（通信与信息系统专业论文）dmr数字端机物理层传输技术的研究.pdf

摘要 专用无线通信系统在当今发展非常迅速，其主要应用于单位的调度指挥通信。 随着移动通信技术的发展，专用无线通信系统正逐步经历由模拟向数字的转变。 d m r ( d i g i t a lm o b i l er i d i o ) 通信系统是国际e t s i 组织正在完善的最新专业数字 移动通信标准，作为新一代数字通信系统d m r 正在引起越来越多的重视。本文 首先介绍了d m r 系统物理层的一些关键技术，包括调制解调、同步、编码解码、 突发的形成、定时等。其中详细论述了4 f s k 调制解调的原理，用m a t l a b 进行 了仿真分析和调制解调算法验证，并在一种d m r 端机基带板上开发了d s p 程序， 实现了4 f s k 调制解调。此外本文还讨论了d m r 物理层时隙结构的建立以及同 步，将调制解调模块与语音收发模块、编解码等模块正确有效的结合，实现d s p 与m c u ，a m b e 2 0 0 0 之间的实时数据交换。在此基础上，完成了基带单工传输、 双工传输实时语音通信，以及无线传输的单向语音通信。最后，基于前面论述的 调制解调方式和基带处理方案，对整个传输系统的误码性能进行了测试。 关键词：d m r4 f s k 双工实时 a b s t r a c t t r u n k i n gc o m m u n i c a t i o ns y s t e mi so n eo ft h em o s tr a p i d l yg r o w i n gs p e c i a lm o b i l e c o m m u n i c a t i o ns y s t e m s i tb e l o n g st oag r o u pm o b i l ed i s p a t c h i n gs y s t e mf o rs p e c i a l m o b i l ec o m m u n i c a t i o np u r p o s e d u r i n gt h ed e v e l o p m e n to fm o b i l ec o m m u n i c a t i o n t e c h n o l o g y , t r u n k i n gs y s t e mi st r a n s f e r r i n gf r o ma n a l o gt od i g i t a ls y s t e m d m ri st h e l a t e s td i 。g i t a lm o b i l ec o m m u n i c a t i o ns y s t e mw h i c ht h ee t s ii sd e v e l o p i n g a st h en e w c o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，d m ri s e n g a g i n gm o r e a n dm o r ec o n c e n t r a t i o n sf r o m c o m m u n i c a t i o no r g a n i z a t i o n sa n dd e v i c ep r o v i d e r s f i r s tt h i sp a p e ri n t r o d u c e ss o m e k e yt e c h n o l o g i e so fp h y s i c a ll a y e ri nd m rs y s t e m ，i n c l u d i n g4 f s km o d u l a t i o n d e m o d u l a t i o n ，s y n c h r o n i z a t i o n ，c o d e d e c o d e ，b u r s tf o r m a t ，c h a n n e lt i m i n g ，e t c t h i sp a p e r f o c u s e so nt h et h e o r yo f4 f s k a f t e rt h ea l g o r i t h mv e r i f i c a t i o na n ds i m u l a t i o nb a s e d o nm a t l a b ，t h e4 f s km o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o na r er e a l i z e di nd s po n ak i n do f d m rb a s e b a n dp r i n t e dc i r c u i tb o a r d i na d d i t i o n ，t h ep a p e rd i s c u s s e st h ee s t a b l i s h m e n t o f2 - s l o tt d m as t r u c t u r e ，s l o ts y n c h r o n i z a t i o n ，r e a l - t i m ed a t ae x c h a n g eb e t w e e nd s p a n dm c u a m b e 一2 0 0 0 f i n a l l y , s i m p l e xa n dd u p l e xb a s e b a n ds p e e c hc o m m u n i c a t i o n a r ec a r r i e do u ta sw e l la ss i m p l e xr a d i oc o m m u n i c a t i o n ，a n dt h ep e r f o r m a n c e m e a s u r e m e n to ft h ew h o l et r a n s m i s s i o ns y s t e r ni sp r e s e n t e d k e y w o r d ：d m r 4 f s k d u p l e xr e a l t i m e 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名：二年 日期互型乏三业 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕 业离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。 学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全 部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。( 保密的论文 在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在年解密后适用本授权书。 喜；：；墓耋i 獭别程各隔 日期型e2 ：! 匕 日期逊9 ；! 匕 第一章绪论 第一章绪论 1 1 课题背景和意义 数字集群移动通信系统是移动通信领域的发展热点之一，具有接续快、频谱 利用率高、组网灵活的优点，主要应用于生产调度、指挥控制的专用移动通信系 统，对于提高生产和工作效率、保证安全等有着极重要的作用。 d m r ( d i g i t a lm o b i l er a d i o ) 是欧洲电信标准协会( e t s i ) 于2 0 0 4 年提出的 新型数字集群通信系统，与t e t r a 系统和i d e n 系统相比具有技术简单，成本 较低的优点，并且支持从模拟到数字的过渡。d m r 的发展无论是在国内还是在 国外都处于起步阶段，2 0 0 6 年9 月e t s i 发布了d m r 的空中接口、语音技术、 数字业务及集群协议的相关协议e t s it s1 0 23 6 1 。新颁布的此项协议，由于还没 有完全成型，现在进行跟踪就可以与国际上其它的研究机构在技术上保持同步， 避开专利技术壁垒，相当于站在同一起跑线上，因此有巨大的研究开发价值。 1 2 数字集群的发展概况 1 9 8 8 年，进入我国最早的集群通信系统是模拟通信系统，采用模拟话音进行通 信，整个系统内没有数字技术。后来为了使通信连接变为可靠，采用了数字信令， 使集群通信系统的用户连接比较可靠、连通的速率有所提高，而且系统功能也相 应增多。近十几年来，“数字化”这个名词深入人心，集群通信数字化不仅提高了通 信质量，信道数也大大增加，容量也增大了，而且数字集群系统也容易满足多区 联网需求。数字集群通信系统在各个环节上都是数字处理的，除了数字信令外， 其中最重要的是多址方式、话音编码技术、调制技术等。为提高通信质量，还需 要采用一些新技术来配合，如同步技术、检错纠错技术以及均衡技术等2 1 。 目前数字专用无线通信系统在欧洲和北美发展比较成熟，亚太等市场的数字 无线通信市场尚处于快速发展阶段。数字集群领域最著名的标准当属欧洲的 t e t r a 和美国的i d e n ，前者由摩托罗拉研制和生产，主要特点是将数字调度通 信和数字蜂窝通信成功地综合在了一套系统内；后者在设计中针对了专业无线用 户的需求，特别适合在政府和商业领域的专网使用。国内的中兴、华为、金鹏等 公司都在1 9 9 9 年开始研发具备自主知识产品的数字集群系统，其中尤以中兴基于 c d m a 技术的g o t a 系统较为突出。中兴提出的基于c d m a 2 0 0 0 1 x 的系统及华 为提出的基于g s m 的g t 8 0 0 系统为国内数字集群方面的典型示例，并纳入数字 2 d m r 数字端机物理层传输技术的研究 集群共网商用试验t 3 1 0 1 3 项目来源及主要任务 本课题来源于西安电子科技大学信息科学研究所与某无线通信终端设备制造 商的合作项目：开发新一代d m r 数字集群终端，即基于d m r 协议的新型数字 对讲机。本项目包括硬件平台的构建和相应软件的开发。硬件主要分为射频和基 带两部分，软件则分为高层的控制模块和底层的基带处理模块。控制模块完成呼 弱q 控制层和部分数据链路层的功能，基带处理模块包含了数据组帧，编码解码， 调制解调，帧同步等关键技术。 作者参与本项目并负责调制解调模块的实现以及基带物理层传输技术的研 究，主要任务有： 1 4 f s k 调制解调算法研究及d s p 实现： 2 构建物理层两时隙t d m a 结构框架，将调制解调模块与语音模块、帧同 步及编解码等模块联调； 3 ，实现d s p 与a m b e 2 0 0 0 、m c u 之间的实时数据交换，结合高层控制模 块完成单工和双工语音基带传输通信试验。 1 4 论文主要内容安排 本文的主要内容可分为以下几个部分： 第一章介绍了集群通信系统的发展及研究背景和意义，项目来源与主要研究 内容。 第二章介绍了d m r 数字端机物理层的关键技术，包含4 f s k 调制解调原理、 同步理论、突发的形成、定时以及信道编解码技术等。 第三章介绍了4 f s k 调制解调模块的仿真与具体实现，并且对基于d s p 实现 成型滤波器的三种方法进行了分析比较。 第四章介绍d m r 基带物理层处理系统的实现，详细介绍了底层时隙结构的 建立、d s p 与m c u 、声码器之间的数据接口以及d s p 片内外设在该系统中的使 用。 第五章分别介绍了基带传输和无线传输系统的误码性能，以及这两种信道下 的语音通信情况。 第六章对本文进行了总结，说明了本人完成的工作和意义，并指出了系统中 存在的问题及进一步的研究方向。 第二章d m r 物理层关键技术及算法分析 第二章d m r 物理层关键技术及算法分析 从整体结构上来讲，d m r 协议遵从一般的分层结构，如图2 1 所示为d m r 标准所定义的三层结构模型 4 1 0 睥叫粹制信角! 。# ：t # e 旧日1 1m = f ，l 哪 镉数据q p 葬 数据包业务 、r + 第三层 呼叫控制层 1 数据链路层 l 第二层 l 物理层 i 第一层 i一 图2 1d m r 协议栈 协议栈的第一层为物理层。它支持在物理媒介上传输比特流所需要的全部功 能。包含调制和解调、发送和接收的转换、射频、比特和符号的定义、同步、突 发的形成等。 协议栈的第二层为数据链路层。它接受物理层的服务，并向第三层提供服务。 主要功能包括信道编解码、媒质接入控制和信道管理、确认和重传机制、突发和 参数定义、链路寻址、数据承载业务、与呼叫控制层进行的信令与用户数据的交 换等。 协议栈的第三层为呼叫控制层。主要功能包括呼叫发起、保持和终止，呼叫 控制，信令组帧，数据呼叫业务以及基站的激活和去激活等功能。 2 14 f s k 调制 d m r 协议采用4 f s k 调制，是一种恒包络调制。调制时每秒发送4 8 0 0 个符号， 其中每个符号携带两比特的信息。最大频偏d 定义如下： d = 3 h 2 t式( 2 1 ) h 代表每个特殊调制的频偏系数，定义为0 2 7 ；t 代表符号周期，为( 1 4 8 0 0 ) s 。 根据式( 2 - 1 ) 可计算出最大频偏d 为1 9 4 4 k h z 。 表2 1 列出了特定符号与频偏的对应关系4 1 。 4 d m r 数字端机物理层传输技术的研究 表2 1 符号对4 f s k 频偏的映射 信息比特符号4 f s k 频偏 b i t lb i t o o l + 3 + 1 9 4 4 k h z o0+ 1+ o 6 4 8 k h z 1 o 10 6 4 8 k h z 1131 9 4 4 k h z 4 f s k 调制器由一个平方根升余弦滤波器级联一个频率调制器组成4 1 ，如图2 2 所示。 图2 24 f s k 调制器 可见4 f s k 调制模块分成两部分，第一部分为成形滤波模块，产生四电平的 基带带限信号作为调制信号；第二部分是调频部分( f m ) 。下面将分别对各部分 关键技术和原理进行介绍。 2 1 1 基带成形滤波技术 在现代数字通信中，由于基带信号的频谱范围都比较宽，为了让信号在带限 的信道中传输，需要在发送端把信号经过成形滤波器进行带限，由此就会引入码 间干扰。为了使传输误码率足够小，必须最大限度减小码间干扰。我们只要求特 定时刻的波形幅值无失真地传送，而不必要求整个波形无失真t 2 2 1 。根据奈奎斯特 第一准则，即无码间串扰准则可知：如果信号经信道传输后整个波形发生了变化， 只要其特定点的抽样值保持不变，那么用再次抽样的方法仍然可以准确无误地恢 复原始信码。满足奈奎斯特第一准则的滤波器有无穷多种，在实际中得到广泛应 用的是幅度频率响应具有奇对称升余弦形状过渡带的一类滤波器，通常称之为升 余弦滚降滤波器1 5 1 其频率响应如下： ( 厂) = o 悱害 牡。s 掣掣 等出i 等 ) o 抡等 式中t 为输入脉冲信号的周期，口为滤波器的滚降因子。o f 在【0 ，1 问取值， 其取值对系统性能有着重要影响。当口较大时，时域波形的衰减快，并且振荡小， 第二章d m r 物理层关键技术及算法分析 这对于减小码间干扰和定时误差的影响有利，但系统占用频带变宽，频带利用率 减小了，同时带内噪声对信号的影响也会增大；当口较小时，系统频带利用率得 到提高，噪声的影响被减弱了，但由于码问干扰和定时误差的影响增大，系统误 码率变大。因此需要根据具体情况折中选择口的值。 实际通信系统中，升余弦滚降滤波器可以通过在发射机端和接收机端使用同 样的平方根升余弦滚降滤波器来实现，同时在平坦衰落信道中为实现最佳性能提 供了匹配滤波。平方根升余弦滚降滤波器频率响应如下： 坼( 厂) = ( 厂) = 肛丽= 0 o - 2 ( f c + b m ) ，其中b m 为基带信号的带宽，亿为 载波频率。因此，在与正交载波相乘前需要对基带数据进行内插扩展，使得i 、q 两路基带信号对载波进行正交调制之前和载波信号达到相同的数据速率。 2 2 调频信号正交解调算法 肌c 。s ( 2 矾悠小刁 式协 将上式所示的调频信号与本地产生的正交载波相乘可得： s i ( t ) - - s ( t ) xc o s ( 2 n f j ) = 彳c 文2 矾h2 斌厂卜。，出 c 。s q 矾r ， 式c 2 小， = 会 c 。s ( 4 矾r + 2 旅，卜c r ，疵 + c 。s ( 2 放厂卜c r ，扔) s eo ) = s o ) s i n ( 2 n f j ) = 彳c 。s ( 2 矾h2 斌，p 以 s i n ( 2 矾r ) 式c 2 m ， = 会 s i n ( 4 矾h2 旅厂p c r ，出 一s i n ( 2 感，p 出 对s ，o ) 和& o ) 分别进行低通滤波后可得： 哟= 争h 弘司 q ( 1 ) - - 纠2 枨，司 式( 2 1 3 ) 式( 2 1 4 ) 离散化表达式为( 经过低通滤波和抽取之后，高频分量被去掉，数据 量减少) ： ，( n t s ) = 纠2 哪枷b ) q 。瓦) = 要i - s i n 2 魃，瓦窆i = l 聊( f 瓦) 式( 2 - 6 ) lj 8 d m r 数字端机物理层传输技术的研究 对正交与i 司相分量做反正切运算，得相位： 删d 矧礴蚓 北朋， 然后对相位进行差分运算，得瞬时相位值： 。o ) = 矿( ，z ) 一o 一1 ) = 2 n k ，瓦m ( n ) 式( 2 1 8 ) 将瞬时相位值再除以常系数2 斌，正即可得到调制信号r e ( n ) 。 但是，在实际的应用中，九0 ) 会出现相位跳变，必须对其进行校正。 砼0 1 眨3 1 由于相位矽g ) 是做反正切运算的结果，而正切函数的周期是万，因 此具体的校正规则如下： 当九o ) n 2 时，九。g ) = 九0 ) 一万； 式( 2 1 9 ) 当九0 ) 一n 2 时，九o ) = c d g ) + 万。 式( 2 2 0 ) 由以上推导可得正交差分解调框图如下： c o s ( o o o n t s ) 。 i 入。l 低通抽取i - n t s ” 拶 。羞广 n t s ) 相 o d ( n ) 相 l 位位 ， 计 校 算正 ii 。， a、i 低通抽取l。 b 广1 滤波广呻 s i n ( 自o d t t s ) 图2 4 差分解调框图 2 3 直接调频原理 调频信号的产生主要有两种：直接法和间接法。由于间接法在成本和实现复 杂度上不如直接法，因此在本项目中最终采用直接法生成调频信号，在接收端则 采用鉴频器进行解调。2 1 2 和2 2 所介绍的调频与解调算法将用于仿真研究。 直接法就是用调制信号m ( t ) 直接控制振荡器的频率使其按调制信号的规律线 性变化。2 4 1 由外部电压来控制振荡频率的振荡器叫做压控振荡器( v c o ) ，压控 振荡器实际上就是一个f m 产生器，因为它的振荡频率正比于输入控制电压，即： 第二章d m r 物理层关键技术及算法分析 9 缎( f ) = ( o o + k m ( t ) 如果用调制信号做控制信号，就能产生f m 波。具体做法只需要用调制信号 控制v c o 谐振槽路的l 或c 组件即可。直接调频的缺点在于频率稳定度不高，需 要采用自动频率控制系统来稳定中心频率，因此引入了锁相环调频方法。d m r 集群通信调频电路设计中频偏较小，这就意味着调频灵敏度要非常低，这样误差 电压的控制灵敏度降低，因此也导致了压控振荡器的调谐范围较小，锁相环的同 步带窄、易失锁。为了保证调制器具有良好的低频调制特性，可采用两点注入式 宽带f m 调制结构，如图2 5 所示。调制信号朋，( f ) 经网络g l 处理后得到m ，( f ) 加 到参考晶振输入端，经过网络g 2 后得到m ，( f ) 加到v c o 的输入端巧1 。 图2 5 双点注入式宽带f m 锁相调频原理图 2 4d m r 时隙结构【4 】 d m r 协议采用一种双时隙的t d m a 结构，其时隙结构如图2 6 所示。一个 t d m a 帧长为6 0 m s ，包含两个时隙，一个时隙传输一个突发，每个时隙长3 0 m s 。 一般来说，两个不同的呼叫占用两个不同的时隙。 6 - m t h $ ，, u r t t c 图2 6d m r 时隙结构图 d m r 协议中所列的突发结构和信道包括语音突发、一般的数据突发和公共 1 0 d m r 数字端机物理层传输技术的研究 广播信道。这些突发包括用户数据和嵌入协议数据单元的信令。突发结构包含两 个1 0 8 比特的有效负荷域和一个4 8 比特同步或信令域，如图2 7 所示。每一个突 发总长度为3 0 m s ，其中2 7 5 m s 用于2 6 4 比特内容，余下的2 5 m s 是保护时间。 r i - - i *- t s n l c 臂 期喇纠一 搿r b e o 势竹b 一 韵事诒物口 图2 7 一般突发结构 语音帧的一般格式如图2 8 所示，具体分为两种形式：承载同步信令的语音 帧格式和承载嵌入式信令的语音帧格式。每帧承载的语音信息为2 1 6 b i t ，分别在 帧的两边，4 8 b i t 同步码和嵌入式信令均填充在帧格式的中间。 图2 8 语音帧的一般格式 用于数据和控制信息的有效负载减少为两个9 8 的有效负载，留下2 0 比特用 于附加数据类型域定义。数据和控制帧的一般格式如图2 9 所示，其中的1 9 6 比 特信息可以是各种信令。对于不同的信令，协议规定了不同的编码方式。各种信 令的含义是根据2 0 比特的时隙类型来定义区分的。而同步码以及嵌入式信令填充 在数据帧中的位置与在语音帧中的位置相同，均在帧格式的中间。 图2 9 数据帧的一般格式 第二章d m r 物理层关键技术及算法分析 11 d m r 语音使用3 6 0 m s 的超帧来传输，一个超帧包含6 个突发，超帧中的突 发用符号a f 来表示。每次语音开始之前，也就是突发a 之前会有一个语音帧 头( l ch e a d e r ) 标志语音开始。语音超帧结构如图2 1 0 所示。 圈圈 图2 1 0 语音超帧结构 2 5d m r 的同步与定时 在数字通信中，信息流是用若干码元组成一个帧。在接收这些数字信息时， 必须知道这些帧的起止时刻，否则接收端无法正确恢复信息。为了使接收端能正 确分离各路信号，在发送端必须提供每帧的起止标记，在接收端检测并获取这一 标志的过程，称为帧同步。接收时还需要知道每个码元的起止时刻，以便在恰当 的时刻进行取样判决。这就要求接收端必须提供一个位定时脉冲序列，该序列的 重复频率与码元速率相同，相位与最佳取样判决时刻一致。提取这种定时脉冲序 列的过程即称为位同步。 实现帧同步，通常采用的方法是起止式同步法和插入特殊同步码组的同步法。 而插入特殊同步码组的方法有两种：一种为连贯式插入法，另一种为间隔式插入 法6 1 。d m r 系统采用连贯式插入法进行帧同步，又称集中插入法。它是指在每 一信息群中集中插入作为帧同步码组的特殊码组，该码组应在信息码中很少出现， 即使偶尔出现，也不可能依照帧的规律周期出现。接收端按帧的周期连续数次检 测该特殊码组，这样便可获得帧同步信息。连贯插入法的关键是寻找实现帧同步 的特殊码组。对帧同步码的要求包括：具有尖锐单峰特性的自相关函数、漏同步 概率小；便于与信息码区别、假同步概率小；码长适当，以保证传输效率。 d m r 系统对采用的帧同步码组有严格的规定：帧同步码组插入在帧的中心 位置，并且对于输入输出语音，数据或控制信息，由不同的帧同步码组来区分。 具体帧同步码组如表2 2 所示 4 1 0 根据d m r 协议规定的映射规则将语音和数据 的同步码进行映射，得到的2 4 个符号均为+ 3 或一3 ，并且语音同步码与数据同步 码的极性相反，因此帧同步相关器为语音模式提供一个正的结果，为数据模式提 供相等但为负的结果，通过识别相关器的输出极性即可判断出传输的是语音突发 还是数据突发。 甲i； 曰f 一 甲 甲一 日c 一国b 一 一 围之 1 2d m r 数字端机物理层传输技术的研究 表2 2 帧同步码组模型 下行 十六 755fd70 f7 5 f7 语音 0 1 1 0 1 0 0 e 1 11 1 11 1 0 10 11 0 11 1 1 1 0 11 10 1 0 11 1 1 1 0 1 1 1 教锯 十六df f57075of5d ”0 1 1 1 11 11c 1 0 1o 1 气1 1 0 1 0 1 1 1 0 1 0 111 0 1”1 10 1 0 1 1 0 1 上行 + 六 7f705d 0 57d f d 语音 1 1 g 1 111 0 1e 1 0 1 1 0 1 1 1 0 1 0 1 0 10 11 1 0 11 1 1 1”0 10 11 数器 十六 d5d7f77 f d 757 1 1 0 t0 0 11 e 10 1 1 11 1 1 10 1 1 10 1 11 11 1 11 0 10 1 钉0 1 0 0 1 1 r e 阏步 十六 7 7o5 5f7dfd77 0 1 1 0 1 111 0 10 1 0 1 c 1 0 11 10 1 11 1 0 1111 1 1 0 10 1 1 0 1 1 1 保留冠乡女建壁 + 六 dd7ff 5 d 75 7 dd 冕往爨 1 1 0 1 e e ”1 11 1 10 1 0 11 1 0 10 1 10 1 0 10 1 11 1 0 11 1 0 t 律璐缳像两步横髦为榜条使用 在d m r 的直通模式下，前向路径定时作为反向信道定时的参考基准。一旦源 移动台停止传输，另一个移动台将发送消息异步并且建立一个新的独立的定时参 考。 图2 1 1 给出了直通模式业务的定时框图例子“1 。在这个例子中，移动台在前 向信道上传输，该信道是t d m a 物理信道中的一个。 m st x 囝图图圈团围困 l 坍i t d i r e c tm o d et i m i n g 图2 。11 直通模式定时 时分双工的定时关系如图2 1 2 h 1 。在这个例子中，移动台m s 在入境( i n b o u n d ) 信道2 上传输语音在出境( o u t b o u n d ) 信道2 上侦听语音。 n ，攒栅# w 貔矧b 撇l 掰强! 绲描j 豫l 穗珊衢毋o j 靠氍舻采# 豫黝嚣喇f j t 趺弧j n 巷 口囡口国口囡口囡口囡口囡口囡 i f 韵蝴泌圣m u n d：墙；( 茸妇招如蠛j l 啦鞲鬼鳓癌l n b 。t 黔砬l n 缸貔茁鲥 ，t u n e t d dv o i c et i m i n g 图2 1 2t d d 语音定时 第二章d m r 物理层关键技术及算法分析 1 3 2 6d m r 信道编解码 差错控制编码的基本思路是在发送端将被传输的信息上附上一些监督码元， 这些多余的码元与信息码元之间以某种确定的规则相互关联( 约束) 。接收端按照 既定的规则校验信息码元与监督码元之间的关系，一旦传输发生差错，则信息码 元与监督码元的关系就受到破坏，从而接收端就可以发现错误乃至纠正错误7 1 。 d m r 系统差错控制编码包含校验编码，f e c 前向纠错以及交织编码等。 d m r 协议规定不同的信令对应不同的校验编码方式，其主要形式有两种，分 别为c r c 校验码和r s 码t 1 8 1 。c r c 的特点是检错能力极强，开销小，易于编码 器及检测电路实现。从检错能力上来看，它所能检测到的错误的几率在9 9 9 9 5 3 以上。从性能上和开销上考虑，均远远优于奇偶校验等校验方式。r - s 码是 r e e d s o l o m o n 码的缩写，由r e e d 和s o l o m o n 二人提出而得名。r s 码是一类非 二进制码，如果码长为n ，信息长度为k 的循环码满足n = 2 m 1 ( m 为一整数) ，则 此循环码就被称为2 m 进制的r s 码，它可以纠正的误码数目仁( n - k ) 2 ，且最小码 距d = 2 t + l - - n - k + 1 ，因此r s 码又称为极大最小距离可分码，简称为m d s 码。r s 码可以纠正的是t 个2 m 进制的错码，因此，对于一个m 位的二进制错误码中有一 位错误还是m 位错误，并不重要。所以r s 码特别适用于存在突发错误的信道。 d m r 协议中规定的f e c 码的种类主要有汉明码( h a m m i n g ) ，多块拓扑码( b l o c k p r o d u c tt u r b oc o d e ，b p t c ) 和可变长度多块拓扑码( a b l el e n g t hb p t c ) 等1 舳。 汉明码是一种纠正单一随机错误的线性分组码，是一类高效码，但纠错能力不强。 b p t c 码作为一种能同时纠正随机错误和突发错误的乘积码，可用图2 1 3 所示的 矩形阵列来表示。 ，i 1 ， ，_ 墨_ t 信息位 q 监督位 堂 一 a 监督位按列校验 图2 1 3b p t c 码的码阵列 d m r 系统规定在b p t c ( 1 9 6 ，9 6 ) 码中，信息位是由9 6 比特添加过校验位的信 令和3 比特保留位( 置为0 ) 构成，c 1 采用h a m m i n g ( 1 5 ，1 1 ，3 ) 码，c 2 为 h a m m i n g ( 1 3 ，9 ，3 ) 码。所以c i x c 2 的最小距离有 d m i = 吐f n i 。x d 2 ，墒 式( 2 2 2 ) 1 4 d m r 数字端机物理层传输技术的研究 它可以纠正( d r a i n - 1 ) 2 个随机错误。在b p t c ( 1 9 6 9 6 ) 码中，对每一信息块可以纠正 4 个错误。 d m r 协议中还规定了三种可变长度b p t c ，分别用于嵌入式信令，反向信道 信令和公共广播信令。用于嵌入式信令的可变长度b p t c 码包含对行的 h a m m i n g ( 1 6 ，1 1 ，4 ) 编码和对列的简单奇偶校验编码。用于反向信道信令的可变长 度b p t c 码是嵌入式信令编码的一个特例，其编码方式与用于嵌入式信令的b p t c 编码方式相同，也是包含对行的h a m m i n g ( 1 6 ，1 1 ，4 ) 编码和对列的简单奇偶校验编 码，只是采用了不同的交织技术。用于公共广播信令的可变长度b p t c 码包含对 行的h a m m i n g ( 1 7 ，1 2 ，3 ) 编码和对列的简单奇偶校验编码。 第三章4 f s k 调制解调算法仿真与实现 第三章4 f s k 调制解调算法仿真与实现 在研发过程中，前期的计算机仿真结果给系统的具体实现提供理论依据和可 行性指导，有着不可低估的作用。本章首先在m a t l a b 平台上对4 f s k 调制解 调算法进行仿真验证，之后结合项目的具体要求在d s p 上实现。 3 14 f s k 调制解调算法仿真 3 1 14 f s k 调制算法仿真 本文采用数字正交调频的方法进行4 f s k 调制仿真。本模块分成两部分，第 一部分包含二进制码元到四进制的转换以及成形滤波，产生四电平的基带调制信 号m ( n ) 。该部分将在d s p 上实现。第二部分采用数字正交方法合成调频信号， 该部分仅作仿真研究。 第一部分首先将原始二进制码映射成四进制符号，然后对其进行插值、滤波， 产生带限的基带调制信号m ( n ) 。过程如图3 1 所示。 4 8 ks y m b o l s4 8 x 8k s 串并映射o 插值 成型滤波 呻 图3 1四电平基带调制信号产生过程 根据d m r 协议，调制时每秒发送4 8 0 0 个符号，每个符号携带两比特的信 息。二进制到四进制的映射规则见表3 1 。设定每个码元周期采样8 个值，则在 每两个四电平值之间插入7 个零值，数据率变为3 8 6 k s 。 表3 1 映射规则 信息比特符号 b i t lb i t 0 0l + 3 00+ 1 1 o一1 1 13 成形滤波器的设计是该部分的关键，d m r 采用的是平方根升余弦滚降滤波 1 6 d m r 数字端机物理层传输技术的研究 器，同时也采用相同的滤波器作为接收端的匹配滤波器。由式( 2 4 ) 知平方根 升余弦滚降滤波器的时域表达式是一个无穷阶数的系数对称的f i r 滤波器。该滤 波器响应属于频域有限、时域无限。采用f i r 滤波器的设计方法，对h ( t ) 进行对 称截断可得到相应逼近的f i r 数字滤波器。用m a t l a b 软件进行根升余弦滤波器 的设计非常方便，调用f i r r c o s 函数即可得到滤波器系数：h = f i r r c o s ( n ，f c ，1 2 ， f s ，s q r t ) 。其中n 是滤波器阶数；f e 是理想低通滤波器的截止频率，为符号 率的1 2 ；口是滚降系数：f s 是采样频率。根据d m r 系统的要求，设定 f e = 4 8 0 0 2 = 2 4 0 0h z ，口= 0 2 ，f s = 4 8 0 0 * 8 ，n 的取值可以根据实际情况作出更改。 图3 2 显示了n = 4 0 时根升余弦滤波器的幅频特性和冲激响应。 m a g n i t u d er e s p o n s e ( d b ) i m p u l s er e s p o n s e f i 、 j。1 凸。 】 1 。n1 猢 1 _ r 一ri 。1 1m j 一 _- i 。 。 一_ _ _ r 0 1 2 0 1 0 0 8 壹0 0 6 0 0 4 o 。2 0 0 0 2 - r 。+ 。 - 一 刊 一 、【1 l 1 ， ；， 0u2040 50为01 u勰硼40 n o r m a l i z e df r e q u e n c y ( x i ：r a d s a m p l e ) 铀盯p i 图3 24 0 阶根升余弦滤波器的幅频响应和冲激响应 改变n 的值，对幅频特性进行观察对比，如图3 3 ，左边为n = 2 4 时的幅频 特性，右边为n = 1 6 时的幅频特性。 肠口n 畦u d ef b s p o 嘴e ( d 町 00 20 40 60 8 n o r m a l i z e df r e q u e n c y ( 靠r a d s a r r p l e ) m a g n i t u d er e s p o n s e ( d b ) 、 | 1 一。 丁 | f-_ h 筑 厂、 f i 二- 。 z 。 十 卅1 o o20 4 0 8o8 n d r r 旧眨e df r e q u e n c y ( x xr a d s a m p l e ) 图3 32 4 和1 6 阶根升余弦滤波器的幅频响应 可见，n 值越大，过渡带越陡峭，通带截止频率越低。但是观察滤波后波形的眼 o 5 o 5 o 5 0 5 o 5 o 0 o 之 乏 o c ? 4 4 巧 季一心口已产bm-2 化i儿0|t，li，旷ii卜 一、，i1一 一一，rrr” 拍 ：穹 柏 拍 叠。薹12 第三章4 f s k 调制解调算法仿真与实现 图发现，n 值越大引入的码间干扰也越大。图3 4 从上到下显示了n = 1 6 、n = 2 4 、 n = 4 0 时的眼图： 4 2 0 2 4 s m p l 图3 41 6 阶、2 4 阶、4 0 阶滤波眼图 可见，n = 1 6 时眼图线迹最清晰，“眼睛”张开度最大。且n = 1 6 时的幅频特性也可 满足d m r 系统的要求，因此最终将成型滤波器的阶数定为1 6 阶。 第二部分所采用的正交合成算法已在2 1 1 节进行了介绍，实现框图如图2 3 所示。本仿真采用5 级梳状滤波器( c i c 滤波器) 作为内插滤波器。c i c 滤波器 的m a t l a b 设计程序如下： b l = 1z e r o s ( 1 , d - 1 ) - l 】； a l = 1 1 】；两只内插因子为d 的c i c 滤波器级联响应 b 2 = c o n v ( b 1 ，b 1 ) ； a 2 = c o n v ( a l ，a 1 ) ；三只内插因子为d 的c i c 滤波器级联响应 b 3 = c o n v ( b 2 , b1 ) ； a 3 = c o n v ( a 2 ，a 1 ) ；四只内插因子为d 的c i c 滤波器级联响应 b 4 = c o n v ( b 2 ，b 2 ) ； a 4 = c o n v ( a 2 ，a 2 ) ；五只内插因子为d 的c i c 滤波器级联响应 b 5 = c o n v ( b 4 ，b1 ) ； 5 0 5 - ，l - 1 8 d m r 数字端机物理层传输技术的研究 a 5 = c o n v ( a 4 ，a 1 ) ； h h _ c i c - i m p z ( b 5 d 5 ，a 5 ) ； h _ c i c = 1 0 木h h _ c i e ( 7 ：9 0 ) ； 最后得到的hc i c 即是5 级c i c 滤波器的时域冲激响应。 将图3 1 和图2 3 所示的两个模块级联即可得到4 f s k 数字调频信号。 3 1 2 调制仿真结果 仿真条件：原始二进制码元速率为9 6 k b p s ，映像成四进制之后符号率为 4 8 k ，每个符号周期采样8 个值，经过成型滤波之后的数据率为3 8 4 k 。为了方 便仿真，这里假设载波频率为1 9 2 k h z ，载波数据率为1 9 2 4 = 7 6 8 k ，则c i c 插 值滤波器的内插因子刚好是2 0 ，为整数倍内插。 首先，按照d m r 突发结构产生一帧2 6 4 b i t 的二进制随机序列，进行映射以 后的四进制信号如下： ： 甜l f 辄k 竹f l f 纛k ，1 f i m j 矾f1 t 讯1 ，_ f ，t f l ，f ，l 等“n ip 强1 l ll i l j 【l l l 州；i i i ”。i i i iiii 图3 5 四进制符号 经过成型滤波器后的基带波形和眼图如图3 6 、图3 7 所示。根升余弦滤波 器的参数设定为：阶数n = 1 6 ，滚降系数口= 0 2 ，理想低通截止频率f c = 2 4 k h z 。 5 0 图3 6 脉冲成形波形 第三章4 f s k 调制解调算法仿真与实现 1 9 具体实现，产生带限的基带调制信号然后送往射频模块进行直接调频。 将图3 6 所示的信号作为第二部分的输入信号，按2 1 1 节所述的数字正交算 法合成调频信号。调频后的4 f s k 信号和功率谱如图3 8 、图3 9 所示。从图3 9 可以看到，信号的载波频率正是1 9 2 k 。 芝 n 弛 ；i 蚕 图3 84 f s k 调频信号 图3 94 f s k 调频信号功率谱 3 1 34 f s k 解调算法仿真 和调制过程相逆，解调的仿真过程也分成两部分：第一部分是正交差分解调， 由4 f s k 调频信号恢复四进制的基带信号m ( n ) ；第二部分根据m ( n ) 恢复原始码元 信息。 正交差分解调过程框图如图2 4 所示。同调制过程中的内插滤波相对应，正 交解调过程中需要在满足奈奎斯特定理的前提下对高采样率的信号进行抽取，降 低采样率，减小运算量。本文均采用5 级c i c 滤波器进行插值滤波和抽取滤波。 第二部分包含匹配滤波，抽样判决，解映射等模块。其中匹配滤波器采用与 发端相同的平方根升余弦滚降滤波器；抽样判决需要找到合适的抽判位置并建立 位定时信息，而且还要确定合适的门限。抽判位置的确定可以通过相关运算找出 同步码的起始位置后进行推算。具体方法如下：在本地存储4 8 b i t 同步码段对应 的波形，然后将存储的数据与接收波形进行滑动相关运算，即将对应点相乘累加。 当本地波形与接收波形的同步码段对上时能获得最大相关值，返回出现该相关峰 的位置，然后将该位置减去同步码之前的符号数与每符号采样点数m 的乘积即可 得到第一个判决位置，之后每隔m 点就是一个抽判点。门限的确定则可以根据接 收眼图来划分。例如对于如图3 7 所示的眼图，最佳抽样判决点在眼图张开最大 的地方( 位置1 、9 、1 7 ) ，判决点之i 自j 间隔8 ，门限可定为+ 2 ，0 ，2 。 2 0 d m r 数字端机物理层传输技术的研究 将上述两部分级联起来即是从4 f s k 信号恢复原始码元的完整的解调过程。 3 1 4 解调仿真结果 将3