源滤波器【2 】【3 1 ，如图2 4 所示。 其传输函数为 胂器2 面丽l + s r 2 式( 2 1 ) 中 e 。，= c i + c 2 + c 3 r 2 = r c 2 ，一班 c i + c 2 t 2 = b g 式( 2 4 ) 和式( 2 5 ) 是在旦 l 一旦下得到的。 c 3f 2 相位裕度： ( 2 1 ) ( 2 2 ) ( 2 3 ) ( 2 4 ) ( 2 - 5 ) = 18 0 + t a n 一( r 9r 2 ) - t a n 一( c o j l ) - t a n 一( q 乃) ( 2 6 ) 式中婢为环路带宽，定义为整体传输函数i ( j c o ) | _ l 处的缈值。在( 2 - 6 ) 式中令矽对频率微分，并取这个微分在婢处等于零，即 嘻矿彘一枯一一1 + 0 2 c r 2 3 协7 ， 这样做的目的是使相位裕度在她处有一个极大值，最大限度地保证环路有足 够的相位裕度，同时，对于三阶环路滤波器的锁相环来说，此时有最短的锁定时 间。 假设q 乃和q 一都很小，则有 t a n ( c o f f l ) t a n ( or 1 ) q t a n ( t o n g ) t a n ( c o j 3 ) q 毛 代入式( 2 6 ) 得到 f ：s e c # - t a n ( 2 8 ) 。 q ( 1 + f 3 i ) 式( 2 - 8 ) 中t 3 = 量为两个极点的比值，它也是一个可以人为指定的数值，范 z i 围可以从0 到l ，一般指定为o 8 较佳。 由图2 2 得到开环传输函数为： 啪，= 务= 等产 协” 4 g h z 频率合成器的研究与设计 得到 怍= 蒜i 匾 t o ) 2 r t 2 2 协 耻铃 ( 2 1 1 ) 最后： c i ：垒c 。 ( 2 1 2 ) 1 c 。：上c 。 ( 2 1 3 ) 。 5 1 0 g = c o , 一g c 3 ( 2 1 4 ) 一 只：l( 2 1 5 ) c ， 弘苦 q - 1 6 ) 其中c 3 可以较自由的给定，但至少要小于c , 1 5 - d 能满足坏路的稳定性。c 3 取 得较大会有两个好处：一是后面的v c o 有一定的输入电容，取值较大会使寄生影 响减小；二是c 3 取值大可以减小b ，使得热噪声减小。 以上是做了近似的手工计算，更详细的解需要用数值方法才能解，现在也有 很多软件可以直接算出滤波器各个器件的参数。 2 2 2系统设计流程 在确定的环路滤波器的参数之后，就可以进行系统的设计。考虑系统参数指 标向电路模块分配参数，下面是p l l 设计中比较成熟的设计流程【4 】： ( 1 ) 确定p l l 的频率范围( 3 6 g h z - - - 4 4 g h z ) ； ( 2 ) 选择分频比( 1 8 0 2 2 0 ) ； ( 3 ) 确定阻尼系数( 0 7 ) ； ， ( 4 ) 计算p f d 增益k v o = 芒( 本文选择2 0 0 u a ) ； 己) t ( 5 ) 计算v c o 增益 k 脚= i ( ) m a x 了- - o ) m i n ( 本文选择1 2 0 m h z v ，采用宽带设计) ； y m x y m i n ( 6 ) 环路滤波器的设计：滤波器的设计在p l l 频率合成器中是个十分重要的部分， 因其涉及到很多重要的参数，例如：相位噪声、稳定性、锁定时间和毛刺等。前 第二章电荷泵锁相环频率合成器的系统设计 9 面已经详细给出环路滤波器的设计过程。 在此所大概定的参数会随着电路设计的深入而不断改变，所以上述过程也是 不断迭代的过程，在文章的第六章会给出系统的最终传输函数及波特图。 2 3 小结 本章主要介绍了电荷泵锁相环频率合成器的组成、工作原理及系统设计的流 程，并且给出了环路滤波器的设计。在系统设计上，在满足系统要求的情况下， 主要确定了各个模块的参数，指导模块设计。 第三章锁相环频率合成器的噪声模型 第三章锁相环频率合成器噪声模型 近十年间在电路设计领域，相位噪声研究得到了史无前例的关注。因为如果 p l l 不能很好的对噪声做出反应那么它的输出时钟相位就可能与理想值不同而产 生一个时变的偏移即抖动，对应于频域即为相位噪声。相位噪声对接收机的主要 影响是降低了接受信号的信噪比，降低解调质量，使误码率增加，特别是某些对 相位较为敏感的调制方式、在无线电方面主要微弱信号的检测；而毛刺( s p u r ) 也 会对邻近信道产生干扰，影响收发机的选择性和信噪比。所以有必要对p l l 的噪 声做详细的介绍，同时也为子电路的设计进行了宏观的指导及设计方向。本章阐 述了锁相环频率合成器的相位噪声特性，首先给出了相位噪声的定义，其次分析 了振荡器的相位噪声特性及降低相位噪声的设计考虑，最后对整个p l l 进行了噪 声分析。 3 1 相位噪声的定义 相位噪声( p h a s en o i s e ) 是锁相环频率合成器的最重要指标。对任何振荡器来 说最重要的参数就是频谱纯度，理想振荡器的输出频谱是在处的单一直线，如 图3 1 所示。 图3 1 理想振荡器的输出频谱 理想振荡器的输出v ( t ) = g os i n ( a j o t ) ，然而实际的振荡器由于器件内部或外部 热噪声，这些噪声信号通过振荡器这个非线性系统时，对它的幅度和相位都可能 进行调制，输出一个调幅调相波 y o ) = v o 1 - i - a ( t ) s i n ( c o o t + 缈( f ) ) + h a r m o n i c s 彳( f ) 和矽( f ) 代表了幅度和相位调制。在输出端有两种噪声：1 ) 杂散或毛刺( s p u r ， s p u r i o u st o n e ) ；2 ) 随机的相位扰动，即相位噪声，如图3 2 所示。 图3 2 实际振荡器的输出频谱 1 2 4 g h z 频率合成器的研究与设计 振荡器的相位噪声是由内部的噪声源随机产生的，如热噪声、有源器件的1 f 噪声等，都限制了振荡器低相位噪声的设计。 而毛刺则是由于外部( 相对于v c o ) 的噪声源引起的：控制电压、电源电压 以及连接时钟信号的偏置电流等。杂散跟振荡器没有直接关系但是对频率合成器 和p l l 参数的设计却极为重要。 振荡器的相位噪声一般用单边带的相位噪声来衡量，其定义为：在偏离载频 一定量z ，处，单位频带内噪声功率相对于平均载波功率咖，的分贝数，单位为 d b c h z ，其表达公式为 p l ( z ，) = 1 0 l o g 喀丝) ( 3 1 ) r s l g l l a i 由图可知边带来源于噪声对载波的p m 和a m 调制，所以上式的相位噪声可以 写为 从厶) _ 1 0 l o g ( 掣+ 掣) ( 3 - 2 ) 式( 3 - 2 ) 中，邑( 厶) 表示双边带相位噪声谱密度，疋( z ，) 表示双边带幅度噪声谱 密度，z ，是调制频率。 考虑相位调制的幅度4 常量的正弦信号， ( f ) = a cc o s ( c o j + 眈s i n ( 。f ) ) ( 3 - 3 ) 假设边带是由于相位噪声的波动引起的，则其的功率谱密度可以表示为 坠型：幽：1 0 “删- 。 m d 2 h z 】 ( 3 4 ) 一= 一= l i ， i 阳，i，li 一4j 22 。 若考虑载波信号的a m 调制，设a m 调制信号表示为 s 啪( f ) = a ( 1c o s c o d ( 1 + m c o s c o ，f ) ( 3 - 5 ) 这罩m 是a m 调制系数，是调制频率，式( 3 5 ) 也可以扩展为 品f d ( f ) = 4 c o s 4 f + 等c o s ( q + ) f + i mc o s ( q 一) 幻 ( 3 6 ) 式( 3 6 ) 表明a m 调制产生一对边带杂散。当靠近载波频率时，p m 调制起主 要作用，可以近似认其为相位噪声。而频率偏离较远时，a m 、p m 对相位噪声的 贡献认为是相同的，有关详细理论在宽带v c o 的设计章节介绍。 3 2 振荡器的噪声特性 由于p l l 系统采用了两个振荡器( 参考振荡器和v c o ) ，振荡器的噪声特性 对整个p l l 的噪声性能影响显著。参考振荡器的相位噪声主要影响p l l 的带内噪 声，而v c o 的噪声对较大偏离频率的p l l 噪声整形。本节主要晶体振荡器和v c o 噪声对p l l 输出的影响。 振荡器的噪声在不同区域有不同的斜率，分别是o ，1 厂，1 厂2 ，1 厂3 。而有 第三章锁相环频率合成器的噪声模型 1 3 源管的噪声曲线只有两个区域：热噪声区和l 厂区。在现代深亚微米c m o s 工艺 下，典型的l 厂噪声的转角频率是5 0 0 k h z , 、, 1 m h z 。m o s 管的曲线如图3 3 所示。 有源和无源器件的噪声注入到谐振腔，这些噪声被振荡器的2 0 d b d e c a d e 整 形，所以在谐振腔的带宽内热噪声变为1 f 2 ，l 厂噪声变为1 厂j 。由于1 厂与带宽 f o 2 q 的相对位置的不同，就形成不同的曲线。如图3 4 所示【5 】：图( a ) 代表大 多数l c 振荡器的典型特性；图( b ) 则是高q 值的晶体振荡器的特性曲线。 ，一、 毫 & 、一 o _ o n 图3 3m o s 管的噪声曲线 f 。| ll o 2 qf ( a ) 低q 值 l ，z q扎| ( b ) 高q 值 图3 4v c o 的相位噪声特性图 关于相位噪声模型，l c 振荡器较为常用的是l e e s o n 6 】的线性时不变模型。虽 然后来r a z a v i 7 1 和h a j i m i f i t 8 】等人也相继提出了更为精确的模型，这些模型在数值 计算上更为精确但是却不能给设计者直观上的对电路的理解，因此对设计者并不 能提供设计上的宏观指导，所以这罩只介绍l e e s o n 的线性时不变模型，对其他模 型感兴趣的可以参考相关资料。 l e e s o n 的线性时不变分析给出了对v c o 相位噪声的分析和量化的深入理解， 贯穿于整个设计过程。l e e s o n 相位噪声可以描述为 姒) = 1 0 l o g 譬( 去) 2 ( h 知 协7 ， 式( 3 7 ) 中q 是谐振回路的品质因子，厶是振荡频率，只是振荡器的信号功率， 厶是频率偏移量，是有源器件的噪声系数，k 是玻尔兹曼常数，r 是温度，以是 1 4 4 g h z 频率合成器的研究与设计 闪烁噪声的转角频率。 从式( 3 7 ) 可以看到只，f ，q 对振荡器的相位噪声影响严重，所以低相位 噪声振荡器的设计需要：最小化f ；最大化只，q 。最小化f 关系到所采用的有 源管；在允许的功耗下最大化只；优化振荡凹路，使其具有尽可能高的o 值。 3 3p l l 噪声分析 p l l 中v c o 的相位噪声被系统的传输函数整形。自由振荡的v c o 相位噪声 成为v c o 的相噪，而锁定p l l 中v c o 的相位噪声则成为p l l 输出相位噪声。所 有组成p l l 的模块对系统都会有噪声贡献。 p l l 线性模型【9 】如图3 5 所示。 图 图3 5p l l 的线性模型 图3 5 中代表了基准振荡器的噪声，。是分频器的噪声，是v c o 的 噪声，是p f d 的噪声，它们的单位都是朋d 勉，屹删是v c o 控制线上的 噪声( 包括耦合的噪声) ，卵是c p 的电流噪声。其输出的传输函数可以写作 。，= ( 高) 2 俨一2 柳彬肿地静 + ( 去) 2 0 2 v c o + ( 肿_ 2 x k v c o ) 2 】 ( 3 - 8 ) 式( 3 - 8 ) 中 g ( s ) ：冬f ( s ) 2 7 r k v c o h ( s ) = 万1 其中。是电荷泵的电流，单位为a ；k 啪代表v c o 的增益，单位为h z v 。 从式( 3 8 ) 可以得到：p l l 对v c o 的输入噪声是低通特性，对v c o 本身的 噪声是高通特性；要抑制v c o 的输入噪卢，要求带宽越窄越好，要抑制v c o 本 身的噪声要求带宽越宽越好，同时锁定时间乃= 4 丘，也对带宽提出要求。设计 时应注意指标之间的折中。一个比较好的设计是：为了得到p l l 输出端最小的相 第三章锁相环频率合成器的噪声模型 1 5 位误差，选择带内噪声与v c o 相位噪声交叉点出对应为设计的带宽，如图3 6 所 不。 图3 6 环路带宽的最有取值 图3 7 环路带宽偏小图3 8 环路带宽偏大 图3 7 、3 8 是环路带宽取的太小或太大的情况，都不是最优的设计。 典型的、设计功能良好的p l l 单边带噪声应如图3 9 所示。 z频率( h z ) 图3 9p l l 的单边带噪卢曲线 上图中的曲线表现为3 个区域：( 1 ) 基准振荡器的噪声；( 2 ) p l l 带内噪 声，主要是p f d 、c p 、d i v i d e r 的贡献；( 3 ) 主要是v c o 的噪声。 1 6 4 g h z 频率合成器的研究与设计 由图3 9 ，定义 z o = l p ，川+ 2 0 l o g ( n ) + 1 0 l o g ( f r e i ) ( 3 - 9 ) 式( 3 - 9 ) 中，厶是p l l 的带内噪声，单位d b c ；l 。，是p l l 的噪声底( 由c p 、 p f d 、d i v i d e r 等引起的噪声) 。 式( 3 - 9 ) 也可以写为 l 卅，! ，= c o 一2 0 1 0 9 ( n ) 一1 0 l o g ( f e j ) ( 3 - 1 0 ) 式( 3 1 0 ) 给出了一个评价p l l 综合器性能优劣的指标，也可以比较不同p l l 频率综合器的性能。在相同的鉴相频率下的噪声底，是衡量锁相环带内噪声好坏 的重要指标，一般商用的锁相坏，都会给出这个指标。 下面对优化p l l 输出相位噪声的一些措施和考虑要点进行总结： 1 ) 最小化p l l 带内噪声：减小c p 、p f d 、d i v i d e r 的噪声； 2 ) 最小化p l l 带内噪声：减小分频比：如使用小数分频等； 3 ) 最小化p l l 带内噪声：如果c p 噪声其主要作用，增大电流仰而保持c p 的 噪声不变； 4 ) 最小化p l l 带外噪声：减小v c o 噪声，减小v c o 控制线上的噪声和v c o 的 增益。 3 4 小结 本章从系统的角度定义了相位噪声，分析了振荡器的噪声并给出了经验公式； 论述了模块噪声对系统的影响，并且给出如何选取坏路带宽的最优选择，最后给 出了整个系统的噪声模型；就如何降低系统带内噪声做了总结。 第四章宽带v c o 的设计 1 7 第四章宽带v c o 的设计 压控振荡器( v c o ，v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ) 是锁相环频率合成器的核 心部件，频率合成器输出的频率信号就是由压控振荡器产生的，频率合成器的其 它部件都是为压控振荡器服务的。压控振荡器是振荡器的一种，它的振荡频率随 着外加电压的变化而变化。振荡器主要可以分为：l c 振荡器，环形振荡器。环路 压控振荡器由于其较差的相位噪声性能，常常只用在要求较低的射频电路中。 而现代无线射频通信对相位噪声的苛刻要求，为了满足这一要求一般都得采 用l c 振荡器。对于工作在几个g h z 射频频率的v c o 来说，l c 振荡器最适用于 集成电路。l c 振荡器除了相位噪声好之外，频率稳定度高、受温度和电源电压影 响小也是一大优点。而由于工艺特征尺寸的不断缩小，电源电压也不断减小，为 了现代无线通信要求v c o 有较宽的频率可调范围及较低相位噪声的要求，设计中 采用宽带v c o 的设计。 本章介绍了宽带v c o 的噪声特性，然后设计了本文所采用的宽带v c o 。 4 1l c 振荡器的工作原理 ( b ) ( c )( d ) 图4 1l - c 振荡同路 如图4 1 ( a ) 所示的l c 谐振回路，如果用电源预先给电容充电然后撤走电源， 在电容上存贮的能量就会在电容和电感之间来回交换，有电流在这个回路上流动， 以b 点为参考点，a 点的电压为 v ( t ) = v o ( t ) s i n ( c o o t ) ( 4 一1 ) 这是一个正弦振荡信号，振荡的频率 4 g h z 频率合成器的研究与设计 c o o2 纭( 4 - 2 ) 如果l 和c 都是理想的，则g o ( t ) 等于常数，式( 5 1 ) 是等幅振荡。但l 总是 存在一定的电阻，如图4 1 ( b ) 所示，这个电阻可以通过阻抗变换变成如图4 1 ( c ) 所示，这时振幅是不断衰减的，幅度的衰减是由于r 消耗能量引起的。为了维持 振荡器振幅不变，人们给它加上激励。同时也可以从另一个角度来理解这个激励， 把它看作一个负阻，如图4 1 ( d ) 。这个负阻f 好等于一r ( 在起振时要大于- - r ) ， 和电阻r 刚好相互抵消，所以仍能维持等幅振荡。 可以先给图4 1 ( d ) 定义个品质因素： 皱：粤- - c o q 哗 ( 4 3 ) c o z , p 谐振频率为 铲乃而 - 4 ，、rr 现在的问题就是如何产生这个负阻，来构造l c 振荡器。图4 2 所示【l o 】的交叉 耦合的n m o s 对管的输出电阻就是- 4 + 负阻，其值为一2 。 g m v 1 v 2 图4 2 负电阻产生电路 具体计算如下：两个n m o s 管完全相同，其跨导为g 。， z2 j g 。2 一2 9 。 所以 l2 一2 ( 4 5 ) ( 4 6 ) 尺：兰：整 坚! ：兰 ( 4 7 ) l g 。 g 。 把这个对管与r l c 回路并联，只要其负阻兰r ，即负阻提供的能量能大于 g m 等于等效电阻r 消耗的能量，这个回路就能振荡起来。 4 2 压控振荡器的噪声理论 单片c m o s 无线收发器在同一衬底上即有模拟电路也有数字电路，而数字电 路在开关工作时会向衬底注入大量的噪声。这些噪声会在不同的模块间耦合：衬 第四章宽带v c o 的设计 1 9 底耦合、电源线、信号线的耦合。而这些耦合噪声会通过a m 、p m 或a m f m 机 制转化成振荡器的噪声边带。a m 噪声对振荡器频谱的贡献比f m 要小的多，并且 可以通过振幅控制电路消除，但a m 噪声通过a m f m 向f m 的转化却不可消除。 本小节主要考虑了f m 、a m f m 转换噪声的贡献，此外还讨论了晶体信号产生的 边带杂散。 4 2 1f m 噪声贡献 耦合到电压控制线上的噪声使l c 振荡器中可变电容的值发生变化，引起了振 荡频率的改变，被称作频率调制噪声机理。任何v c o 控制线上的宽带噪声源( v n ， 单位为r m s ) 可以用窄带f m 近似描述【 三哪( 厶) ：1 0l o g ( 导) ：1 0l o g 【掣】 ( 4 - 8 ) 为减小控制线上的噪声对p l l 输出的影响可以尽可能减小v c o 的增益k 。 在控制线上的噪声由滤波器的热噪声、电荷泵的电流噪声、p f d 的死区和其他耦 合到衬底的噪声和信号波动等组成，同时v c o 的输出频率对偏置电流、电源电压 的波动也较为敏感。所以跟偏置电流、电源电压相连的噪声多v c o 的噪声也同样 有贡献，至此l e e s o n 模型等式可以扩展为【1 2 j 姒，- 1 0 l o g c 半c 南) 2 ( 抄群r + 簪+ 笋】 ( 4 - 9 ) 式中s 比w r 、s 啪是控制电压、电源电压的电压噪声谱密度，单位为v2 h z ；d 、 k ，d d 分别为控制电压、电源电压的频率谱密度；k 肥是振荡器频率对偏置电流的 敏感度。 根据上式，对于低相位噪声的v c o 设计，偏置、电源的噪声应该通过滤波器 滤掉而不影响p l l 的动态特性。版图和电路的设计在减小控制线上的耦合噪声起 了很大的作用，在下面的实际设计中就会涉及到。 4 2 2a m f m 转换噪声的贡献 不同的噪声耦合对振荡器都会产生幅度调制，但是通常在偏离中心频率较小 的地方a m 噪声贡献很小，但是a m 噪声耦合到振荡回路时引起可变电容的变化， 从而使得a m 向f m 噪声的转化。a m f m 转换噪声近似描述为f 1 3 】 匕一厶) = 1 0l o g 【坠芳丛】 ( 4 - 1 0 ) 2 0 4 g h z 频率合成器的研究与没计 式中髟肘一删表示a m - f m 转换增益，单位是v h z ；圪一m 是a m 的噪声电压谱密 度， 在 1 3 】中，k a 肘一朋定义为 k 爿肘一删2 百a ( - 0 0 其中2 ，巧五豸， c ! 丑 ，f l 乙。n 一专苦鲁 鱼8 , 4 = 导等争正与a 2 万 彳2 、 、 ( 4 1 1 ) ( 4 1 2 ) 由上式