（信号与信息处理专业论文）雷达中频数字接收与脉冲压缩模块实现技术.pdf

中文摘要 中文摘要 随着对信号处理速度、精度要求的不断提高。雷达信号接收机及处理机的中频 数字化系统备受重视。中频数字接收及信号处理系统采用数字信号处理算法，使用 易于实现算法的可编程逻辑器件或专用的a s i c 芯片，与模拟系统相比具有体积 小、重量轻、造价低、结构简单、易模块化、系统配置更新快、维护升级方便等 诸多优点。信号处理系统的中频数字化是当前国内外通信、雷达发展总的趋势， 传统的模拟接收机已经逐渐被数字接收机代替，因此，中频数字接收机的应用前景 非常广阔。 近年来从改进雷达体制方面来扩大作用距离和提高距离分辨力方面已有很大 进展，特别是脉冲压缩( p c ) 体制雷达，它很好的解决了雷达作用距离和距离分 辨力之间的矛盾，得到了广泛的应用。本文从数字中频接收和脉冲压缩的理论出 发，完成了雷达对脉冲信号回波的中频数字接收以及脉冲压缩处理模块的设计实 现。在以a d 转换器，f p g a 和d s p 为硬件平台的基础上实现了雷达回波信号( 线 性调频信号) 的中频数字接收和频域脉冲压缩。 本文的主要工作包括： 1 完成了雷达中频数字接收和脉冲压缩模块实现的方案设计，选择了 a d ( a d 6 6 4 5 ) + f p g a ( e p 2 c 3 5 ) + d s p ( a d s p - t s 2 0 1 ) 的实现方式。 2 根据系统方案选定器件，采用c a p t u r e 和p o w e r p c b 分别完成了硬件 电路的原理图设计和p c b 设计。 3 完成了各模块的硬件调试和软件编程，实现了各模块的功能。包括 a d 转换器的调试，基于f p g 的数字下变频的实现和i q 数据的乒 乓存储，基于a d s p - t s 2 0 1 的频域脉冲压缩的实现和a d s p - t s 2 0 1 中断、 d m a 传输的调试，给出了各模块的调试结果，并将基于a d s p - t s 2 0 1 硬件平台得到的频域脉压结果和m a t l a b 仿真结果进行比较。 4 完成了系统调试，并以6 0 m h z 中频，时宽t = 2 0 u s ，带宽b = 5 姗z ，脉冲 重复周期为0 2 m s 的线性调频信号为研究对象，进行中频数字接收， 得到最终的频域脉压结果，并通过d a 将脉压结果直观的显示在示波 器上。 关键字：a d 转换器，数字下变频，f p g a ，a d s p - t s 2 0 1 ，脉冲压缩( p c ) a b s t r a c t a st h ed e v e l o p m e n to fn e wt e c h n o l o g y , t h ed i g i t a l i z a t i o nm e d i u mf r e q u e n c y r e c e i v e rh a sb e e nw i d e l yu s e di nr a d a rr e c e i v e rb e c a u s eo fi t so u t s t a n d i n ga d v a n t a g e s s u c ha sl o wc o s t 、s i m p l es t r u c t u r e 、e a s yt r a n s p l a n ta n d u p d a t ec o m p a r e d1 析ma n a l o g r e c e i v e r a tt h es a m et i m e , t h ep u l s ec o m p r e s s i o nt e c h n o l o g yi sa l s op o p u l a ri nr a d a r s y s t e mb yt h er e a s o no fw h i c hs o l v e st h ec o n t r a d i c t i o nb e t 、】l ，e e nr a n g ea n dr a n g e r e s o l u t i o no f r a d a rp r i m e l y b a s e do nt h et h e o r yo fd i g i t a l i z a t i o nm e d i u mf f e q u e n c yr e c e i v e ra n dp u l s e c o m p r e s s i o n , w ed e s i g nas y s t e mt or e a l i z et h ed i g i t a l i z a t i o nm e d i u mf r e q u e n c y r e c e i v i n ga n dp u l s ec o m p r e s s i o ni nf r e q u e n c yd o m a i no f l f ms i g n a lr a d a r t h em a i nc o n t e n t sa r e 邵f o l l o w s ： 1 i n t r o d u c et h es o l u t i o no fd i k i t a l i z a t i o nm e d i u mf r e q u e n c yr e c e i v e ra n dp u l s e c o m p r e s s i o no fl f ms i g n a l p r o p o s eas y s t e mw h i c hc o n s i s t so fa dc o n v e r t e r ( a d 6 6 4 5 ) + f p g a ( e p 2 c 3 5 ) + d s p ( a d s p t s 2 0 1 ) t oc o m p l e t et h e s et a s k s 2 c h o o s ep r o p e rc h i p ss u c h 弱a dc o n v e r t e r , f p g a d s p , m e m o r ya n dp o w e r c h i p sa c c o r d i n gt ot h es o l u t i o n c o m p l e t et h eh a r d w a r ed e s i g ni n c l u d i n gs c h e m a t i c c i r c u i td i a g r a md e s i g na n dp r i n t e dc i r c u i tb o a r dd e s i g n 谢l l lc a p t u r ea n dp o w e r p c b 3 c o m p l e t et h eh a r d w a r ed e b u ga n ds o t h , a r er e a l i z a t i o no f e v e r yp a r t , w h i c ha l e c o m p o s e do f t h ed e b u go f a dc o n v e r t e ra n dd d cf u n c t i o n , t h ed a t as t o r a g ea n dp u l s e c o m p r e s s i o ni nf r e q u e n c yd o m a i n g e tt h ef i n a lp cr e s u l ti nt h ea d s p 1 s 2 0 lf l a tr o o f a n dc o m p a r et h er e s u l tw i t l lt h ee m u l a t i o n a lr e s u l tw i 也m a t l a b 4 c o m p l e t et h es y s t e md e b u g t a k i n gt h el f ms i g r l a la st h eo b j 毗i m p l e m e n t t h ed i g i t a l i z a t i o no f u m s i g n a l ，d d c ，a n dp u l s ec o m p r e s s i o ni nf r e q u e n c yd o m a i n k e yw o r d s ：a dc o n v e r t e r , d o w nd i 舀t a lc o n v e r t e r ( d d c ) ，f p g a , a d s p t s 2 0 1 ， p u l s ec o m p r e s s i o ni nf r e q u e n c y - d o m a i n 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名： 至塑1日期：知7 r 年中月衫日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：导师签名：二幽 日期：夕年v 月j 6 日 第一章绪论 第一章绪论 本章概述了本课题的技术背景，简单介绍了雷达中频数字接收机的相关技术 及脉冲压缩技术，最后介绍了本文的主要工作及论文的结构安排。 1 1 课题背景 雷达( r a d a r ) 是“r a d i od e t e c t i o na n dr a n g i n g ”缩写的音译。其基本功 能是利用目标对电磁波的散射而发现目标，并测定目标的空间位置。近年来由于 雷达采用了一些新理论、新技术和新器件，雷达技术进入了一个新的发展阶段。 特别是电子计算机的应用，给现代雷达带来了根本性的变革。 大多数雷达的基本构成如图卜1 。它有五个基本组成部分：发射机、天线、 接收机、信号处理机和显示器。其中雷达接收和信号处理部分可以用图卜2 来表 示。 图卜1 雷达基本构成形式 一 图卜2 雷达接收系统组成框图 电子科技大学硕士学位论文 在早期的雷达接收系统中，采用的都是模拟器件来实现各个功能模块。由于 模拟系统在性能上有较大的缺陷，比如模拟器件的不一致性、数据不易记录存储 等，导致了系统的不稳定。所以，随着数字技术的发展，上述系统的很多部分都 逐步数字化，最早是信号处理部分，这种处理方式首先将模拟信号在基带上进行 离散化，然后采用d s p 器件实现信号处理。其组成框图如卜3 所示。这种基带数 字化的处理方式可以有效地减小i q 通道不一致性对系统的影响，也可以很容易 地对所需信息进行记录存储，曾经在雷达系统中得到了广泛地应用。 输出 图i - 3 模拟零中频接收及处理机框图 但是，这种雷达接收系统接收机i q 解调由模拟电路完成。i q 通道的混频 器采用等频的本地振荡器，但相位相差9 0 。，两个通道的增益必须匹配。如果这 两个要求在雷达频带内的所有频率不能完全满足，其动态范围下降。另一个缺点 是两路通道需要两个a d 交换器，a d c 之间的失配会进一步降低其性能。因此在 中频变频部分仍然存在i q 通道信号处理的不一致性的问题，而且随着信号带宽 的不断加大，整个带内的不一致性问题目益严重。 随着近年来微波集成电路技术的飞快发展，高速a d c 、高速数字信号处理 ( d s p ) 、现场可编程门阵列( f p g a ) 的诞生，一种新的数字化接收方式立刻引起 了人们的关注，那就是在中频直接进行a d 变换( a d c 输出的是数字后的数据) 然后在数字域上做频谱变换以及采用有限冲击响应滤波器获得基带i 、q 信号， 也就是所谓的数字下变频( d i g i t a ld o w n c o n v e r t e r d d c ) 技术，再进行数字信号 处理。其组成框图如图i - 4 所示。 2 第一章绪论 输豳 图卜4 数字零中频接收及信号处理机框图 采用数字化接收技术后由于在中频直接采样，并由数字混频器进行检波，较 好地解决了传统接收机的上述问题。其次，传统正交双通道接收机的动态范围受 模拟乘法器的限制，只能做到3 0 d b 左右，而用数字化接收技术以后其动态范围只 受到a d 器件采样位数和系统噪声的限制，动态范围大大增大。并且一旦信号被 数字化之后，随后的处理都将是全数字的。数字信号处理技术由于不存在模拟电 路中的温度漂移、增益变化或直流电平漂移等问题，因此具有更好的稳定性。 由于这种处理方式中软件、数字化的比重较大，工作稳定可靠，可生产性好， 设备小巧，因而在雷达接收系统中应用越来越广泛，地位也越来越突出。同时， 这种处理方式正成为- - i t 新兴学科数字无线电的核心。随着大规模集成 电路的发展以及通信、雷达设备小型化、智能化的要求，数字无线电技术已经成 为发展趋势。 我们知道，雷达的距离分辨力取决于信号带宽。在普通的脉冲雷达中，雷达 信号的时宽带宽积为一常量( 约为1 ) ，因此不能兼顾距离分辨力和速度分辨力两 项指标。近年来，从改进雷达方面来扩大作用距离和提高距离分辨力方面已有很 大进展。这种体制就是脉冲压缩( p c ) 雷达体制，它采用宽脉冲发射以提高发射 的平均功率，保证足够的最大作用距离，而在接收时则采用相应的脉冲压缩法获 得窄脉冲，以提高距离分辨力，因而能够较好地解决作用距离和分辨力之间的矛 盾。 1 2 本文主要工作 本文在论述了雷达信号数字中频接收及脉冲压缩技术的理论基础上，提出了 中频数字接收和脉冲压缩模块的实现技术，以6 0 m h z 中频，时宽t = 2 0 u s ，带宽 3 电子科技大学硕士学位论文 b = 5 m h z ，采样率f s = 8 0 m h z ，脉冲重复周期为0 2 m s 的线性调频信号的雷达回波信号 为研究对象进行中频数字接收处理及在频域实现脉冲压缩。主要内容有： l 完成了雷达中频数字接收和脉冲压缩系统的方案设计，选择了a d 转换器 ( a d 6 6 4 5 ) + f p g a ( e p 2 c 3 5 ) + d s p ( a d s p t s 2 0 1 ) 的实现方式。 2 根据系统方案选定器件，采用c a p t u r e 和p o w e r p c b 分别完成了硬件电路 的原理图设计和p c b 设计。 3 完成了各模块的硬件调试和软件编程，实现了各模块的功能。包括a d 转换器的调试，基于f p g a 的数字下变频的实现和i o 数据的存储，基于 a d s p t s 2 0 1 的频域脉冲压缩的实现和a d s p - t s 2 0 1 中断、d m a 传输的调试， 给出了各模块的调试结果，并将基于a d s p - t s 2 0 1 硬件平台得到的脉压结 果和m a t l a b 仿真结果进行比较。 4 完成了系统调试，并以6 0 m i z 中频，t = 2 0 u s ，b = 5 m h z ，脉冲重复周期为 0 2 m s 的线性调频信号为研究对象，进行中频数字接收，并得到最终的频 域脉压结果。 1 3论文的结构安排 论文共分六章，基本结构如下： i 第一章为绪论，概述了本文的研究背景，雷达中频数字接收和脉冲压缩的 技术的发展状况，介绍本文内容和作者的主要工作。 2 第二章介绍了雷达信号中频数字接收和脉冲压缩的基本理论。 3 第三章给出了雷达信号中频数字接收和脉冲压缩模块实现的方案设计，介 绍了系统各模块器件的选择和硬件电路的设计。 4 第四章介绍了a d 6 6 4 5 的调试和基于f p g a 的数字下变频的软件实现，采用 v h d l 语言完成数字下变频的设计实现。 5 第五章介绍了a d s p - t s 2 0 1 的调试过程，f f t 程序的优化问题，采用汇编 语言完成了线性调频信号的频域脉冲压缩程序的编写，并将测试结果与m a t l a b 仿真结果做比较。 6 第六章给出系统调试结果及调试中需注意的若干问题。 4 第二章雷达信号中频数字接收及脉冲压缩的基本理论 第二章雷达中频数字接收及脉冲压缩的基本理论 在第一章绪论当中，我们简单讨论了雷达回波信号接收及信号处理系统从模 拟接收处理逐渐发展到数字接收处理的方式。随着a d 技术、d s p 技术、f p g a 技 术及a s i c 技术的发展，这种中频数字接收及数字化处理的方式在雷达系统中已 经得到越来越广泛的应用。下面我们就详细介绍这种数字化接收和处理方式的原 理以及为系统带来的好处。按照功能模块的划分，分为两个不同的部分进行讨论： 1 中频数字接收理论。 2 线形调频信号的脉冲压缩技术。 2 1雷达中频数字接收理论 2 1 1 信号采样理论 在一定条件下，一个连续时间信号完全可以用该信号在等时间间隔上的瞬时 值或样本值来表示，并且可以用这些样本值把信号恢复出来，这个特性来自于信 号的抽样。所谓抽样就是每隔一定的时间间隔t ，抽取模拟信号的一个瞬时幅度 值。本节就此问题进行详细的讨论。 2 1 1 1 n y q u is t 采样定理 奈奎斯特采样定理 设一个频带限制在( o ，厶) 的时间连续信号x ( f ) ，如果 采样率五以石2 厶的采样速率对x o ) 进行等间隔采样，得到时间离散的序列 工( 哟一x ( n t , ) ( 其中弓= l 五称为采样间隔) ，贝原始信号石将被得到的采样值 工0 ) 完全确定。 设抽样脉冲序列是一个周期性冲击函数岛o ) ，抽样过程是工( f ) 和磊( f ) 相乘的 过程即( 0 = x ( t ) 磊( f ) 由频域卷积定理可知：k ( w ) = 去【石( w ) 磊( 叻】，其中z ( 川为低通信号频 谱。 因为磊( w ) ：孕妻占( w - - n w s ) ，所以 5 电子科技大学硕士学位论文 x a w ) = 砉【x ( w ) 8 ( w 一”】= 彳1 x ( w - n w s ) ( 2 1 ) 由此可见，抽样信号的频谱为原始频谱频移后的多个叠加。要保证抽样后频 谱间不出现混叠现象，必须满足抽样定理，即w s 2 w m 。 从时域上看，重建信号可以表达为 j ( ，) = ( f ) + x a t ) 。砉芒警，+ 重砌五，哪乃) 2 毒重珈五，鬻 协z ， 以上重建函数通过一截至频率为，的理想低通滤波器实现，可以无失真的恢 复原始信号。 n y q u i s t 采样定理只讨论了频谱分布在( 0 ，厶) 上的基带信号的采样问题， 而在实际应用中会常碰到频率分布在一有限频带( 五，厶) 上的窄带信号。对窄带 信号的采样是仍然按石2 厶的采样速率进行采样，能不能以低于n y q u i s t 采 样率来抽样昵? 这就是带通采样定理要解决的问题。 2 1 1 2 带通采样定理 设频率带限信号瓤f ) ，其频率限制在( 五，厶) 内，该信号的频谱如图2 - l a ， 采样后信号的频谱如图2 1 b 。 ， 一j h 一 日 l l3 e 。 a 采样前频谱 b 采样后频谱 图2 1 带通信号频谱 由图2 - 1 b 可以看出采样后的频谱是以五为周期的延拓，且与原始信号 6 第二章雷达信号中频数字接收及脉冲压缩的基本理论 ( 五，厶) 可能混叠的都是下边带。当，岱无+ 1 ) 曰，在原始信号频带( 五，厶) 低频侧，可能重叠的频带是n 次下边带；在高频侧可能重叠的频带是( n + 1 ) 次下 边带。 为了不发生频带重叠，抽样频率五应满足下列条件： 矾一无 o z ( 力= x ( 力，f = o ( 2 5 ) lo , f 0 由于得到的z ( f ) 只含正频分量，故z ( f ) 是一个复信号，表示为： z ( f ) = j ( f ) + 珂【工( f ) 】 ( 2 6 ) 第二章雷达信号中频数字接收及脉冲压缩的基本理论 其中：h i 工鲫：三 簿f ( 2 7 ) 称为x ( t ) 的h i l b e r t 变换。z ( f ) 的实部称为j ( f ) 的同相分量( i n - p h a s e c o m p o n e n t s ) ，z ( t ) 的虚部称作叫r ) 的正交分量( q u a d r a t u r ec o m p o n e n t s ) 。 并且可以计算得： l x ( t ) h x ( t ) d t = 0 ( 2 8 ) 表明复信号z ( f ) 的实部x ( f ) 与其虚部日【j ( 明是正交的。所以h i l b e r t 变换就 是一个正交变换，由它可以产生实信号的正交分量。 设复信号z ( t ) 的极坐标表示为： z ( f ) = 4 ( f ) 一柙 ( 2 - 9 ) 式中口( f ) 表示z ( f ) 的瞬时包络，由下式给出： 口( d = r e 2 z ( f ) 】+ i m 2 z ( r ) 】= 工2 ( f ) + 月2 加) 】 ( 2 - 1 0 ) 式中妒( 力表示z ( f ) 的瞬时相位，由下式表示： 胁删觚 嬲) - 一 筹) 所有z ( f ) 的瞬时角频率w ( t ) 为： 以f ) ：掣 ( 2 1 2 ) 也就是说从解析信号z ( f ) 很容易获得信号的三个特征参数：瞬时幅度、瞬时 相位和瞬时频率，从而更好的表征信号特征参量，在数字通信系统、雷达系统、 无线电测向、天线波束等数字信号处理中有着广泛的应用。 对于一个中频为五的实窄带信号八f ) ，可以表示为 ，( f ) = a ( t ) e o s 2 z f o t + 曰( f ) 】 ( 2 1 3 ) 可以证明它的h i l b e r t 变换为： z 珏v ) 】= 4 ( f ) s i n 2 z f o t + 8 ( t ) 】 ( 2 - 1 4 ) 实现正交变换的传统方法是利用如图2 - 3 所示的模拟正交解调方法。 9 电子科技大学硕士学位论文 图2 - 3 模拟正交混频框图 这种方法的缺点是需要产生正交的两个本振信号，信号的相位难以控制，很 难保证两个本振的正交。而当这两个本振信号不是完全正交时，会产生很大虚假 信号。因此现在最常采用的数字正交混频法，原理框图在图2 2 中已经给出。其 好处是在数字域上容易产生几乎完全正交的两个本振信号，然而，在数字域上实 现的正交混频虽能满足正交性能的要求，但同样也存在着一些缺点，如对a d 采样 的要求比较高，需在高频厶进行采样数字化，另外，采样速率很高，导致后续数 字低通滤波及信号处理难度加大，而目前常用的解决办法则是采用多级抽取或基 于多相滤波的结构。 2 1 2 2 多速率信号处理 随着现代电子技术及芯片工艺的发展，a d 采样频率做的越来越高，有效位数 也越来越大，这自然而然带来的一个好处就是可以把信号的中心频率提高，从而 可以容纳信号更多的有用带宽。由前面分析可知，对于带通信号，可以依据带通 采样定理来采集信号，从而能降低a d 的要求，但另一方面却丝毫没有降低后端信 号处理的负担，因为给后端处理的数据率仍然是a d 采集输出的信号的数据流速 率。在般情况下，这个速率仍然远远高于信号的有用带宽，因此为了降低后端 信号处理的负担，能够实现信号的实时处理，有必要在后端对数据进行抽取，以 减小其数据率，而多速率信号处理技术为这种降速处理的实现提供了理论依据。 下面着重看一下在中频接收最基本最常用的过程：抽取。 先来看一下l 倍抽取器，对采样率为居的序列工( ，1 ) 每隔l 个采样点取一个， 其余采样点去掉，从而得到一个采样率为矗三的一个新的序列屯b ) ，如图2 4 所示： 1 0 第二章雷达信号中频数字接收及脉冲压缩的基本理论 圈2 - 4 抽取器晨不 采样率降低等同于对数字信号如) 重新采样，将原来的奈奎斯特间隔 ( 一五1 2 ，f s ，2 ) 变换到卜矗1 2 l ，矗u ) ，则得式( 2 1 5 ) l - i 五= 7 z x o m r s l ) ( 2 1 5 ) 一m - - o 即妩( 厂) 为x 在矗工整数倍处的周期重叠。 若x 驴) 的频谱己限制在( _ 兀1 2 l ，矗2 l ) ，贝l j 采样率降低不会引起混叠发 生，但这个条件很难满足，例如小) 是过采样得到的，它的量化噪声分布在 ( - 五2 ，f s 2 ) ；a d c 前的抗混叠模拟滤波器一般有较宽的过渡带使 以2 l ，f s 2 ) 的频谱不可能为零。因此为了避免采样率降低后的周期性频谱重叠 可能引起的混叠，在抽取前x g ) 必须经过一个数字低通滤波器，即抽取滤波器。 抽取滤波器与采样率降低器合称为抽取器，如图2 5 所示 剥瓣陋薄 图2 5 抽取器原理框图 2 1 2 3 数字滤波器设计理论 从以上讨论可知，实现抽取的关键问题是如何实现抽取前的数字滤波，以满 足抗混叠要求；对于基带抽取，滤波器h ( n ) 为低通数字滤波器，对带通信号的抽 取，| j l ( 雄) 为带通滤波器。而该滤波器性能的好坏直接影响抽取的效果及实时处理 能力。 化一 五一k 电子科技大学硕士学位论文 输入为x ( n ) 、输出为j ，( n ) 、冲激响应为h ( n ) 的数字滤波器为 y ( ，1 ) = ( 以) 工( 玎) = h ( k ) x ( n - k ) ( 2 1 6 ) 数字滤波器有两种形式，即有限冲激响应( f i r ) 滤波器和无限冲激响应( i i r ) 滤波器。f i r 滤波器是指冲激响应函数h ( n ) 为有限个数的滤波器，即满足： h ( n ) = o ，ms 玎2 ( 2 - 1 7 ) l 、2 为有限值，通常取i = 0 ，2 = n l ，所以f i r 滤波器表示为： n - ! y ( 胛) = h ( k ) x ( n 一七) ( 2 1 8 ) i - o n i 其频率响应为： 日( 矿) = j i l ( _ 】 ) f 肿 ( 2 1 9 ) 滤波器设计，就是在给定日( 为的条件下，求出冲激响应j j l ( ，1 ) 。由于f i r 系统具有系统总是稳定和易于实现线性相位的特点，而且f i r 滤波器的设计相对 成熟，方法更多，所以在一般的数字信号处理中，f i r 滤波器的运用更为普遍。 2 1 2 4f l r 滤波器设计的最佳方法 f i r 滤波器系数h ( n ) 的计算，其目的是要在给定阶数的范围内满足要求的幅 频响应特性，并尽量做到最优。本文介绍的f i r 滤波器设计的最佳方法则是基于 等通带和阻带纹波的切比雪夫滤波器设计方法。 这里所谓的“最佳”是指滤波器的频率响应h ( e m ) 在所感兴趣的频率范围内 与理想滤波器的频率响应也( ) 之间的最大逼近误差最小，即所谓的在“最大 最小”的准则意义上，或叫切比雪夫准则意义上的最佳化。 下面先简单介绍下切比雪夫最佳一致逼近原理。 它的基本思想是，对于给定区间 口，明上的函数，( 功，在所有h 次多项式的集 合以中，寻找一多项式，( 力，使它在 口，纠上对八功的偏差和其他一切属于纯的 多项式p ( 功对f ( x ) 的偏差相比是最小的，即 ：囊i ；o ) 一厂( 功i = 悠 m a x 旧( 曲一，( 功l ( 2 - 2 0 ) 切比雪夫理论指出，这样的多项式p ( 是存在的，并且是唯一的。并且构造 了这种最佳一致逼近多项式的方法，就是有名的“交错点组定理”。 1 2 第二章雷达信号中频数字接收及脉冲压缩的基本理论 设厂( 力是定义在 口，6 】上的连续函数，p ( 功为丸中一个阶次不超过忍的多项 式，并令 最2 ：翳l p ( 力一厂( 力i 及e ( 功= p ( 一厂( 功 p ( 功是，( 功最佳一致逼近多项式的充要条件是，占( 功在 口，6 】上至少存在n + 2 个 交错点口五 而 一2 6 ，使得 冒( 五) = 巨， i = 1 ，2 ，n + 2 占“) = 觑氟1 ) ，i = 1 ，2 ，一- n + 2 这拜+ 2 个点即是交错点组，显然五，毛，毛，。是e ( x ) 的极值点。 下面我们就利用切比雪夫逼近理论设计f i r 滤波器。常见低通f i r 滤波器的 频率响应及参数定义如图2 6 所示。 l + 囝 l 一昂 一通带波动 一阻带衰减 一通带截止频率 一阻带起始频率 一采样频率 一滤波舞阶数 屹 丌w 通带过渡带 阻带 图2 - 6 低通f i r 滤波器频率响应 设所希望的滤波器理想频率响应如下： 只( 纱) = s ，, o l 时，上式积分可得： ；卜后唧t 掣圳4 川罢。， 【0 其他 线性调频信号的脉冲压缩是通过匹配滤波器实现的，根据匹配滤波理论，匹 配滤波器频率特性为： 日( 力= k s ( 介e x p ( - j 2 z t f l o ) ( 2 3 3 ) k 为比例因子，t o 为与滤波器实现有关的一个时延。 一般当t b 3 0 时，可以认为线性调频脉冲具有矩形振幅频谱。因此，其匹配 滤波器也应具有矩形带通振幅特性。为了简化分析，在不改变所得结论正确的前 1 6 第二章雷达信号中频数字接收及脉冲压缩的基本理论 提f ，我制将两频带通系统等效为零中频低通系统。 那么，根据式( 2 3 2 ) 和式( 2 3 3 ) ，我们可以得到线性调频信号匹配滤波器的 近似频率特性为： 砌= 唧( 等，一罢耶詈 ( 2 - s t ) “zz 如果滤波器输入端有信号( 线性调频回波信号经过适当处理后) ： j = e x p j 2 石( 争+ 2 7 2 ) 】， 其i t i 他t 7 2 ( 2 3 5 ) 其中，f 为多普勒频移，匹配滤波器输出信号频谱为： y u ) = h t n s = e x p ( j z “f 2 ， 上t r ne ；。 2 ，r g 一力f + 2 2 】) 出 ( 2 3 6 ) 对】，求反傅立叶变换的匹配滤波器的输出y ( t ) ： ) ，( f ) = f 。 h 力】 = 互尹专毳筹主铲唧阱石c 争，唧泐， 。瑚， 式( 2 3 7 ) 表明当f 卸时，输出脉冲具有s i n e 函数包络，- 4 d b 主瓣宽度为1 b ， 第一旁瓣高度约为一1 3 2 d b 。若输入脉冲幅度为1 ，匹配滤波器通带内传输系数为 1 ，则输出脉冲幅度为r 2 = 拓亍= 万，这里d = b t = 去，表示输入脉冲 1 d 和输出脉冲的宽度比，称为压缩比。当善o 时，s i n e 函数包络将产生位移，引 起测距误差，输出脉冲幅度变低、宽度加大、信噪比增大，距离分辨力下降，进 而影响系统检测能力 由式( 2 - 3 7 ) 可知，线性调频信号通过匹配滤波器后，输出压缩脉冲的包络 近似为s i n e 函数形状，在主瓣的两侧存在一系列的旁瓣，其中第一旁瓣幅度比主 1 7 电子科技大学硕士学位论文 瓣低1 3 2 d b ，其它旁瓣随其离主瓣的间隔x 按1 x 的规律衰减，旁瓣零点间隔为 1 b 。在多目标环境中，这些旁瓣特别是第一旁瓣会埋没附近较小目标的主信号， 引起目标丢失。为了提高多目标的分辨能力，必须采用旁瓣抑制技术简称加权技 术。 目前应用较广的是在接收机中频级或视频级采用频域幅度加权。脉冲压缩的 加权网络在系统中的位置通常如图2 9 ： 辕 图2 - 9 脉冲压缩系统框图 引入加权网络实质是对信号进行失配处理，因此它在使旁瓣得到抑制的同 时，使输出信号包络的主瓣降低、变宽。也就是说，旁瓣抑制是以信噪比损失及 距离分辨力变坏为代价的。通常我们在旁瓣抑制、主瓣展宽、信噪比损失、旁瓣 衰减速度及技术实现难易等几个方面综合考虑，选择合适的加权函数。常用的有 海明加权等。 2 3时域脉压和频域脉压的比较 脉冲压缩一般分为时域脉压和频域脉压。由上节线性调频脉冲压缩理论可知， 假设s ( n ) 为脉冲压缩体制的发射信号，s ( w ) 为频谱，h ( n ) 为匹配加权系数，h ( w ) 为频谱表示，y ( n ) 为脉压输出。数字脉冲压缩的整个过程的时域表示为： y ( ，1 ) = s ( h ) ( ，1 ) = r e 【j ( ) 】+ ，打扎【5 ( 以) 】) 幸 r e ( 疗) 】+ ，h n 【 ( ，1 ) 】) = r e j ( 力】+ r e 五( 月) 卜圳j ( 珂) 】+ 圳五( 栉) 】 十_ ， r e s ( n ) 】4 i m | l l ( ，1 ) 】+ r e 矗( 珂) 】+ 砌【s ( n ) 】) ( 2 3 8 ) 相应的频域脉压过程表示为： y n 】= i f f t ( s ( w ) 日( m = 1 f f t ( f f t ( s n ) ，f 7 ( 【n 】) ) ( 2 3 9 ) 从式( 2 3 8 ) 和( 2 3 9 ) 可看出，时域数字脉压处理系统采用f i r 滤波，通过对 两个有限长度序列进行线性卷积而实现脉压处理，要得到输出结果需要做四组相 关运算，滤波器复相关运算量随着信号时宽的增加而显著增加，完成运算所需的 芯片量级也随之增加，因此，时域脉冲压缩处理较短时宽信号时在实现性及设备 第二章雷达信号中频数字接收及脉冲压缩的基本理论 量上都具有良好的特点，但随着信号时宽增加，其设备量将增加。对于频域法， 频域数字脉冲压缩在处理大时宽信号时其设备量增加不大，因为处理系统基于高 效快速傅立叶变换( f f t ) 器件，通过h ( w ) 与线性卷积有限长度序列的f f t 相 乘，并将其乘积反变换至时域而获得脉压输出。采用基2 的f f t 算法，在实现时 域脉压处理时所需的2 次乘法累加( 是每个序列取样数目) 减少到 ( 1 2 ) n l o g ：( ) ，所以在处理大时宽脉压信号时采用频域处理系统有着明显的优 势嘲。总之，由于快速傅立叶及d s p 技术的应用，采用频域脉冲压缩处理的运算 量更低，处理速度更高。 本设计采用频域方式在a d s p - t s 2 0 1 处理器平台上的完成脉压功能。 2 4本章小结 本章主要介绍了雷达中频数字接收的基本理论，包括信号采样理论、数字下 变频理论和线性调频脉冲压缩技术的基本理论，并且将时域脉压和频域脉压从计 算量、处理速度上进行了比较，为本文的设计提供了理论基础。 1 9 电子科技大学硕士学位论文 第三章中频数字接收与脉压模块实现的方案和硬件电路设计 在这一章中我们主要讨论雷达中频数字接收及脉冲压缩模块实现的总体方 案，并结合设计方案和各种现实条件的要求选择满足条件的器件，最后完成整个 硬件电路的设计。 3 1 方案设计 在绪论中我们简单介绍了雷达系统的构成，并讨论了现代雷达接收系统从模 拟接收到数字接收的发展过程。本文主要就是根据数字接收的原理完成雷达信号 中频数字接收及信号处理模块的设计。其中，接收机由a d 采样和数字下变频组 成，信号处理部分主要完成脉冲压缩的功能。原理框图如图3 1 。 图3 - 1 数字中频接收及脉冲压缩模块原理框图 主要的技术指标要求如下： ( 1 ) a l n 采样频率：8 0 1 z ( 2 ) 中频模拟输入信号中心频率：6 0 m t t z ( 3 ) 接收机带宽： 8 砌z ( 4 ) 接收机动态范围： 6 0 d b ( 5 ) i 、q 正交相位误差： o 3 。 ( 6 ) 基带数字信号输出数据率： 5 m t t z ( 7 ) 脉冲重复频率：p r f = 5 k h z ( 8 ) 信号形式：线性调频信号时宽t = 2 0 u s ，带宽b = 5 盱i z ( 9 ) 线性调频信号脉冲压缩比： 1 0 0 ( 1 0 ) 脉压主副比： 3 0 d b 随着大规模集成电路和各种d s p 处理器的出现，我们通常采用大规模可编程 器件和d s p 处理器完成中频信号的正交化及后续的脉冲压缩功能。在大多数系统 中，采用可编程器件或者专用的数字下变频芯片完成数字下变频的功能，信号处 理模块通常采用的是可编程器件，或者可编程器件与d s p 芯片相结合的方式。在 第三章中频数字接收与脉压模块实现的方案和硬件电路设计 我们以往的项目中，脉压的完成主要是通过f p g a 完成的，而没有使用过d s p 芯片 随着d s p 芯片的发展，其高速的处理速度，大吞吐量以及优化的f f t 程序的开发， 程序的易开发性吸引了我们欲采用d s p 完成脉压的任务以及其他的后续处理，如 m t d 等。因此，本文选择了f p g a 与d s p 芯片相结合的方式完成数字中频接收和脉 冲压缩模块的实现。本文最终采用的方案如图3 - 2 所示。 图3 - 2 系统方案框图 其中，a d 完成中频信号采集，通过f p g a 编程完成d d c 的功能，得到i q 两 路基带正交数字信号，同时在f p g a 内完成乒乓存储的控制模块的编程，将i q 数据存储到外部s r a m 中。d s p 主要是将i o 基带数据在频域实现脉冲压缩。d a 将脉冲压缩的结果直观的通过示波器显示出来。在完成了方案设计之后，接下来 主要就是根据各项技术指标来选择实现方案的各单元电路的器件。 3 2 单元电路器件的选择 根据我们所设计的方案和现实条件，接下来就要确定器件，确保系统整个功 能的实现。下面就选择的主要芯片做一下简单的介绍。 2 1 电子科技大学硕七学位论文 3 2 1a d 转换芯片的选择 在中频数字化接收的过程中，要求a d 器件具有适中的采样频率和比较高的 工作带宽。a d 器件的选择直接会影响到后续的信号处理过程。根据我们的设计 需要，系统采样率为8 0 m ，考虑到系统精度的要求，我们选择的是a d i 公司的高 速、高精度a d c ，a d 6 6 4 5 。该芯片为8 0 m 、1 4 位高精度，3 3 vc o m s 容限，信嗓比 7 5 d b ，s p d r 为8 9 d b c ，二进制补码输出的a d 转换器。满足我们的系统要求。 3 2 2f p g a 及其配置芯片的选择 根据要求，f p g a 主要完成的是数字下变频及i q 两路数据乒乓存储的控制， 并没有太复杂的信号处理的算法等，因此对f p g a 的要求并不是太苛刻。所以我们 选择了a l t e r a 高性能、低价位的c y c l o n e l i 系列的f p g a 。同时，可以看到，整 个系统中f p g a 和外围芯片的接口很多，仅和d s p 相连的数据总线和地址总线就有 6 4 条，还与3 2 位总线的s r a m 相连以及a d 转换芯片送出的数字信号线，再加上 其他的控制线时钟线等，对f p g a 的管脚数要求很大，通过我们的详细计算最后选 择了c y c l o n e l i 系列的e p 2 c 3 5 4 8 4 。以下简单介绍下该系列f p g a 的主要特点m 1 ：高密度结构，多达6 8 4 1 6 个逻辑单元( l e ) ，以四输入查找表为基本单元。 2 ：提供一个全局时钟网络和4 个锁相环( p l l ) 3 ：提供高达i i m 位的片上嵌入式存储器，最高可工作于2 6 0 m 。 4 ：1 5 0 个1 8 b i t * 1 8 b i t 的乘法器，并且可以配置成两个独立的9 b i t * 9 b i t 的 乘法器，最高可工作于2 5 0 m 。 5 ：支持高速差分i o 标准和单端i o 标准。 6 ：支持a s ( a c t i v es e r i a l ) ，p s ( p a s s i v es e r i a l ) 和 t a g 配置模式。 7 ：专用外部存储器接口电路 我们选用的e p 2 c 3 5 - 4 8 4 具有3 3 2 1 6 个l e s ，3 5 个乘法器，4 8 3 8 4 0 位r a m ，3 2 2 个 用户可使用i o 管脚，f b g a 封装。 因为该器件是基于s r a m 结构的，所以必须选择一种配置芯片以保证每次系 统上电之后f p g a 能自动加载程序，正常工作，而不是每次上电都要对f p g a 重新 配置。我们选择的是a s 模式配置，选择的配置芯片是e p c s l 6 。该芯片为1 6 m 位、 1 6 个管脚的f l a s h 存储器，而e p 2 c 3 5 的配置文件大小为6 m 位。因此，选用该配 置芯片完全满足要求。 第三章中频数字接收与脉压模块实现的方案和硬件电路设计 3 2 3a d s p t $ 2 0 1 处理器的结构、性能简介 本设计d s p 的主要任务是进行频域脉冲压缩。而影响频域脉压速度最关键的 因素是f f t 程序的速度。因此本设计选择了a d i 公司的高性能、高速度的数字信 号处理芯片a d s p - t s 2 0 1 。这款芯片主要有以下优点：1 ) 支持浮点运算；2 ) 具有 非常宽的存储器宽度，提供2 4 m 位的内部存储器；3 ) 代表了a d i 公司当前性能最 好的浮点处理d s p 芯片；4 ) 处理速度非常快，以我们最关注的f p t 速度为例，基 2 的1 0 2 4 点复数w r 的速度为1 5 7 u s 。5 ) 非常灵活的指令集和支持高级语言的 d s p 结构的d s p 编程，很容易上手。其主要性能