（微电子学与固体电子学专业论文）cmos射频功率放大器的设计和优化.pdf

摘要 个人通信系统的不断进步和产品价格的持续下降，极大地促进了个人通信市 场的扩大，用户的不断增长。c m o s 技术在提供高性能低价格产品方面扮演着重 要的角色。对于廉价的无线终端，射频前端和基带信号处理集成对于降低成本有 着重要的意义。如果在设计中可以避免使用成本高昂的射频技术，例如g a a s 技 术，这样可以降低成本。直到现在，用于无线通信的功率放大器，绝大部分使用 g a a s ，只有很小一部分使用l d m o s 、硅双极技术和s i g eh b t 。由于深亚微米 c m o s 技术性能的提高，低的成本，对于功率放大器设计来说很有吸引力。 由于低的击穿电压，使用c m o s 技术设计射频功率放大器相对于收发机的 其他模块有更大的困难。主要原因在于射频c m o s 技术达不到需要的性能。输 出同样的功率，线性度和功率增益低于其他的技术。 本论文设计的功率放大器用于短距离无线通信。使用t s m c0 1 8 t a mc m o s 混合信号工艺，设计一个射频线性功率放大器。此功率放大器设计为两级差分共 源共栅结构。功率放大器输出级采用a 类放大。在电源电压为1 8 v 时，2 4 g h z 工作频率下，最大输出功率为3 6 d b m ，功率附加效率( p a e ) 为9 4 ，双音测试 三阶交调( i m 3 ) 为3 5 d b c 。输出功率采用并联的共源共栅结构，实现可编程数 字控制，控制步长为3 d b 。本功率放大器采用了简单的线性化技术一电感源极负 反馈，提高了线性度，使之更适合于非常包络应用。 为了充分研究非线性功率放大器的优点，使用t s m co 1 8 肛mc m o s 混合信 号工艺，设计一个差分e 类功率放大器。输出级采用了锁模技术。本功率放大 器在电源电压为1 2 v , 2 4 g h z 工作频率下，最大输出功率为2 1 2 d b m ，功率附加效 率( p a e ) 为5 7 6 。 关键词：c m o s ，功率放大器，射频，e 类 a b s t r a c t j h ec o n t i n u i n gr e d u c t i o ni np r o d u c t i o nc o s ta n dt h ef a s ti m p r o v e m e n tw i t h i n t h ep e r s o n a lc o m m u n i c a t i o ns y s t e m sm a k ei tp o s s i b l et oe x t e n dt h em a r k e ta n dr e a c h m o s tp e o p l e t h ec m o s t e c h n o l o g yh a sp l a y e da ni m p o r t a n tr o l ei np r o v i d i n gh i g h f u n c t i o n a l i t ya n dc o m p l e x i t ya tl o wc o s t s f o rc h e a pw i r e l e s st e r m i n a l s i ti s a t t r a c t i v et oi n t e g r a t et h er ff r o n te n dw i t ht h eb a s e - b a n ds i g n a lp r o c e s s i n gt o r e d u c ea s s e m b l yc o s t s a l s oi fe x p e n s i v er ft e c h n o l o g i e ss u c ha sg a a sc o u l db e a v o i d e di nt h ed e s i g n ，c o s t sc o u l db er e d u c e d u n t i ln o w , p o w e ra m p l i f i e rf o r w i r e l e s sa p p l i c a t i o n sh a v eb e e np r o d u c e da l m o s te x c l u s i v e l yi ng a a st e c h n o l o g i e s ， w i t hf e we x c e p t i o n si nl d m o s ，s ib j t a n ds i g eh b t t h es u b m i c r oc m o s p r o c e s s e sa r en o wc o n s i d e r e df o rp o w e ra m p l i f i e rd e s i g nd u et oh i g hy i e l d ，a n dl o w c o s t si tc a np r o v i d e f o ra nr fp o w e ra m p l i f i e r ，t h ep r o b l e mo fu s i n gc m o st e c h n o l o g yi se v e n m o r es e v e r et h a no t h e rb l o c k si nt h et r a n s c e i v e rc h a i nd u et ot h el i m i t e dv o l t a g e h a n d l i n gc a p a b i l i t y ( b r e a k d o w nv o l t a g e ) t h er e a s o nt h a tt h ei n t e g r a t i o nh a sn o tb e e n a c h i e v e di sd u et ot h el a c ko fr fc m o sa c c e p t a b l ep e r f o r m a n c e t h el i n e a r i t ya n d p o w e re f f i c i e n c ys e e mt ob el o w e rt h a no t h e rt e c h n o l o g i e s ，g i v e nt h es a m ep o w e r b u d g e t t h i sw o r kt a r g e t sp o w e ra m p l i f i e r sf o rs h o r t r a n g ew i r e l e s sa p p l i c a t i o n a b r o a d b a n dr a d i o f r e q u e n c yl i n e a rp o w e ra m p l i f i e ri sd e s i g n e di nat s m co ，18 9 m c m o sm i x e ds i g n a lp r o c e s s t h ep o w e ra m p l i f i e re m p l o y sad i f f e r e n t i a lt w os t a g e c a s c a d et o p l o g y t h ep o w e ra m p l i f i e re m p l o y sac l a s sa o u t p u ts t a g e t h ep o w e r a m p l i f i e ri sc a p a b l eo fd e l i v e r i n gam a x i m u mo u t p u tp o w e ro f3 6 d b ma t2 4 g h z a n d1 8 vs u p p l y t h ep o w e ra m p l i f i e ra c h i e v e s9 4 p o w e r - a d d e de f f i c i e n c ya n d 3 5 d b ci m 3 t h el e v e lo fo u t p u tp o w e rc a nb ec o n t r o l l e di n3 d bs t e p su s i n ga n u m b e ro fp a r a l l e ls e m i c a s c o d es t a g e s t h ep o w e ra m p l i f i e re m p l o y ss i m p l e l i n e a r i z a t i o nm e a n so fi n d u c t o rn e g a t i v ef e e d b a c kt om a k ei ts u i t a b l ef o r n o n - c o n s t a n te n v e l o p em o d u l a t i o ns t a n d a r d s i no r d e rt oe x p l o i tt h eb e n e f i t so fu s i n gn o n l i n e a rp o w e ra m p l i f i e r , at w o - s t a g e d i f f e r e n t i a lc l a s sec m o sp o w e ra m p l i f i e rh a sb e e nd e s i g n e d i nt s m co 18 岣 c m o sm i x e ds i g n a lp r o c e s s t h eo u t p u ts t a g eu s e sam o d e l o c k i n gt e c h n o l o g y t h e p o w e ra m p l i f i e rd e l i v e r sam a x i m u mo u t p u tp o w e ro f2 1 2 d b ma t2 4 g h z i th a s 5 7 6 p o w e ra d d e de f f i c i e n c ya tm a x i m u mo u t p u lp o w e r , w h i l eu t i l i z i n ga12 v p o w e rs u p p l y k e y w o r d s ：c m o s ，p o w e ra m p l i f i e r , r f ，c l a s se - 1 1 独创性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他 人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京工业大学或其它教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 己在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 签名：基：建刭日期：趔：i d 关于论文使用授权的说明 本人完全了解北京工业大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保留送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可以公布论文的全部或部 分内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 签名南，确刁导师签名 争阅 日期：7 珂，易d 第一章绪论 第一章绪论 1 1c m o s 射频收发机的进展 便携无线通信设备市场的快速扩大，极大地推动了低功耗射频集成电路的发 展。手机、寻呼机、无线调制解调器、射频i d ( r fi d ) ，需要更加小巧低功耗 的解决方案以满足快速增长的更轻更低廉产品的需求。上述设备使用不同的标 准，工作在从9 0 0 m h z 到5 6 g h z 频率的范围内。 射频集成电路( r fi c ) ，不仅要满足诸如噪声、带宽、线性度、增益和效率， 而且也要满足功率耗散、速度和产量的需要。在设计无线收发机时，面临着不同 的技术选择：c m o s 、b i c m o s 、双极技术、g a a sm e s f e t 、异质结双极晶体管 ( h b t 和p h e m t 。为了实现复杂系统，传统的高性能无线收发机混合使用这 些技术【2 1 a 相比数字芯片，射频芯片包括很少的元件，但更具有挑战性，设计过 程很难自动化，更进一步说，由于射频元件的性能限制，所有的非线性和二阶效 应都需要考虑。 设计优化的目标是低成本、低功耗和高度集成射频功能，达到这个目标通常 应用昂贵并且功率很大的元件。另外，设计者设计新的无线应用，希望提供给消 费者更好的连接便利性，而且希望一个收发机可以符合多个射频标准。c m o s 技术特别适合混合信号集成，在单个芯片上增加功能并且符合多个射频标准f 舶。 在研究领域，c m o s 射频收发机已经应用到要求很严格的射频系统中，譬如手机 中。对于低成本、低功耗的便携设备，把射频前端和移动终端的其他部分集成到 一块芯片中，是很有吸引力的研究方向。即便手机中只有很少部分使用c m o s 技术，也可以降低成本。 由于无线技术的快速发展，单芯片c m o s 收发机已经商用化了。短距离无 线通信系统，诸如i e e e 8 0 2 1 1 、w l a n 和蓝牙( b t u e t o o t h ) ，已经使无线计算和 宽带通信变成了现实。这些无线便携设备都可以覆盖1 0 1 0 0 米的范围，同时拥 有高的数据率。短距离无线通信系统可以使用在那些需要频繁移动，安装有线网 昂贵的地方。单芯片收发机消耗更小的功率、不需要片外元件，支持短距离的语 音和数掘通信，可以实现功率控制，很有吸引力。 在无线通信领域，收发机的发展有两个方面。图1 1 表示一个经典的超外差 收发机。使用不同的集成电路技术组成整个系统：g a a s 、双极和陶瓷s a w 声表 北京工业大学工学硕士学位论文 面波滤波器作为射频选择，双极作为中频，c m o s 应用在基带。这个设计近来有 所改变，由于c m o s 技术的进步，更多部分采用了c m o s 投术忆 哪i 豳。 图- _ o - l ，督蔓= _ ：裂型爝 q 圈咽， - 篷 固口 囝豇_ 叫刁l i ； 一j e k 一i ：c _ p - 一 卜型枣吨凛二 气产 l 翟! 圈； 隰扣囡口 1 j 口口口l 图卜1 使用多种技术组合实现的超外差接收机 f i g u r e l 1e x a m p l eo f as u p e r - h e t e r o d y n e t r a n s c e i v e r i m p l e m e n t e du s i n g m u l t i p l e t e c h n o l o g i e s 另一方面，图卜2 是报道的用于8 0 2 1 1 a b gw l a n 的完整的收发机。相比 于传统设计，整个系统采用c m o s 技术，工作在5 15 5 3 5 g h z 和2 4 2 5 g h z 两 个频段。射频前端、数字基带、微处理器、数字信号处理器都集成在单芯片中， 主要是由于c m o s 技术的进步以及w l a n 协议要求的低的输出功率 3 1 。 r ft r a n s c e i v e rb bp r o c e s s o r 图卜2 系统结构图。基带部分应用数字乘法器和加法器实现实时1 q 和l o 泄露纠正 f i g u r e l 一2s y s t e ma r c h i t e c t u r e o n t i l eb bp r o c e s s o rs i d e ，r e a lt i m ei qa n dl ol e a k a g e c o r r e c t i o ni sp e r f o r m e du t i l i z i n gd i g i t a lm u l t i p l i e r sa n da d d e r s 收发机下一步的目标是达到更高的输出功率和工作在更高的频率上，这项工 作主要的难点在于功率放大器的设计上。 第一章绪论 i i i i 1 2c m o s 功率放大器设计相关问题 使用c m o s 技术设计功率放大器主要的影响因素有以下几点： ( 1 ) 低的击穿电压 低的击穿电压限制了晶体管的最大栅漏电压，因为晶体管的漏电压，对于a 、 b 、c 、d 、f 类功率放大器，可以达到电源电压的2 倍，而对于e 类功率放大器， 甚至可以达到电源电压的3 6 倍。因此，晶体管不得不工作在低的电源电压下， 输出更低的功率。另外，c m o s 技术本身有更低的电流驱动能力，单级提供的增 益非常低。在功率放大器设计中，通过降低对大尺寸晶体管输入驱动的要求，使 用多级增益或者新的设计技术可以减少级数3 1 。 ( 2 ) 高掺杂衬底 在c m o s 技术中，通常使用高掺杂衬底，导致在高集成度的c m o s 集成电 路中产生衬底耦合。集成功率放大器的泄漏电流可能影响功率放大器的稳定性。 ( 3 ) c m o s 器件晶体管模型的精确度 传统的晶体管模型对于射频集成电路设计来说，只具有中等精确度，在射频 设计中需要更为精确的晶体管模型。由于大电流和电压会改变输出晶体管的特 性，因此大信号c m o s 射频模型和衬底模型对于成功的设计集成c m o s 射频功 率放大器是很重要的 ( 4 ) 功率放大器低的输出阻抗 由于功率放大器固有的低的输出阻抗，因此阻抗匹配变得相当困难，需要很 大的阻抗转换因子。另外，射频电流流过输出匹配元件，这些元件也需要低的损 耗、良好的热特性。使用c m o s 技术，在衬底上的损失也会降低这些无源元件的 品质因数，通常使用片外元件作为匹配网络。 ( 5 ) 功率放大器的不稳定性 任何种类的放大器在负载和信号原阻抗的某种组合下都有可能出现不稳定， 功率放大器也不例外。一个极为重要的问题来自于漏至栅的耦合。任何情况下， 由于反馈电容的存在通常都会有一个显著的稳定性增益之间互换的问题。 ( 6 ) 功率放大器最大输出电流必须在负载上输出要求的功率 这个电流可能非常大，由于电路的电磁和寄生效应，会导致性能的降低【4 1 。 北京工业大学工学硕士学位论文 1 3 近来c m o s 射频功率放大器的设计进展 功率放大器的研究领域已经分为了两个主要部分：设计单芯片的功率放大器 的，同时应用线性化技术。完整的收发机包括集成功率放大器的，也有文献报道。 第一个报道的c m o s 功率放大器工作在9 0 0 m h z ，输出功率从2 0 9 w 到2 0 m w 电源电压3 v ，采用l g m 的工艺，包括片上电感测量的漏极效率是2 5 【5 1 。 在文献【6 1 中报道了个高线形度高效率的功率放大器。采用a 类和b 类放 大器并联的结构，提高了线形工作范围和功率效率。采用o ，1 81 a mc m o s 工艺， 单级功率增益1 2 d b ，输出功率2 2 d b m ，功率附加效率( p a e ) 达到了4 4 ，p l d b 达到了3 6 d b m ，本电路创新之处在于直流功率相比于其他a b 类功率放大器回退 了4 d b 或者8 d b 。 在文献 7 】中报道了一个采用陶瓷b g a ( b a l lg r i da r r a y ) 封装集成天线的功 率放大器。这个单片功率放大器采用o 1 8 p mc m o s 技术在5 2 g h z 的频率下 最大输出功率1 9 5 d b m ，功率附加效率( p a e ) 为3 2 ，采用陶瓷c b g a ( b a l lg r i d a r r a y ) 。这个功率放大器是一个两级放大器，第一级采用a 类，提供高的线形度， 第二级采用a b 类，提供高的效率。在这个设计中，天线使用微带片，在c b g a 封装项层下挖制造。小信号输入时，功率增益是2 7 d b ，大信号输入时，功率增 益下降到1 5 d b 。双频测试表明，输出i p 3 点高于】d b 压缩点1 1 d b 。输入阻抗带 宽从5 1 0 1 g h z 到5 3 0 2 g h z 为2 0 1 m h z ( 3 9 ) ，天线的增益是2 d b i 。 在文献 8 j o 报道了一个高效率的d 类音频功率放大器。d 类功率放大器有 更高的效率，减少了热沉问题，但是用于音频，相比于a b 类功率放大器，声音 质量差，电路复杂。本设计主要取决于同步控制振荡调制算法，可以提高效率和 音频质量，减少电路的复杂度。此功率放大器，最大输出功率2 w 时，扬声器负 载为2 q ，谐波失真( t h d + n ) 为1 ，电源电压为3 6 v ，效率为7 8 5 。在半 波最大输出功率时，谐波失真( t h d + n ) 为o 0 1 ，扬声器负载为8 q ，效率为 9 2 。在l k i - l z ，最大输出功率一半时，有最小的谐波失真( t h d + n ) o 0 0 7 。 此芯片使用0 3 5 j a mc m o s 技术，电源电压范围为1 6 v - 36 v , 在空闲时仅有1 3 m a 电流。 在文献 9 】中报道了一个使用0 1 8 1 t m c m o s 技术用于5 g h z w l a n 的完全集 成的c m o s 功率放大器。这个功率放大器使用三级差分放大，包括完全集成的 第一苹堵论 输入输出匹配电路，输出匹配采用片上l c 匹配，每一级都工作在a b 类。由于 低q 值的无源元件，最后一级的功率效率低于1 0 ，最大电流超过2 0 0 r n a 。测 量结果显示p l d b 为2 1 8 d b m ，功率附加效率( p a e ) 为1 3 ，增益为2 1 d b 。最 大输出功率为2 4 1 d b m 。是为止报道的满足i e e e 8 0 2 。l l aw l a n 的功率放大器中 输出功率最大的。 e 类功率放大器 1 0 ( 1 1 】 1 2 】【1 3 儿1 4 】在低电压工作时，相对于c 、b 和f 类功 率放大器，有更大的最优化负载，更高的功率附加效率，引起了广泛的关注。在 文献 1 0 1 中报道了一个高效率、低谐波失真，工作在5 7 g h z ，使用标准的o 1 8 p m c m o s 工艺，用于无线通信的完全差分的e 类功率放大器。利用它的软开关特 性提高效率。为了工作在高频下，使用锁模技术，应用交叉耦合振荡器，使功率 放大器的输出电压很容易调谐到输入信号频率。使用交叉耦合拓扑结构实现l c 振荡，有更低的相位噪声，因此谐波失真也低于单个n m o s 交叉耦合拓扑结构。 这个功率放大器在5 7 0 h z 下可以在5 0 q 的负载上输出2 5 d b m 的功率，功率附 加效率( p a e ) 为4 2 6 ，电源电压为1 8 v 。 随着越来越多的文献报道采用非线性功率放大器，实现高效率和高功率。对 于深亚微米技术，击穿电压越来越低，使用e 类功率放大器越来越困难。f 类功 率放大器可能有助于解决这一问趔1 3 。然而现代通信系统应用非常包络调制技 术，需要线性功率放大器，这意味非线性功率放大器需要加线性化电路或者使用 线性功率放大器。即使电感和电容在c m o s 中都可以实现，c m o s 也不适合设 计高性能的射频电路。c m o s 功率放大器最大的优点在于和数字基带部分的集 成。一个单独的c m o s 功率放大器不会应用在大的系统中。集成主要取决于系 统、电路和版图的解决方案，不在于设计单独的模块。 在 1 1 中报道了一个输出功率可以调节的e 类功率放大器。在输出滤波网络 中使用高q 值的变容二极管调节输出功率，电感使用键合线电感，而且允许一 定的偏差，在电感上损耗的功率很小。 1 4 课题研究的意义 对于中等和大功率应用，功率放大器在收发机中总的功率消耗中占的比重最 大，因此功率放大器的效率对于整个系统是很重要的。在c m o s 中实现高的效率， 主要的推动力来自于晶体管低的击穿电压、低的电流驱动能力和低的衬底损失。 北京t 业大学1 2 学硕j 学位论文 另外，通常在功率放大器工作在最大输出功率时有最大效率，通常只占功率放大 器工作时间的一小部分。 除了效率和输出功率，对于一些调制技术，线性度也是一个很重要的方面。 带宽一效率调制需要线性功率放大器最小化频谱重扩展和a m 到p m 的转换。这 意味着调制信号会泄露到邻近信道。泄露用相邻信道功率k ：( a c p r ) 来表征，联 系着信道功率和泄露到相邻信道的功率。功率放大器需要同时处理很多信道，需 要好的线性度以避免交调。 有两种方法满足功率放大器的线性要求，一种是使用线性功率放大器作为输 出级，一种是使用非线性功率放大器，但是应用线性技术。线性技术通常使用在 复杂的昂贵的射频和微波系统中，在低功耗便携终端中没有大规模使用。主要原 因是这些系统需要功率控制，器件特性随着温度和输出功率改变而改变，功率放 大器有更低的效率。 为了实现一个完全集成的单片收发机，不得不处理关于整个芯片的系统规 范、单独模块的性能以及整个芯片的版图等事直。尽管许多文献都证明了c m o s 可以输出接近1 w 的功率，和收发机的其他部分集成这么大功率的功率放大器， 产生的温度和衬底噪声效应将会影响收发机其他部分的性能。在短距离无线应用 中，集成主要是成本的考虑而不是性能的考虑。即使不考虑集成的因素，使用 c m o s 技术设计单独的功率放大器，对于低性能的无线通信，在多个频段也可以 提供低成本的解决方案。 1 5 课题的创新性和本论文主要工作 本论文是在苏州中科集成电路设计中心完成的。本论文主要目标是使用标准 c m o s 工艺，设计满足短距离无线通信的功率放大器。设计线性功率放大器在同 等的效率下，有更高的线性度。设计非线性功率放大器，有更高的效率。 设计了一个满足8 0 2 1 1 9 无线局域网射频前端芯片的线性功率放大器，应用 电感负反馈提高线性度，使用新颖的功率控制方法实现功率控制。设计一个高效 率的e 类功率放大器用于蓝牙，输出级采用锁模技术。这两个功率放大器都工作 在2 4 g h z ，使用标准0 1 8 9 mc m o s 工艺。上述两功放都给出仿真结果和版图设计。 1 6 本论文主要内容 本论文主要是设计和优化c m o s 射频功率放大器。分为四个主要章节。第 二章介绍了在射频集成电路中主要使用的无源元件和有源元件的模型和主要的 寄生效应。 第三章介绍了功率放大器的分类和常用的线性化技术。主要讨论了各种功率 放大器的分类以及相关的特性，最后介绍了在功率放大器设计中常用的几种线性 化技术。 第四章设计和优化了一个用于无线局域网，基于8 0 21 1 9 协议，工作在 2 4 g h z ，高线性度的功率放大器， 第五章设计和优化了一个2 4 g h z 的高效率的e 类功率放大器。 1 7 小结 本章首先介绍了射频收发机的进展，c m o s 技术在收发机设计中占有越来越 重要的地位。接着介绍了在收发机设计中重要的模块一功率放大器设计中的难点 及问题。然后介绍了当前c m o s 功率放大器的设计进展，分析了课题研究的意 义，提出了本论文主要的工作，最后简单介绍了论文的结构。 北京工业大学工学硕士学位论文 第二章考虑寄生效应的无源和有源元件 高频放大器是调谐放大器，因此，电感是必需的。在射频集成电路中，电感 有几个作用。首先，使用电感可以使电路在窄带达到高的性能，可以有效的调谐 出寄生电容。第二，使用电感可以很容易提供给节点直流偏置电压。在基带电路 中，电阻通常用来提供偏置电压，同时隔断信号传输，但是偏置电阻增加了热噪 声和耗散功率，而电感不会。电感并不适合用在低频下，因为低频下需要很大的 电感值。另一方面，在高频下小电感非常有用。第三，使用一个或者多个电容、 电感可以组成非常有用的阻抗匹配网络。为了达到最大功率传输和提高功率放大 器效率，匹配网络是必须的，l 形匹配网络、t 型匹配和抽头电感和电容结构都 是广泛使用在阻抗匹配网络上的例子。 在射频电路设计中，另一个广泛使用的无源元件是电容。在决定频率响应时， 电容通常决定极点，而电感决定零点。所以，结合使用电容和电感，带通型的响 应很容易实现。同时，电容常常用来隔直。 在射频集成电路设计技术中，由于电感电容复杂的寄生效应，集成无源元件 是个棘手的问题。同样，有源元件，诸如n m o s 和p m o s 也有寄生效应，在高 频下也是个棘手的问题。 在设计和优化射频电路之前，这些寄生效应需要仔细分析和精确建模，作为 元件值和频率的函数i l “。所以，本章讨论了集成无源元件电感和电容在射频集成 电路设计中的应用，同时，也简单的讨论了一下有源元件模型。 2 1 片上电感模型 从r f 电路的观点来看，不能制造质量好的电感是至今标准集成电路工艺最 明显的缺陷。尽管采用有源电路常常可以综合得到等效的电感，但他们比起“真 正”的用几匝导线制成的电感来，总是具有较高的噪声、失真以及功耗。 有两种可能的片上电感结构：平面螺旋电感和键合线电感。在射频集成电路 设计中，广泛使用螺旋电感。然而，由于金属层中的电阻损失和导电衬底，在 c m o s 技术中电感q 值很差卅。键合线电感是和封装键合相联系的寄生电感， 键合线电感的q 值很高，因为通常用金来制造并且半径相对大，串联电阻小。 使用键合线电感，只有键合焊点贡献电容，但是螺旋电感整个面积都贡献电容， 因此键合线电感可以达到很到的q 值，提高谐振频率。 第二苹考虑哥生效应的无源和有源元件 2 1 1 螺旋电感 平面螺旋电感由于和数字c m o s 工艺完全兼容，已经在射频集成电路中得 到了广泛的应用，扮演着重要的角色。由于其本身大的串联和衬底损耗电阻，其 性能远远不如分立元件。图2 - l 所示是边长为2 r 的正方形实心平面螺旋电感。 图2 - 1 方形平面螺旋电感 图2 - 2 中空的平面螺旋电感 f i g u i r e2 - 1s q u a r ep l a n a rs p i r a li n d u c t o r f i g u r e2 - 2h o l l o ws d i r a li n d t a c t o r 这样一个螺旋电感值与它的几何形态有着复杂的函数关系，因此精确的计算 需要求解电磁场方程或运用g r e e n h o u s e 方法【”】。一个非常粗略的适合于快速手 工计算的零阶估计为： l n 2 r = 4 n ，d 一7 ”2 r 2 0 6 门2 r ( 2 - 1 ) 式中，三的单位是亨利，拧是匝数，而，是螺旋的半径，单位为米。这一公 式通常产生偏高的数值，但一般在正确值的3 0 以内( 且常常优于此) 。般来 讲，实际的片上电感约在1 0 n i l 左右或者更小。 在平面螺旋电感中，最里层圈数对电感值的贡献相对较小，去掉后能有效减 小电感的串联电阻，以提高q 值。图2 2 表示“中空”的螺旋电感。 除了占据较大的面积之外，螺旋电感的另一个严重的问题是他们具有较大的 损耗。直流电阻性损耗因趋肤效应而更加突出，趋肤效应在射频时会引起导 体中电流分布的不均匀，其结果减小了有效的横截面积，增加了串联电阻。 除了串联电阻损耗外，和衬底之间的电容则是片上螺旋电感的另一个明显的 问题。在硅工艺中，衬底是很靠近的( 一般不会超过约2 - 5 9 m ) ，并且有相当 的导电性，从而形成了平行板电容器与电感起谐振。这一l c 组合的谐振频率 限制了这一电感的最高可用频率，而且这个频率常常很低，因而使电感失去了可 北京工业大学工学硕士学位论文 用性。衬底的靠近也降低了q 值，因为能量被耦合到了有损耗的衬底中。 另一个寄生元件是在电感两端的并联电容，这是由于在电感底下穿越的引线 与螺旋的环绕线圈之涮存在上下重叠而造成的。而匝匝之间的横向电容的影响 通常可以忽略因为这些电容最后是以串联的结果出现在电感两端的。 c p b jr 。 上 一5 = c o x 2 c o x 2 - 了c r f 图2 3 平面螺旋电感等效电路 f i g u r e2 - 3m o d e lf o r0 1 ) c h i ps p i r a li n d u c t o r 图2 3 是平面螺旋电感的等效电路。与电感l 串联的电阻r s 是电感线圈 自身的电阻，它与电感线圈的长度，成正比，并受电感线圈的趋附深度6 影响； c 。为平面螺旋电感与衬底问的电容，它与线圈的面积w z 成正比，其中w 是线 圈的宽度；c 。是电感上、下层导体间的交叠电容，它与线圈的匝数m 和线圈宽 度的平方成正比；而r l 和c l 则分别对应衬底的电阻和电容。我们用t 表示电感 线圈的厚度，则图2 3 中的寄生器件可以按下列公式计算： 6 = r ：“we o x p ，t o x ( 2 2 ) ( 2 3 ) ( 2 4 ) ( 2 5 ) 南壤 ：， 第二苹考虑寄生效应的无源和有源兀件 尺- 2 ，g 。) ( 2 - 6 ) f ! = w i c 吒( 2 - 7 ) 其中，t o 是电感两端导体所在连线层之间的绝缘介质的厚度，o 是电感线 圈的电导率，t o x ；是电感主线圈与衬底闻的绝缘介质的厚度，而g 6 和g 则分别 是单位面积的衬底的电导和电容，由衬底材料及其与电感主线圈间的距离决定。 图2 4 表示了在本论文中所使用的t s m c0 18 t i nc m o s 混台信号库中的标 准平面螺旋电感模型。 ( 图2 - 4 标准电感的等效电路 f i g u r e2 - 4e q u i v a l e n tc i r c u i to f as t a n d a r di n d u c t o r 2 1 2 键合线电感 除了平面螺旋电感以外，键合线也常用来制作电感。由于标准的键合线直径 为l m i l ( 即0 0 0 1 英寸，约2 5 u m ) ，它们比平面螺旋电感每单位长度具有更多的 表面积，而电阻损耗则较小，从而具有较高的q 值。同时，它们也可以相距较 远的放在任何导电平面上以减少电容( 由此提高谐振频率) 和减少由镜像 感应电流引起的损耗。如果我们可以忽略邻近导体的影响，键合线的直流电 感可由下式给出： z 嘲加( 争翻z2 x 1 0 - 7 l 孵 卜巧 沼s ， 对于一个2 m m 长的标准键合线，这一公式的值为2 o o n h ，由此得到键合线 的电感大约为1 n i l r a m 。由于在键合线的各部分之间存在互相耦合( 也即一个很 弱的变压器效应) ，其极性是使最后的电感增加，因此电感随长度的增长比线性 北京工业人学3 z 学硕士学位论文 增长还要快。键合线电感对于导线直径也不太敏感，所以即使比较大的导线所具 有的电感也在1 n h m m 的数量级上。 键合线电感的值不一定能很好的控制( 除了与几何形态有明显的依赖关系 外，部分是由于它与频率的依赖关系很弱) ，所以采用键合线电感的电路必须能 容忍电感值的变化。 一个键合线电感的q 值比较容易估计。铝的电导率大约为4 1 0 7 s m ，而真 空的磁导率为4 7 t x l 0 - 7 h m 。采用这些数字，可知1 g h z 时的趋肤深度大约为 2 5 u m 。我们可以很容易计算出单位长度的等效电阻如下： 一r ：! 一 ( 2 9 ) f2 a t & r 使用以上数字，我们可以得到，在1 g h z 的电阻约为1 2 5 m r 2 n u n ，使得有 可能在那个频率下综合处q 值为5 0 的电感。由于感抗随频率线形增加，而趋肤 效应的损耗只随频率的平方根增加，因此在5 g h z 时q 值接近l o o 也许是可能的， 实际上为了真正的达到这个值需要极其仔细的把所有的损耗都减到最小，特别是 电感触点处的接触电阻。 键合线电感的温度系数是两种影响的组合。一个只是由于导线随温度升高而 线性的膨胀，这部分相应的温度系数大约为2 5 p p m 。c 。另一个是内部的磁通对 总的电感大小的影响而发生变化。电阻随温度上升而加大，引起趋肤深度增加， 从而增加了内部磁通量的数量( 因而电感也增加) 了。一段导线在d c 时每单位 长度的内电感受内部磁通量的影响可以由以下公式决定： ，o w 一面 ( 2 - 1 0 ) 由上式得到0 0 5 n h m m 的值，所以在d c 时一条典型导线的内电感显然占 到了它的总电感的5 。内电感随温度的变化通常使温度系数大约为 2 0 - 5 0 p p m “c 。 内电感的变化也影响螺旋电感的温度系数，由于减少了镜像电流抵消的影 响，所以加大了它的正温度系数。 2 2 电容模型 电容在开关电容电路中最为普遍，也是振荡器和运算放大器等射频单元电路 常用的无源元件。在c m o s 工艺中，制作电容的方法非常多，可以用连线层构 第二章考虑寄生效应的无源和有源兀件 成平板电容，也可以用扩散区制作p n 结电容，还可以将m o s f e t 的源漏极短 路形成m o s 电容。传统的集成电容有很大的寄生电阻，因为电容的导电层是多 晶硅和扩散阱。 另一方面，高频下，电容表现为相对低的阻抗，所以它的寄生电阻就是一个 大问题。为了解决这个问题，在高频下，大多使用金属电容( m i m ) 1 1 9 o 图2 - 5 是 金属电容( m i m ) 的横截面图。如图2 5 所示，金属电窖的导体是金属，所以串 联电阻远远小于典型的多晶硅和扩散阱的电阻。使用顶层平板金属是为了减小金 属之间的距离，增加单位面积的电容。 d f m e t a l ( m t o p ) p l a t e m e t a | ( m t o p 1 ) 图2 - 5 金属电容的横截面图 f i g u r e2 - 5c r o s s s e c t i o nv i e wo ft h em i mc a p a c i t o r 图2 - 6 表示了在本论文中使用的t s m co 8 l a m 混合信号工艺中采用屏蔽结 构的金属( m i m ) 电容的等效电路，由于采用了屏蔽结构，减小了对衬底的耦合 电阻和电容，提高了q 值。 t o p 8 0 t o m 图2 - 6 有屏蔽的金属电容的等效电路 f i g u r e2 - 6e q u i v a l e n tc i r c u i tf o rm i m w i t hs h i e l d 2 3m o s 晶体管模型 图2 7 是一个m o s 晶体管在低频下的小信号模型，工作在饱和区的时候所 有的参数都很容易确定。 go 一 0 s b 图2 7c m o s 的小信号模型 f i g u r e2 - 7s m a l ls i g n a lm o d e lo f ac m o sd e v i c e c k 是栅源之间的电容，计算如下 c 口2 3 w l c 。 是栅漏之间的电容，计算如下： c 州= w c 利o ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) 式中，嘞是单位宽度的交叠电容。 6 是栅和衬底之问的电容，表示多晶硅和互连线和衬底之间的偶合电容。 通常，它为常数，取决于工艺流程。 g 6 是源和衬底之间的电容，值为 是漏和衬底之间的电容，值为 ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) 舫是小信号跨导，值为： 铲吁w ( 训= 再= - 鑫 舫6 是小信号体效应跨导，值为 南 = 第二章考虑寄生效随的无源和有源元件 g 。m 龋唧。扣雨鬲习一瞄” ( 2 1 6 ) 鹰毒= 去等= 嘉掣 图2 - 8 射频n m o s 等效电路 f i g u r e2 4 8e q u i v a l e n tc i r c u i tf o rr fn m