（通信与信息系统专业论文）射频调制器应用研究及cbb电路的实现.pdf

西北工业大学硕士学位论文 摘要 在现代无线通信系统中，对发射信号进行直接射频调制已成为射频无线电的发展趋 势。正交调制器可以在输出更高功率的同时提供具有更好线性度的调制信号，从而无需 在发射信号通道中使用中频电路级即可提高传输质量并且降低系统成本。 文章首先介绍了业界主流射频调制器的类型及其应用领域，射频调制器的工作原 理、关键射频指标、射频调制器的可靠性测试与评价方法，并由此总结出射频调制器的 可靠性选择要点。接着在结合典型应用电路的基础上，详细讨论了射频调制器的可靠应 用，总结出了可靠应用设计要点。之后以射频调制器a d 8 3 4 5 在c d m a 4 5 0 产品上的具 体应用为基础，设计出a d 8 3 4 5 在4 5 0 m i i z 频段的c b b ( c o m m o n b u i l d i n g b l o c i ( ) 共用模块电路，包括a d 8 3 4 5 与a d 9 7 7 7 的基带接口电路以及a d 8 3 4 5 与本振端口的接 口电路。经过对单元电路的仿真分析和成品电路的实际测试表明，基带接口电路完全满 足为a d 8 3 4 5 提供准确的直流偏置和滤除a d 9 7 7 7 高次谐波分量的要求，本振接口电路 在带内驻波比远优于厂家推荐电路，带外驻波比也小于1 2 d b ，可最大程度抑制对本振 信号的频率牵引，完全能够满足设计要求。 文中所述的射频调制器应用电路设计原则和可靠应用要点均可普遍适用于所有正 交调制器。所设计的c b b 电路也有很强的可移植性，只需要简单的元器件替换即可适 用于新的频段。经过在c d m a4 5 0 产品上实际使用，本c b b 电路的优良的可靠性和性 能都得到了证实。 关键字：射频调制器，混频器，载波抑制度，相位不平衡度，m o u t ec a r l o 分析 西北工业大学硕士学位论文 a b s t r a c t i nm o d e r mw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，t h ed i r e c tr f - m o d u l a t i o nf o r 仃锄皓m i 砸n g s i g n a li san 哪d e v e l o p i n gt r e n do fr fr a d i o t h eg r e a ta d v a n t a g e so ft h eq u a d r a t u r e m o d u l a t o ri sn o to n l yo u t p u tt h es i g n a lo fh i g h e rp o w e rb u ta l s oh a v ew e l ll i n e a r i t y , s ot h e c o m m u n i c a t i o ns y s t e mc a nn o tu s et h e 球c i r c u i t s t oa c h i e v et h eq u a l i t ya n dr e d u c et h ec o s t t h et h e s i sf o c u s e si nd e p t ho nt h et y p e sa n dt h ea p p h 硎f i e l do f r f - m o d u l a t o ri nt h e f r o n to ft e x t f i r s t l y , h a v i n ge x p l a i n e dt h ew o r kt h e o r y , m a i n l yr fs p e c i f i c a t i o n s ，t h e r e l i e b i l i t yt e s tm e a t u l ，s u m m e dt h en o t i c ep o 缸o fr f - m o d u l a t o rc h o i c e t h es e c o n d , i nt h e b a s eo f i n t r o d u c e i n gs o m em o d l ea p p l i c a t i o nc i r c u i t s ，d i s c u s e dt h er e l i a b i l i t ya p p l i c a t i o no f m o d u l a t o ra n ds u m m e ds o m er e l i a b i l i t ya p p l i c a t i o np o i n t s a f i e r w o r d , t h eh a r d w a r ec i r c u i t s o fa d 8 3 4 5 sc b b ( c o m m o nb u i l d i n gb l o c k ) i n4 5 0 m h zf r e q u e n c yc h a n n e l i n c l u d i n gt h eb a s e b a n di n t e r f a c ea n dl o c a lo s c i l l a t o ri n t e r f 珊h a v ed e s i g n e df o rc d m a4 5 0 p r o d u c t b yt h es i m u l a t i o na n a l y s i sa n dm e a s u r e m e n t , t h eb a s e b a n di n t e r f a c ec a nc o m p l e t e l y s a t i s f yt h er e q u e s to f p r o v i d i n gt h ec o m o n d ea n df i l t e r i n gt h eh i g ho r d e rh a r m o n i cw a v e s f r o ma d 9 7 7 7 t h er e s u l tr e v e a lt h a tt h ew i t h i nc h a n n e ls w ro f t h el o c a lo s c i l l a t o ri n t e r f a c e c i r c m t s8 r em o r ee x c e l l e n tt h a nt h er e x 沁m e n d e dc i r c u i so fp r o d u c e ra n dt h eo u t e rc h a n n e l s w ro ft h el o c a lo s c i l l a t o ri n t e r f a c ec i r c u l t sa 地a l s os m a l l e rt h a n1 2 d b s ot h ef c e q u e n c y d r a u g h to f l o c a lo s c i l l a t o rs i g n a lc a nb es u p p r e s s e da tl a r g e t h e r e l i a b i l i t ya p p l i c a t i o np o i n t sa n dc i r c u i td e s i g nt h e o r yo f r f - m o d u l a t o ri nt h i sp a p e r c a nb ea p p l i e db ya n yq u a d r a t u r em o d u l a t o r t h ec b bc i n c u i tb yd e s i g n e di nt h i sp a p e rh a s s t r o n ga p p l i c a b i l i t y , b e c a u s ei tc a nb ea p p l i e di nn e wf r e q u e n c yc h a n n e lt h r o u g hs i m p l y r e p l a c i n gs o m ep a r t s t h r o u g ha c t u a lu s ei nt h ee d m a4 5 0p r o d u c t , t h ec b bc i u e u i th a v e m a n i f e s t e dw e l lp e r f o r m a n c ea n dh i g hr e l i a b i l i t y k e yw o r d s ：r fm o d u l a t o r m i x e r m o u t ec a r l oa n a l y s i s n 西北工业大学硕士学位论文 第一章绪论 在无线通信产品中，无线发射机的体系结构长期由超外差式所主宰，随着无线通信 标准的激增、频率波段范围的拓展以及向高速数据业务的演进，通信设备供应商必须生 产出能处理宽频率范围内多种调制方式的系统，而无线射频电路芯片是实现相应系统功 能的关键所在。 1 1 射频调制器在通信发射机中的位置 随着半导体工艺技术的进步和对通信设备小型化、低功耗、多功能需求的不断增加， 基于正交调制的直接正交上变频技术d q u c ( d i r e c tq u a d r a t u r eu p - c o n v e r s i o n ) 得到了迅 速发展。它能够直接将基带信号搬移到射载频并消除无用的边带信号，以实现单边带调 制。其突出优点是不要中频放大、滤波、变频等电路，同时放宽了对交频后滤波器的性 能要求，甚至可以不需要滤波器，从而极大的减少了发射机的体积、重量、功耗和成本。 这其中的关键器件射频调制器因可实现基带信号到射频信号的一步到位，在简化电路 设计及节约成本方面受到业界设计人员的青睐。目前业晃g s m 产品及c d m a 基站产品 中均有采用射频调制器的方案。在许多情况下，由于受到数模转换芯片带宽的限制，使 用射频调制器是重要的解决方案之一。 信号经调制后有利于提高天线的发射效率和系统的频带利用率。在第二代及第三代 移动通信系统中均采用了数字调制方式。g s m 采用了g m s k 的调制技术，c d m ai s 9 5 的上下行、w c d m a 的上行、c da 2 0 0 0 的上行均采用了平衡四相( b q m ) 扩频调制 技术( 其中i s 9 5 采用了平衡四相改进型o q p s k ) ，w c d m a 的下行、c d m a 2 0 0 0 的下 行采用了复四相扩频调制( c q m ) 技术。 以上所述的数字调制方式有多种实现方法，正交幅度调制( q a m ) 、直接调频或采 用极坐标调制、利用相位选择法或者脉冲插入法加上变频器调制等。其中正交幅度调制 因电路设计简单，接口电路通用性强，成本低等优点得到了广泛的应用。 西北工业大学硕士学位论文 基带部分1 射频调制器部分r 。功放部分 x ( t ) 图1 1 射频调制器在发射机中的位置 以g s m 信号的调制过程为例，如图1 1 所示。首先将基带来的串行数字信号进行 串并转换为两路，其中一路做l ，4 周期的延时处理，然后分别经过高斯滤波器，最后输 出两路相位正交的基带信号。以上过程一般在专用芯片内处理完成。将基带信号输入本 振频率为发射频段的模拟调制器就可获得相应的g s m k 调制信号。调制信号经滤波放 大后用天线发射出去。该模拟调制器即为所要讨论的射频调制器。 本质上，射频调制器就是一个抑制边带的模拟调制器，因此评价其性能时主要依据 模拟边带调制器的关键指标进行。因为业界采用载波为射频频段的调制器，因此就统称 为射频调制器，其原理框图如下； q 图1 2 射频调制器原理简图 i 、q 分别为预处理后的相位正交的基带信号，本振为发射频段的射频载波信号。 本振经过9 0 度移相后分为两路，分别与i 、q 信号在两个混频器中混频，然后分路输出 边带和载波受到抑制的己调信号。 2 西北工业大学硕士学位论文 1 2 射频调制器的分类及其主流供应商 业界使用的主要有五种型号的射频调制器：e k 玳2 9 6 0 、j s i q 9 6 0 、m a m d e s 0 0 0 1 、 i q b g 2 0 0 0 a 、s t q 2 0 1 6 ，其中e k i n 2 - 9 6 0 与j s i q - 9 6 0 可互为替代，m a m d e s 0 0 0 1 与 e k i n 2 9 6 0 原理相同仅频段不同。 射频调制器按实现方式划分，可分为二极管混合集成式和吉尔伯特集成式两种。下 表列出业界主流厂家及其供应型号与用途： 表1 1 主流射频调制器汇总 类别厂家型号频段用途 二极管混 m ，a c oe k i n 2 9 6 09 2 5 9 6 0g s m 9 0 0 合集成式mm a m d e s 0 0 8 5 1 - 8 6 9g t 8 0 0 数字集群 0 1 m 玎q i c i r j s i q - 9 6 0 9 2 5 9 6 0g s m 9 0 0 c u i t s i q b g - 2 0 0 0 a 1 8 0 0 2 0 0 0d c s l 8 0 0 s 也n z as t q - 1 0 1 6 2 5 0 1 0 0 0 c d m a 4 5 0 8 0 0 g s m 9 0 0 s t q 2 0 1 6 7 0 0 2 5 0 0 g s m 9 0 0 ， d c s l8 0 0 ，w c d m a ，c d m a 8 0 0 1 9 0 0 吉尔伯特 s t q - 3 0 1 6 2 5 0 0 - 4 0 0 0、阢a n “ 集成式r f m dr f 2 4 2 28 0 0 2 5 0 0g s m 9 0 0 ，d c s l 8 0 0 r f 2 4 8 08 0 0 2 5 0 0 w c d m a , g s m 9 0 0 ，w l a n r f 2 4 8 37 0 0 1 0 0 0g s m 1 7 0 0 2 4 0 0w c d m a m a mu 2 5 l o1 0 0 6 0 0c d i a 4 5 0 m a x 2 1 5 0 7 0 0 2 3 0 0 l m d s ，b a s e s t a t i o n s a d ia d 8 3 4 52 5 0 1 0 0 0 c d m a 4 5 0 8 0 0 ，g s m 9 0 0 ，c a t v a d 8 3 4 68 0 0 - 2 5 0 0 g s m 9 0 0 ， d c s l 8 0 0 ，w c d m a , c d m a 8 0 0 1 9 0 0 a d 8 3 4 97 0 0 2 7 0 0 g s m 9 0 0 ， d c s l 8 0 0 ，w c d m a , c d 【a 8 0 0 1 9 0 0 h i r n t eh m c 4 9 5 l p 32 5 0 3 8 0 0 g s m 9 0 0 ，g t 8 0 0 ，d c s l 8 0 0 ，w c d m a , c d m a 8 0 0 1 9 0 0 h m c 4 9 6 l p 34 0 0 7 0 0 0w l a n 以上几乎囊括了业界所有用于蜂窝通信的主流射频调制器。 西北工业大学硕士学位论文 1 3 本课题研究的内容 据调查业界在射频调制器的可靠应用方面还存在诸多不足，缺乏对器件基本原理和 可靠性的深刻理解，主要表现在： ( 1 ) 在器件选择上缺乏对器件本身的固有缺陷的认识。 ( 2 ) 对器件接口电路和外围电路理解不够深入和灵活，应用电路不够经济可靠。 有必要对射频调制器从性能指标、测试方法、选型原则、应用设计等角度进行深入 的研究分析，为其可靠选用和使用提供参考。 因此本课题主要的研究内容涉及到业界主流射频调制器的类型及其应用领域，射频 调制器的原理、关键射频指标，射频调制器的可靠性测试与评价方法，射频调制器的可 靠性选择要点和可靠应用要点。以射频调制器a d 8 3 4 5 在c d m a4 5 0 产品上的具体应 用为基础，设计a d 8 3 4 5 在4 5 0 m h z 频段的c b b ( c o m m o nb u i l d i n gb l o c k ) 共用模块电 路，包括设计a d 8 3 4 5 与a d 9 7 7 7 的基带接口电路和a d 8 3 4 5 与本振端口的接口电路， 并使用仿真软件a d s 对设计电路进行仿真分析以及对最终成品板测试验证。 4 西北工业大学硕士学位论文 第二章射频调制器的工作原理及其关键指标 第一章介绍了射频调制器在通信发射机中的位置及其基本结构和功能，并罗列出业 界主流射频调制器的型号、用途。在此基础上，本章将根据射频调制器的内部结构分类 阐述其工作原理，并在介绍其关键指标后总结出选用和设计要点。最后对其关键指标的 测试方法和物理可靠性的评价方法作一简要描述，以求对射频调制器有一个较为全面的 认识。 2 1 二极管混合集成式调制器 2 1 1 二极管混合集成式调制器的工作原理 e k i n 2 9 6 0 是典型的二极管混合集成式调制器，以下用e k i n 2 9 6 0 为例介绍此类调 制器的工作原理。 堋 l n 器， 图2 1 调制器e k i n 2 9 6 0 内部结构示意图 如图2 1 所示，该调制器的混频器由二极管管堆构成，移相网络由l c 移相器构成。 功率为1 0 d b m 的载波信号由本振端口( l o 口) 输入，经过传输变压器将单端信号变为 差分信号，分为幅度和相位相同的两路送入二极管管堆内混频。混频后的i 、q 信号( 频 率在本振频率附近) 分别由后端变压器的次级输出，然后经过3 d b 定向耦合移相器使混 频后的i 、q 信号产生相对9 0 度的移相并相加，最后在调制器的r f 端输出边带受到抑 制的调制信号。若基带i 、q 信号为相位正交幅度相同的单音信号，则输出端的频谱特 5 西北工业大学硕士学位论文 性如下： c 一 tl cf c + l i 图2 2 射频输出频谱特性( 单音输入) f c 为载波中心频率，6 为基带单音信号频率，调制后理想的频谱特性应该仅有f c _ 哺 一个分量，但因非理想因素的存在使载波和无用边带没有完全抑制。它们相对被加强信 号的功率的差值( 以功率d b m 为单位时) 分别为载波抑制度( c a r d e r r e j e c t i o n ) 和边带 抑制度( s i d e b a n dr e j e c t i o n ) 。除此之外，由于混频器的非线性，输出频率中还包含有基 带信号的二次、三次、四次、五次谐波与载波信号调制的频率分量。 2 1 2 二极管混合集成式调制器的端口特性 以e k i n 2 9 6 0 为例，本振内部为单双变换传输线变压器，具有1 ：4 阻抗变换功能， 即在单端得到的阻抗是差分端阻抗的1 4 。在本振信号的作用下，e k i n 2 9 6 0 内部的两 个混频二极管管堆处于反复开关状态，在任一时刻，每个混频管堆都有两个串联的二极 管导通，因此传输线变压器差分端的阻抗等于两个二极管导通电阻( - - 极管的直流电阻) 和的1 2 。为了使本振端口的阻抗接近5 0 欧姆，二极管的导通电阻一般接近2 0 0 欧姆。 i 、q 端口的信号为低频基带信号，端口阻抗等于两个二极管导通电阻( 二极管的 直流电阻) 的并联，约为1 0 0 欧姆左右，实测基带端口的直流电阻，结果为7 0 弼0 欧姆， 与理想值较接近。 e k i n 2 9 6 0 的射频输出端内部为3 d b 直接耦合移相器。该耦合器是根据端口阻抗为 5 0 欧姆时设计的电容变压器元件，因此射频输出端口的特性阻抗为5 0 欧姆。 据以上端口特性，在本振和射频端口按照5 0 欧姆进行匹配设计，基带端口的信号 功率则根据基带信号的幅度，考虑信号源内阻与作为负载的调制器基带端口的阻抗，计 算基带输入功率的值。 6 西北工业大学硕士学位论文 2 2 吉尔伯特集成式调制器 2 2 1 吉尔伯特集成式调制器的工作原理 之所以称为吉尔伯特集成式调制器是因为此种射频调制器主要由本振功分移相器， 两个吉尔伯特混频器以及输出功率合成放大器三部分组成，其中核心元件一有源混频器 是g i l b e r t 于1 9 6 7 年所设计的。 图2 3 吉尔伯特集成式调制器的内部结构 如图2 3 所示，l o 烈和l o i p 为本振差分输入端，内接两极放大与移相网络，目的 是提高射频移相器的相位正交性与幅度平衡性。本振信号经移相放大后为后级的吉尔伯 特混频器提供本振驱动。 i b b p 、i b b n ，q b b p 、q b b n 为两路正交基带信号的差分输入端，经电压电流转 换放大器送入吉尔伯特混频器。i 和q 信号分别与本振信号在混频器中混频后直接叠加， 最后经射频放大器放大后输出调制信号。 2 2 2 吉尔伯特集成式调制器的端口特性 吉尔伯特集成式调制器的本振端一般为差分形式，因为差分输入有利于提高本振信 号的抑制度。究其原因，本振信号经过差动放大器，差分输入形式可以使共模本振信号 降到最低，从而提高调制器的载波抑制度。 为了提高调制器射频移相的准确度，一般调制器本振的射频移相部分含有多级r c 7 西北工业大学硕士学位论文 移相器与差分放大器构成的移相放大网络。有些调制器射频移相器的第一级为r c 移相 器，有些第一级为差动放大器。在设计时，理论上要使本振端口的差分输入阻抗接近5 0 欧姆的标准阻抗。本振输入端放大器的偏置由调制器的电源提供，当本振端内部没有集 成隔直电容时，本振输入端需外加隔直电容。 i 、q 基带信号输入端内部为差动放大器的输入级，输入阻抗一般为数千欧姆。因 考虑至基带信号含有较多的低频分量，基带端口应用时一般需要非隔直连接，因此差动 放大器输入端的直流偏置需要通过外部电路提供。 l 、q 信号分别在一个双平衡混频器中与本振信号混频，叠加后经差动放大器输出。 当差动放大器为双端输出时，射频端口的输出结构为差分形式。有些调制器在双端输出 级后增加一级单双变换与匹配级，则射频输出为单端形式无论单端还是差分形式，其 输出阻抗一般接近5 0 欧姆。射频输出级的放大器的直流偏置由调制器的电源提供，当 射频输出端不含隔直电容时需外加隔直电容。 2 3 调制器的关键射频指标及其影响因素 2 3 1 边带抑制度 在评估射频调制器的边带、载波的抑制度时，需要在i 、q 端输入相位正交、幅度 相同的单音信号，如下图所示： 功l 一如 一i 【( 以一固l 一椰 q 图2 4 边带抑制度分析示意图 为计算方便而不失一般性，设q 信号的幅度为单位l 。理想的i 信号应为s i n d t ， 考虑实际情况，假定i 信号的幅度为q 信号的a 倍，相位比理想的q 信号超前伊。也 可以认为输入的基带i 、q 是完全正交且幅度相同，本振l o 经分路器后产生了a 倍的 幅度不平衡度与p 的相位不平衡度。又或者本振分路也是完全平衡的，只是混频后的移 相过程中产生了正面或负面的影响，但最终输出的时域信号完全可以用下式中的p 乙表 示。 8 西北工业大学硕士学位论文 = 半s 魄+ 卿一| 尘笋s 呱眈+ 聊+ 半c o s 蛾一q ) f + 尘笋血蛾一q ) ， 越大，器件性能越优良。由么的表达式可得到r s 的表达式： 。g 簋裂茎而i + a 2 - 面2 a c o s q ，= 1 0 l 0 9 1 - p a l - - l a g o s t o 阱， 耻1 0 1 0 9 互氢蔫而丽面 【2 2 】 若a = i ，尹= o ，则0t ? , o s ( d j 。+ r 砂，e = ，此时p 0 为理想的单边带信号，边带 得到完全抑制。 由上可知，射频调制器的边带抑制度与正交信号( 基带i 、q 信号与本振分路后的 正交信号) 的相位不平衡度密切相关。因为本振信号的频率较高，因此本振信号的功分 移相电路设计是射频调制器设计的关键点之一在混合集成电路里，如e k i n 2 9 6 0 、 j s i q - 9 6 0 、i q b g - 2 0 0 0 a 等器件，一般采用l c 移相网络。在吉尔伯特集成式调制器中， 一般采用r c 移相网络。相比较因r c 网络的q 值较低，其带宽相对l c 网络较宽。无 论是l c 还是r c 功分移相网络，其正交移相的范围均会受到限制。综合主流供应商情 况，吉尔伯特集成式调制器一般将载波频率分为如下频段：2 5 0 , - - 1 0 0 0 m h z ， 7 0 0 2 5 0 0 z ，2 5 0 0 - - 4 0 0 0 m h z 。而二极管混合集成式调制器的工作频段较窄，一般不 到2 0 0 m h z 。 2 3 2 相位不平衡度与幅度不平衡度 i 、q 信号的正交性偏离9 0 度的程度称为相位不平衡度( p h a s eu n b a l a n c e ) 。i 、q 信 号之间幅度的差异称为幅度不平衡度( a m p l i t u d eu n b a l a n c e ) 。 由上分析可知，相位与幅度的不平衡度会影响调制器的边带抑制度。可由关系式【2 2 】 得到曲线： 9 西北工业大学硕士学位论文 型 毋 耱_ 络 毫l 髯 懈度币平衡度 图2 5 相位和幅度不平衡度对边带抑制度的影响 由图可见，边带抑制度的绝对值越大时，对相位不平衡度和幅度不平衡度越敏感。 在移动通信频段，边带抑制度做到- 4 0 d b c ( 典型值) 是目前业界的基本水平。 2 3 3 载波抑制度 调制器的载波抑制度( c a r r i e rr e j e c t i o n ) 与下图混频器的载波抑制度本质上相同， 以单平衡混频器的载波抑制度为例进行分析。 l o 5 0 0 0 0 拼 图2 6 单平衡混频器载波抑制度示意图 本振信号经过传输线变压器之后变为差分信号作用在两串联结构的二极管之上。由 二极管混频器的原理可知，本振信号使二极管工作在开关状态。当二极管处于导通状态 时，流经二极管的电流由二极管的导通电阻决定。当两二极管完全对称时，导通电阻相 同，则由传输线变压器的基本原理可知，图中v c 所示位置的本振信号为o ，从而使本 振在射频r f 以及中频口没有能量输出。如果两个二极管的特性不完全相同，如导通 电压、理想因子等参数存在差异，则两个二极管的导通电阻也不同，本振电平的零点位 置不在v c ，也即v c 处有一定的本振功率输出从而使载波抑制度恶化。 除在设计时选择尽可能对称的二极管管堆之外，可以在中频端增加直流偏压，使两 二极管的导通电阻达到一致。如图若上面二极管的导通电压小于下面二极管，则在中频 端口增加正的直流偏压( 该偏压一般为毫伏级) ，将会使下面的二极管的导通的外加电 西北工业大学硕士学位论文 压变小，达到与上面二极管导通时所需的外加电压相同。此时在本振信号的作用下，两 二极管的导通电阻也相同，从而使本振信号在中频与射频端口得到最大抑制。 类似的，调制器内部的混频管也存在差异，可以通过在基带输入端口增加直流偏压 的形式使载波获得最大抑制。 2 3 4 谐波抑制度 在调制器内混频器的非线性作用下，调制器的输出频谱中会包含一些谐波分量，具 体频谱特性如下： l = 次j i 莹波椰麓1 一一一一j i 一一一 一毕一 工正+ 石正+ 2 石工+ 3 石正+ 4 z 图2 7 谐波抑制度示意图 谐波分量与被加强边带功率之比即被定义为谐波抑制度( h a r m o n i cr e j e c t i o n ) 。理论 上调制器内部的平衡式混频器对偶次谐波分量具有抑制作用，所以一般器件厂商会给出 调制器在典型工作状态时的三次与五次谐波抑制度。但实际上有些调制器的二次谐波分 量往往较高，如j s i q - 9 6 0 就比e k i n 2 - 9 6 0 高1 0 d b 以上( 这是因为两个厂家所选二极管 的i _ v 特性不同所致) 。 2 3 5 变频损耗( 增益) 射频调制器的变频损耗( 增益) ( c o n v e r s i o nl o s s ( g a i n ) ) 定义为输入调制器的i 、q 信号的功率之和与输出被加强边带的射频信号功率之比，以d b 为单位变频损耗主要 由电路失配损耗，二极管的固有结损耗及非线性电导净变频损耗等引起。 二极管集成式调制器的变频损耗与二极管平衡式混频器相当，一般为6 5 1 0 d b 。 2 3 6p l d b 输出功率与i m 3 抑制度 在小信号情况下，射频调制器的输入信号功率与输出信号功率成线性关系。当输入 功率较大时，射频调制器输出信号的功率值会偏离线性。当输出信号的功率小于理论上 的线性输出功率l d b 时，称此时的输出功率为p l d b 输出功率。p l d b 输出功率用于衡 西北工业大学硕士学位论文 量调制器的最大线性输出范围。 在调制器的基带端口输入特定功率且频率间隔较近的两个单音信号n 、也时，由于 调制器的非线性，在输出端的已调信号附近会产生该双音信号的三阶互调分量f c + 2 f l - t 2 和f c + 2 f 2 f l ，该三阶互调分量与已调信号f c + f l 或f c + f 2 的输出功率之比称为三阶互调 抑制度( m 3 ) 。 i m 3 是用来衡量调制器线性度的重要指标，其绝对值越大，则调制信号的邻道抑制 度越大。 当射频调制器用于调制c d m a 信号时，考虑到c d m a 信号具有一定的峰均比，而 测试时一般得到的是均值功率，该均值功率加上峰均比应该小于调制器的p l d b 。 2 4 射频调制器的可靠性选择要点 评价射频调制器的性能优劣可以通过考察射频调制器的本振电平，边带、载波、谐 波抑制度以及外围电路的复杂性与健壮性来进行衡量。 2 4 1 本振电平的选型考虑 二极管混合集成式调制器的本振电平较高，通常为1 0 d b m 左右，用以保证内部的 混频二极管可以可靠的导通和截止。吉尔伯特集成式调制器的本振电路的内部含有放大 电路，因此本振电平一般低于0 d b m 。 2 4 2 边带抑制度的选型考虑 综合业界主流供应商的情况，在2 5 0 - - 1 0 0 0 m h z 频段一般调制器边带抑制度可以做 到4 0 d b c 。最小为3 4 d b c ，在7 5 0 2 5 0 0 姗z 频段亦可做到4 0 d b c ，最小为3 0 d b e 。 选择要点1 ：在2 5 g h z 以下频段，射频调制器应选择边带抑制度大于3 5 d b c 的器 件。 2 4 3 载波抑制度的选型考虑 件。 在2 5 g h z 以下频段，射频调制器的载波抑制度一般可做到3 0 d b c 以上。 选择要点2 ：在2 5 g h z 以下频段，射频调制器应选择载波抑制度大于3 0 d b c 的器 1 2 西北工业大学硕士学位论文 2 4 4 谐波抑制度的选型考虑 在2 5 g i - - i z 以下频段，射频调制器的二次、三次、四次、五次谐波抑制度一般最小 在4 0 d b c 以上。 选择要点3 ：在2 5 g h z 以下频段，射频调制器应选择谐波抑制度大于4 0 d b c 的器 件。 2 5 射频调制器外围电路的复杂性与健壮性 外围电路的复杂性主要是从器件是否需外部电源，是否需要专门的匹配设计( 如射 频端口为非标准5 0 欧姆时) ，外围元件数量及其所占用的p c b 面积等角度进行分析。 健壮性( r o b u s t ) ，一般指一个控制系统中的参数发生扰动时系统能否保证正常工 作的一种特性或属性。在这里引用该名词表示调制器的指标忍受外围元件指标变化的能 力，即调制器指标对外围某元件指标变化越敏感，说明其健壮性越差。 2 5 1 二极管混合集成式调制器的外围电路 二极管混合集成式调制器为无源器件，一般射频端口为5 0 欧姆标准阻抗，毋需额 外进行匹配设计，因此外围电路较为简单，但因为该类型调制器本身体积较大，一般并 不节省单板空间。以e k i n 2 9 6 0 为例，典型应用电路如下： q l 0 盯 i 图2 8 调制器e k i n 2 9 6 0 应用原理图 为了达到更好的匹配效果，在l o 与r f 端口增加了一个3 d b 的匹配网络。i 、q 端 的2 2 0 n i l 电感，1 8 p f 电容，5 1 欧姆的电阻构成双工滤波器。几百k h z 的基带i 、q 信 号可以无衰减的通过2 2 0 n h 电感线圈，进入调制器，从调制器的m o d l 、m o d 2 端泄 漏的射频信号则会受到2 2 0 n i l 电感的抑制，而由1 8 p f 电容和5 l 欧姆构成的接地通路泄 西北工业大学硕士学位论文 放。 图示外部电路结构简单，但由于e k i n 2 9 6 0 内部将射频移相放在i 、q 信号混频之 后，导致其边带抑制度对i 、q 端口的双工滤波器的输入阻抗特性特别敏感，健壮性较 差，而外围电路与此类似的i q b g - 2 0 0 0 a 因为射频移相位于i 、q 信号混频之前，边带 抑制度基本上不受双工滤波器输入阻抗的影响，健壮性较好。 选择要点4 ：在选择二极管混合集成式调制器时，优选射频移相处于内部混频之前 的调制器，因为此类调制器的边带抑制度受到i 、q 端口匹配电路的影响较小。 2 5 2 吉尔伯特集成式调制器的外围电路 吉尔伯特集成式调制器为有源器件，其基带i 、q 输入端一般为差分输入，且需要 一定的直流偏置电压，某些器件的本振与r f 输入输出端也需差分信号，需要单双变换 电路进行处理，因此整体上外部电路较复杂，但因为芯片本身体积较小，外部电路与器 件所占用单板面积并不比二极管混合集成式调制器大，以s t q 2 0 1 6 为例，典型应用电 路如下： 图2 9 调制器s t q - 2 0 1 6 应用原理图 为了实现射频信号单端与差分之间的变换，在本振输入口与射频输出口分别采用了 传输变压器t 1 与亿，i 、q 信号以差分形式分别由b b i p 、b b i n 和b b q p 、b b q n 输入， 因为是有源器件，在电源输入端口需要若干滤波电容。 该类型调制器的射频功分移相一般位于混频之前，基带信号一般为幅度相同，相位 相反的差分输入。基带输入端需要叠加一定幅度的直流偏压，例如对于s t q 2 0 1 6 ，需 西北工业大学硕士学位论文 要偏压为1 9 v 。载波抑制度对于基带差分端口直流偏压的误差十分敏感，例如当图中的 b b i p 端口的直流偏压为1 9 v ，b b i n 端口的直流偏压为1 9 1 0 v 时，就有可能导致载波 抑制度变化1 0 d b 以上。根本原因是因为直流偏压的差异会导致内部混频管的平衡度发 生变化，类似于二极管混频器，混频管的不平衡性导致载波抑制度的恶化。 2 6 射频调制器的发展趋势 射频调制器的接体发展趋势不断向小型化、低成本、多功能的方向发展。传统的二 极管式射频调制器采用手工工艺，指标一致性较差，成本较高，一般市售价格在$ 9 左右 二极管式射频调制器的一个发展趋势是由手工制造工艺向l t c c ( 低温烘烧陶瓷) 工艺 转化，从而使器件的体积和制作成本大大减小指标一致性得到提高，代表器件如 i q b g - 2 0 0 0 等。 吉尔伯特集成式调制器采用传统的i c 工艺制作，体积与成本更低，指标一致性更 高，并且射频指标整体优于二极管集成式调制器，在适当调整其静态工作点后，某些型 号器件的谐波抑制度可以做到6 0 d b c 以上。吉尔伯特集成式调制器一般都具备射频输出 的关断控制等附加功能，a d i 、r f m d 等模拟i c 制造商主推此类射频调制器，一般市 售价格为$ 5 左右。根据调制器的发展趋势，在移动通信频段，吉尔伯特集成式调制器将 取代二极管集成式调制器。 选择要点5 ：在选择射频调制器时，优选吉尔伯特集成式调制器，次选u c 工艺 的二极管集成式调制器，最次选用手工制作的二极管集成式调制器。 2 7 射频调制器的可靠应用设计要点 射频调制器的可靠应用设计主要有如下四个方面需要考虑： ( 1 ) 根据射频调制器端口的特性用最简单可靠的元件设计调制器与周围器件的匹 配级联电路。 ( 2 ) 根据射频调制器的基本理论，适当调整调制器的边带抑制度，以便降低调制 信号的带内干扰。 ( 3 ) 根据射频调制器的线性范围，设计调制器的基带信号功率( 或幅度) ，得到最 佳输出信噪比的调制信号。 ( 4 ) 对于吉尔伯特集成式调制器，需要进行适当的热设计，尽量降低其结温，提 高其使用寿命。因为该器件的热设计与其他i c 无差异，以下就不再赘述 西北工业大学硕士学位论文 2 7 1 二极管集成式射频调制器的可靠应用设计 二极管集成式射频调制器主要有e k i n 2 9 6 0 、j s i q - 9 6 0 、m a m d e s 0 0 0 1 、 i q b g - 2 0 0 0 a ，其中前三种调制器的射频移相均位于混频之后。从器件的发展趋势看， 这几类器件在新产品上不会再使用。 理论上二极管集成式射频调制器本振端口的输入阻抗与射频端口输出阻抗一般设 计成5 0 欧姆，但是因为本振信号用于控制混频二极管的导通与截止，所需功率较大， 因此在设计时首要考虑的是使二极管有效导通时的最佳本振功率。只要本振端口的驻波 比小于2 ：1 ，则信号反射导致的功率损耗小于o 5 d b ，考虑到本振电平的裕量，反射损耗 几乎可以不计。但2 ：1 的端口驻波比有可能导致本振前级放大器的不稳定，因此需要在 调制器的输入端增加3 d b 的p i 型匹配衰减网络，以提高本振电路的稳定性。同样对于 射频输出端口，考虑到后级放大器的稳定性，一般也建议增加3 d b 的匹配衰减网络。 因为基带信号频率较低，可用集总参数的方法分析，输入信号的电平由基带信号源 阻抗与基带端口的负载阻抗分压所得。同样为了得到最大输入功率，基带信号的源阻抗 需与负载阻抗相等。虽然在前面二极管集成式射频调制器端口特性的论述中推导出基带 端口的阻抗为1 0 0 欧姆，实际测试约7 0 - - $ 0 欧姆，但二极管集成式射频调制器在出厂测 试调节指标时，所用基带信号源的源阻抗为5 0 欧姆，因此在实际应用设计时，基带信 号源的源阻抗最好也为5 0 欧姆，这样可以保证所调测出的指标可以达到该器件出厂时 的最佳值。 相位不平衡度与幅度不平衡度是影响调制器边带抑制度的两个主要因素。因为基带 信号所占频带一般从0 到几m h z ，通过外部调整基带信号的相位正交性校准调制器的 边带抑制度难度较大( 下面介绍的一种方法，但有局限性) ，而幅度不平衡度可以用在i 、 q 信号输入功率端添加运放调节i 、q 信号的幅度偏差，校准部分边带抑制度。 利用运放也可在i 、q 信号上叠加相应的直流偏置，用以调节调制器的载波抑制度。 在调制器的线性输出功率范围内( 最大输出功率小于调制器的p l d b ) ，利用运放同 时增加i 、q 信号的输入功率，还可以提高调制输出信号的功率，从而提高输出信号的 信噪比。 考虑上述设计要点的基带接口电路设计如下： 1 6 西北工业大学硕士学位论文 图2 1 0 二极管集成式调制器基带信号电路( 以q 端为例) 扼流电感l l 应选择谐振点在l 心信号频率附近，且在该频点q 值大的电感，以便 对射频泄漏的扼流效果达到最佳。耦合电容c 3 应选择谐振点在r f 附近的器件，以便 使射频泄漏能够完全通过，电阻r 1 2 应选择特性阻抗5 0 欧姆附近，以便将射频泄漏完 全吸收。 运放用于i 、q 信号的幅度调节，以便调整射频输出功率和改善边带抑制度。调节 i 、q 信号的直流分量，可以改善调制器的载波抑制度。因为运放的输出阻抗较低，运 放输出端的5 l 欧姆电阻相当于基带信号的源阻抗，也可吸收部分由i 、q 端泄漏的射频 信号。运放的工作过程详细说明如下( 因为i 、q 端电路完全相同，以q 端为例) 。 根据理想运放工作原理，c l 为l u f ，可认为对交流短路。于是得到： ：篙糕咿学一 ， 其中国为q 信号的角频率。因r 6 阻值较高，运放的输入端为高阻态，所以有： 弘最螺 2 4 1 又r s = r 7 ，得到： = 瓦瓦丽r 再9 + r 雨1 0 丽_ + 牟笋+ 1 ) 彘 【2 5 】 由v o 表达式可见： ( 1 ) 在运放正相输入端输入直流分量，可在输出端交流信号上叠加一定比例的直 流分量( 式2 5 的后半部分) 。因为很微小的直流分量就可以使调制器的载波抑制度发生 1 7 西北工业大学硕士学位论文 较大变化，所以此电路中运放正相输入端所加直流分量仅为毫伏级。 ( 2 ) 改变电位器的阻值可以改变l 、q 信号的幅度，从而可调节射频输出功率和边 带抑制度。 一般调制器的变频损耗在其线性范围内为定值，通过提高i 、q 信号的输入功率可 以使输出的r f 功率相应增加，从而达到提高输出信噪比的目的。若i 与q 端电位器设 置不同，则可以补偿调制器本身的幅度不平衡度，从而调整调制器的边带抑制度。设电 容c 2 为4 7 p f ( 该电容用于滤除高频干扰，补偿运放的相位防止自激) ，单音信号频率为 6 6 7 k h z ，反馈电阻r 9 + r 1 0 由6 k 变为6 2 k ，则对应幅度改变约为0 2 8 5 d b ，对边带抑 制度的影响约为5 d b 左右，同时相位改变为，缈= a r c t g a r 钟】_ 0 2 2 6 度，可见相位 改变很小，可忽略不计。 进一步分析边带抑制度公式： 墨：1 0 l o g 阜箬塑 【2 6 】 。1 + a 2 + 2 a c o s 口 。 要使风最大，即使l + a 2 2 a c o