（通信与信息系统专业论文）面向卫星导航接收机应用的混频器芯片设计.pdf

摘要 摘要 无线通信技术的飞速发展对射频前端电路提出了越来越高的要求一低功耗、 小型化、高集成度。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接 影响着整个通信系统。 基于面向卫星导航应用的接收机射频前端芯片，本文研究了应用于低中频接 收机系统中的，工作在l 波段和s 波段的射频前端单元电路有源镜像抑制混频器 ( a c t i v ei m a g er e j e c t e dm i x e r ) ，并且在此基础上采用j a z z0 3 5 u r ns i g eb i c m o s 工 艺进行设计，为实现面向卫星导航应用的收发机系统的单片集成做好技术准备。 本文首先简要介绍了j a z z0 3 5 u r ns i g eb i c m o s 工艺器件特性和低中频接收 机结构的优势；之后介绍了混频器的工作原理、镜像抑制原理和几种常用结构， 并且着重介绍了本次设计所采用的基于g i l b e r t 单元的正交双平衡下变频混频器。 并探讨了电路结构的改变对线性度、转换增益、噪声系数和隔离度等指标的影响， 由于线性度是下变频混频器最重要的指标，所以重点介绍了几种基于基于g i l b e r t 单元的线性化技术。 所设计的镜像抑制混频器由基于g i l b e r t 单元的正交下变频混频器和后级的多 相滤波器构成，其中多相滤波器完成镜像抑制功能，级间使用发射级跟随器连接 以满足电压匹配。工作在s 波段的镜像抑制混频器在典型工作温度2 7 条件下， 具有高于1 5 3 4 d b m 的i i p 3 ，通带内的镜像抑制度大于4 2 d b ，1 9 8 1 d b 的单边带噪 声系数。在3 3 v 供电电压下，消耗电流为7 7 5 m a ；工作在l 波段的镜像抑制混 频器在典型工作温度2 7 条件下，具有高于1 5 3 l d b m 的i i p 3 ，通带内的镜像抑制 度大于4 0 d b ，2 2 1 5 d b 的单边带噪声系数。在3 3 v 供电电压下，消耗电流为7 4 6 m a ； 关键词：b i c m o s ，低中频接收机，双平衡g i l b e r t 单元，镜像抑制，高线性度 a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h er a p i d d e v e l o p m e n t o fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n ，i tm a k e sah i 曲 r e q u i r e m e n to fr ff r o n te n dc i r c u i t s u c ha sl o wp o w e r , s m a l ls i z e ，h i g h l yi n t e g r a t e d s y s t e mo nc h i p ( s o c ) h a sb e c o m et h em a i nf o c u so fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o na r e a t h e s t r u c t u r ea n dt h ep e r f o r m a n c eo ft h er fr e c e i v e rw i l ld i r e c t l ya f f e c tt h ee n t i r e c o m m u n i c a t i o ns y s t e m b a s e do nt h er e c e i v e rr ff r o n te n do ft h es a t e l l i t en a v i g a t i o ns y s t e m , t w oa c t i v e i m a g er e je c t e dm i x e r s ( i r m ) a p p l y i n gi nal o w - i fr e c e i v e rs y s t e m , w h i c hw o r k su n d e r t h el - b a n da n ds - b a n dr e s p e c t i v e l ya l ed e s i g n e d u s i n gt h e j a z z0 3 5 u r ns i g e b i c m o s p r o c e s s i nt h i sp a p e r , t h ea d v a n t a g eo fl o w - i fr e c e i v e rs t r u c t u r ea n dt h ec h a r a c t e r i s t i co f j a z zo 3 5 u ms i g eb i c m o sa r ei n t r o d u c e df i r s t l y ；s e c o n d l y , t h ep r i n c i p a l ，t h e c l a s s i f i c a t i o na n dt h es p e c i f i c a t i o no fi r m ，c o m p a r e sd i f f e r e n tt y p e so fm i x e r sa n d f i n a l l yc h o o s e st h et o p o l o g yo fg i l b e r tm i x e ra c c o r d i n gt h es y s t e ms p e c i f i c a t i o n t h e t h e s i sa n a l y z e st h el i n e a r i t y , c o n v e r s i o ng a i n , n o i s ef i g u r e ，i s o l a t i o na n de t c a f f e c t e db y t h et o p o l o g y b e c a u s et h el i n e a r i t yi st h em o s ti m p o r t a n ts p e c i f i c a t i o n so fam i x e r , s e v e r a ll i n e a r i z a t i o nd e s i g nt e c h n i q u e sf o rg i l b e r tm i x e ra l ed i s c u s s e d n l ei r mi sc o m p o s e do faq u a d r a t u r ed o w n - c o n v e r s i o nm i x e rw h i c hi sb a s e do n t h ed o u b l e - b a l a n c e dg i l b e r tc e l lf o l l o w e dap o l y p h a s ef i l t e r , w h i c ha r ec o n n e c t e db ya n e m i t t e rf o l l o w e rf o r t h ev o l t a g em a t c h t h es - b a n di r me x h i b i t s15 3 4 d b mo fi i p 3 ，a ni m a g er e j e c t e dr a t i oo fa b o v e 4 2 d ba n da19 81d bo fs s bn o i s ef i g u r ea n dc o n s u m e so n l y7 7 5 m ao fc u r r e n tf r o ma 3 3 vp o w e rs u p p l yu n d e r2 7 。cc o n d i t i o n t h el - b a n di r me x h i b i t s15 31d b mo fi i p 3 ， a ni m a g er e j e c t e dr a t i oo f a b o v e4 0 d ba n da2 1 1 9 d bo f s s bn o i s ef i g u r ea n dc o n s u m e s o n l y7 4 6 m ao f c u r r e n tf r o ma3 3 vp o w e rs u p p l yu n d e r2 7 。cc o n d i t i o n k e y w o r d s ：b i c m o s ，l o w - i fr e c e i v e r , d o u b l e - b a l a n c e dg i l b e r tc e l l ，i m a g er e j e c t i o n , h i 曲l i n e a r i t y 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作 及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方 外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为 获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与 我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的 说明并表示谢意。 签名：雌 日期：矽罗年厂月；日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘， 允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全 部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：f 垫丝导师签名：轰纽冱兰： 日期：加彳年f 月多7 e l 第一章引言 1 1研究背景与意义 第一章引言 随着设计水平和应用要求的不断提高，无线通信系统向着小型化、高集成度 和低功耗的方向发展【l 】。片上系统( s y s t e mo nc h i p ，s o c ) 成为业界焦点。近年来， s i g eb i c m o s 片上系统的全集成设计已成为国内外学术界和工业界研究的热点。 单片微波射频集成电路( m m i c r f i c ) 利用半导体生产技术，将电路中所有的 有源器件( 如场效应晶体管、双极型晶体管等) 和无源器件( 如电阻、电容、电感等) 都制作在同一块半导体衬底上的微波射频电路。其工作频率从1 g h z 到1 0 0 g h z 以上，广泛用于各种不同的技术及电路中。普通微波集成电路是一种混合集成电 路，它由有源及无源器件，并通过焊接或者环氧树脂导电胶黏接的方式集成在同 一块芯片上。使用空心金属波导的微波电路也称为集成电路，这类电路是在波导 中可靠的放置有源器件，从而需要大量的机械设计和加工。 大多数m m i c 芯片及器件必须修正以适应大批量高成品率生产，而不是追求 最完美、最高水平的性能，这可能给l n a 和p a 设计带来一系列严重问题，因为 对l n a 和p a 设计，我们更关注其性能指标。为了达到最佳噪声系数和最大功率， 在m m i c 时代的前前后后使用分离晶体管。设计混合集成电路，为实现最佳性能 的电路与器件等设计工作，设计者可以选择最好的晶体管，这些晶体管可以来自 不同的生产厂家，为满足应用要求，选用的单个晶体管可以有最小栅长，具有最 佳有源层结构，而不在乎其它特性要求，在这种应用场合，产品的成品率也不重 要。使用相同方法去生产复杂的m m i c ，由于同一基片上的单个晶体管低成品率 的积累效应，将导致芯片的合格率非常低。对于低集成密度的电路，问题不是那 么严重，因而使用h e m t 毫米波电路可以既有好性能，又有高成品率。 象耿式二极管、p i n 二极管开关和突变结型变容二极管等特殊器件很少集成到 m m i c 处理工艺中，使m m i c 设计者在设计中进一步妥协。f e t 开关是p i n 二极 管开关的低性能替代品，同耿式二极管振荡器比较，h e m t 毫米波振荡器输出功 率很低。大多数这些折衷妥协可以融入系统设计中一并考虑和设计，电路设计者 和系统设计者之间很好的交流对最终产品是非常有益的。 针对不同的有源器件技术，大致有三种不同的电路设计技术方法，选择哪一 电子科技大学硕士学位论文 种方法主要取决于m m i c 的工作频率。这三种技术可以分为“全晶体管 技术、 集总元件技术和分布技术，每种技术的可用频率范围难免相互交迭，在同一个设 计中这些技术也常常混合使用。分布式技术还可进一步细分为微带传输线、共面 波导( c p w ) 、微机械加工传输线等不同子类。图1 7 给出了每种技术适用的大致 频率范围。 采用全有源器件技术的电路倾向于使用小周长器件，使其输入和输出电容小， 不致于过度地影响运算放大器等的电路性能。这种方法至少在高达5 g h z 频率点适 用，达到如此高的工作频率主要源于微波晶体管寄生电容参量小，而不是因为使 用经典微波设计技术之故，因此，设计这些高频率“传统电路的确需要大量设 计技巧和经验。若有这种全晶体管设计技术经验者在硅集成电路业界俯首可拾， 但在g a a s 集成电路工业往往欠缺微波工程设计师。造成这种现象的部分原因是 在m m i c 设计中，很少用到全有源器件技术，目前情况仍然如此。另外，m m i c 最初的绝大多数应用源于军事和航天需求，在这些应用领域，器件的直流功耗非 常重要，使得有源器件技术缺乏吸引力。有源器件技术的优势在于它的高封装密 度，从而可产生在价格上具有竞争力的产品。因此，最近几年里，在1 8 g h z 移动 电话、2 4 0 h z 无线局域网等微波技术应用领域，有源器件设计技术受到了强烈关 注，激起广泛研究兴趣。之所以出现这种情况，一部分原因是高性能r fc o m s 、 硅双极性器件和g a a sh b t 技术的成熟和实用化。这些互补类或双极型有源器件 似乎比m e s f e t 和h e m t 更适合复杂的有源电路，其原因在于f e t 直流特性不 易得到很好的控制，限制了他们在数字电路中的应用。图1 8 给出了一个全晶体管 m m i c 显微照片作为例案，该芯片是一个使用高q 值、可调谐、有源电感型窄带 滤波器。 在各个应用领域的射频前端接收机系统要求低成本、低功耗和高容量。但是 长期以来，射频前端芯片主要由分离元件或者由射频芯片构成的，不能满足目前 射频集成电路的要求【2 】【3 】，并且这些芯片往往都采用砷化稼( o a a s ) t 艺、双极型硅 ( s i l i c o nb i p o l a r ) 等工艺实现。砷化稼工艺的器件电子迁移率高，漂移速度快，非常 适合制作高速和微波器件，但是砷化稼晶圆片制造工艺非常复杂，成本较高。而 而数字和基带处理部分通常采用低成本的c m o s 工艺，与射频部分的砷化稼工艺 不兼容，所以不可能实现真正的片上全集成系统s o c ( s y s t e mo nc h i p ) 。要想实现 单片集成的收发器并最终实现单片全集成的系统产品( 即将射频部分、中频部分、 基带电路全集成在同一块芯片上) ，数字基带电路部分和射频电路部分必须选择同 一种相互兼容的工艺。在这种情况下，基于s i g e 的b i c m o s 工艺得以产生【3 叫。 2 第一章引言 这种工艺基于的s i g ei - i b t 器件，又可以提供标准的c m o s 场效应晶体管，而且 制作工艺与目前最成熟的硅工艺相互兼容，成本相对较低，是实现全集成s o c 的 很理想的工艺选择。 混频器是通信系统中的重要组成部分，广泛应用于各种接收机和发射机系统 中，在各种卫星导航系统，例如中国的北斗i 、i i 代系统、欧洲的伽利略系统、俄 罗斯的g l o n a s s 以及美国的全球定位系统( g p s ) q b 起着重要的作用，具有十分广 阔的应用需求。通常混频器在射频系统中起着调制和解调的作用。在发射机中， 混频器将中频信号进行上变频，搬移到射频频段；而在接收机中，混频器将接收 到的射频信号进行下变频搬移到中频上。混频器的性能好坏直接影响到整个接收 机芯片以及发射机芯片的性能，因此，设计适应通信系统需求并且具有良好性能 指标的混频器是十分重要的1 7 do 】。 近年来卫星导航产业发展迅速，已逐步成为全球性的高新技术产业，成为继 通信、互联网之后的i t 第三个新的经济增长点，卫星导航技术也成为国家综合国 力的重要组成部分。世界主要大国出于经济和安全利益的考虑，纷纷建设自己的 卫星导航系统。除了美国的g p s 、俄罗斯的g l o n a s s 、我国的北斗一代和北斗 二代、欧洲的伽利略，日本、印度也都宣布将建设各自的区域卫星导航系统。 由于卫星导航系统涉及政治、经济、军事等领域，对维护国家利益具有重大 意义。从2 0 0 0 年起，我国开始建设拥有自主知识产权的全球卫星导航系统一一北 斗卫星导航系统，到2 0 0 3 年底我国已成功发射了3 颗“北斗导航试验卫星 ，建 成了北斗导航试验系统，也称为第一代北斗卫星导航系统【l j 。 该系统是中国自行研制开发的区域性有源三维卫星定位与通信系统，是除美 国的g p s 、俄罗斯的g l o n a s s 之外的大第三个成熟的卫星导航系统。该系统由 三颗( 两颗工作卫星、一颗备用卫星) 北斗定位卫星( 北斗一号) 、地面控制中 心为主的地面部分、北斗用户导航终端三部分组成。三颗导航卫星分别位于东经 8 0 。、1 4 0 。和1 1 0 5 。的赤道上空，每颗导航卫星有2 个波束，其覆盖范围为东经 7 0 。 1 4 5 9 ，北纬5 。 - - 5 5 。，能覆盖我国全境及周边地区，可向用户提供全天候的即 时定位服务。该系统集测量技术、定位技术、数字通信和扩频技术为一体，是一 种全天候的覆盖我国及周边国家和地区的区域性卫星导航、定位、通信系统。该 系统可在服务区域内任何时间、任何地点，为用户确定其所在的地理经纬度，并 提供双向短报文通信和精密授时服务。目前，系统已在测绘、电信、水利、公路 交通、铁路运输、渔业生产、勘探、森林防火和国家安全等诸多领域逐步发挥重 要作用。北斗一代卫星导航系统与g p s 和g l o n a s s 系统最大的不同，在于它不 电子科技大学硕士学位论文 仅能使用户知道自己的所在位置，还可以告诉别人自己的位置在什么地方，即导 航终端具有发射机，特别适用于需要导航与移动数据通信场所，如交通运输、调 度指挥、搜索营救、地理信息实时查询等。 北斗一代卫星导航系统在国际电信联盟登记的频段为卫星无线电定位业务频 段，上行为l 频段( 频率：1 6 1 0 - , 1 6 2 6 5 m h z ) ，下行为s 频段( 频率：2 4 8 3 5 2 5 0 0 m h z ) 。其定位精度可达l o o n s 的同步精度。北斗一代卫星导航系统的出站 信号包括由中心控制系统经卫星至用户终端机的信道传输和信息在信道中的传输 方式两部分。出站信号设计成为伪随机码直接序列扩频( 双信道o q p s k 调制方 式) ，采用连续帧结构信息传输方式，其中作为正交方式的i 、q 两个支路的信号 功率可根据实际使用情况做出调整。 目前我国卫星导航终端产品应用的核心功能射频芯片，特别是集成式射频前 端芯片主要源于进口，只有很少一部分单功能射频电路芯片国内能够自主研发， 形成了国内整机厂商大量采用国外商用或工业级卫星导航定位终端射频芯片的局 面，导致了我国导航整机与系统的可靠性、环境适应性等指标长期滞留在较低水 平上，很大程度上限制了这些整机和系统性能的提升。同时，一些军用高端卫星 导航终端设备所需的关键射频芯片又被西方禁运，从而制约着我国高性能高精度 卫星导航终端产品的开发和产业的发展。因此，我国必须开展面向北斗一代- - 代 卫星导航终端应用的射频芯片设计与实现关键技术的创新研究，尽快形成这方面 的自主知识产权，打破国际上的技术垄断和封锁，以满足交通、通信、电力、远 洋、国防等国民经济重大领域对高性能卫星导航终端射频芯片及终端产品的巨大 需求。同时广阔的卫星导航产业民用市场对物美价廉的终端射频芯片的需求也是 相当迫切，市场规模巨大。 随着无线通信技术和c m o s 工艺向亚微米、深亚微米发展，传统的基于分离 元件的混合集成电路技术逐渐被单片集成电路技术取代。应用于无线局域网、无 线传感器网络、g p s 、北斗卫星导航系统的c m o s b i c m o s 基射频前端集成收发 机芯片已经成为国内外研究机构的研究热点，集成收发机芯片产业占据了无线产 品市场极大的份额。但是单片集成收发机的关键技术和技术专利几乎全为国外公 司和研究机构所拥有，国内这方面的研究比较落后，受限于知识产权，中国无线 通信产品市场几乎为外国大公司所垄断。国家十一五规划和电子信息产业振兴规 划要求大力发展我国集成电路芯片设计技术，把掌握核心技术作为提高我国信息 产业竞争力的突破口，打破国外技术制约，开发具有自主知识产权的芯片，掌握 无线通信领域应用的各种核心芯片设计的关键技术。 4 第一章引言 目前成熟应用的收发机般由2 3 片芯片组组成，主要包括射频前端( 开关 和功放与射频收发前端集成在一起即为2 片结构，反之即为3 片结构) 和基带处 理两部分。实现基带处理的数字芯片通常采用低成本的标准数字c m o s 工艺，而 射频前端大多采用b i p o l a r ，s i g e 、g a a s 或者h b t 等工艺1 2 5 】。虽然相对于离散 元件实现的系统来说，其价格已经下降了很多，但离市场可以接受的价格还是有 一段距离。随着片上系统( s o c ) 概念的提出，将射频前端和基带处理实现全集成 已经成为必然的发展趋势。因为数字处理部分通常占到芯片面积的7 5 以上，集 成度及功耗等指标的要求使得不可能以c m o s 以外的其他工艺实现，所以只有实 现c m o s b i c m o s 工艺集成射频前端，才能实现单片集成的收发机并最终实现单 片集成的移动通信产品。 随着亚微米、深亚微米技术的发展，s i 基c m o s 工艺的工作频率已经达到几 十甚至几百g h z 的水平，m o s 管的沟道尺寸也从1 9 6 0 年的2 5 1 t m 下降到现在的 3 2 r i m ，0 1 3 n nc m o s 工艺的n 沟道晶体管的截止频率已经达到了6 0 g h z 。原来 只能用于标准数字集成电路的c m o s 工艺也能用于设计高性能的模拟电路和射频 电路。s i g e 基b i c m o s 工艺同时提供双极型h b t 和c m o s 器件，是目前各种无 线应用产品在满足功耗限制下具有高成本效率的解决方案。s i g e 不但可以直接利 用半导体工艺现有的2 0 0 m m 晶圆制程，达到高集成度，据以创造经济规模，而且 还有媲美g a a s 的高速特性。s i g eh b t 具有较高的特征频率( 目前文献报道的截 止频率最高已经达到2 5 0 g h z ，与g a a s 器件的截止频率相近) 、优良的线性度、很 低的噪声系数，而且由于s i g eh b t 与s i 工艺兼容，从而大大降低了器件和电路 的成本。s i g eb i c m o s 技术大都应用在几个g h z 的范围，而成本仅比s i 技术高 1 0 左右，因此在需要重点考虑高频特性的情况下应被优先采用。采用 c m o s b i c m o s 工艺实现的几个g i - i z 频率以下的单芯片集成收发机逐渐涌现。 1 2本文主要工作 针对面向卫星导航收发系统应用需要，本项目组设计了应用于该系统的全集 成单片收发机芯片的部分模块，该芯片的接收机部分采用低中频一次变频结构， 两个接收通道分别工作在s 波段和l 波段。接收机射频前端系统结构图如图1 1 所示： 电子科技大学硕士学位论文 i f b p f 舟 - i _ j ? l n ai r m n ok 、脓 肜掣。炒 啦d 7 图1 - 1 射频接收机前端系统结构图 天线接收到的射频信号经过频带选择滤波器和l n a 放大后，进入镜像抑制混 频器( i i w ) 进行下变频。其中，i r m 包括两部分：正交双平衡混频器部分和多 相滤波器部分。双平衡混频器主要实现下变频功能，而多相滤波器实现对镜像信 号的抑制。i r m 的后级连接信道选择滤波器( i fb p f ) 和可变增益模块。 本文基于阅读了国内外大量参考文献的基础上，对双平衡混频器和多相滤波 器的工作原理进行了深入的研究，尤其对如何在满足低功耗要求的前提下提高混 频器线性度的方法进行了总结。分别设计并实现了工作在s 波段和l 波段的镜像 抑制混频器射频单元电路。 本文设计所采用的工艺是基于s i g e 的b i c m o s 工艺。本人完成的工作主要有： ( 1 ) 研究和分析了几种接收机结构，包括超外差结构、零中频和低中频结构， 以及应用在低中频结构中的两种镜像抑制结构。 ( 2 ) 通过对系统指标的分析，明确了镜像抑制混频器的设计要求，并据此收集 相关文献资料。在对采用不同电路结构实现的镜像抑制混频器有了比较充分的了 解之后，确定了所要设计的电路结构为基于g i l b e r t 单元的正交双平衡混频器和多 相滤波器共同构成。 ( 3 ) 对有源双平衡混频器的性能指标，诸如噪声系数、线性度、增益、输入输 出匹配进行了详细的分析，并得出了一些有指导意义的结论。对基于g i l b e r t 单元 的下变频混频器的几种常用的线性化技术作了详细的介绍。 ( 4 ) 在c a d e n c es p e c t r e r f 仿真环境下对镜像抑制混频器进行电路仿真，进行设 计电路。 ( 5 ) 使用v t r t u o s ol a y o u t 版图工具设计和优化了镜像抑制混频器的版图；并使 用a s s u r a 和c a l i b r e 对版图进行d r c ( 设计规则检查) 和l v s 检查( 版图原理图 对应检查) ，最后运用参数提取工具提取了寄生参数后进行版图后仿真。 1 3本文组织结构 6 第一章引言 本文组织结构如下： 第一章是引言部分；第二章对集中接收机的系统结构做出了分析；第三章对 双平衡有源混频器的基础理论、工作原理和技术指标进行了介绍，并着重介绍了 几种线性化技术；第四章是电路设计部分以及仿真结果的分析；第五章是结论与 展望部分；本文的最后是致谢和参考文献部分。 7 电子科技大学硕士学位论文 第二章接收机系统结构的选择 2 1收发机体系结构 射频收发机包括两个部分：发射机和接收机。在设计射频收发机的时候，首 先要根据频谱、灵敏度、选择性、功耗、功率、效率、成本、以及复杂度等多项 性能或技术指标，从实际情况考虑，选用合适的系统结构。当射频收发机结构选 定以后，就需要根据相关指标的折中，进行系统链路预算和各单元模块指标分解。 收发机射频前端必须要完成以下四步主要操作：上下变频和调制解调。从天 线进来的信号要进行下变频和解调以提取出基带需要的信号；从基带来的信号则 要进行调制和上变频以转换为能够从天线发射出去的射频信号。在这四步操作中， 上下变频的操作由于涉及到射频，因此它们对整个射频收发机的影响尤为重要， 所以对其性能要求也最高，这两个模块一般采用高性能的射频模拟电路来实现； 而调制解调则是在较低的中频频率下进行的，在现在的模数、数模转换器技术和 成熟的数字信号处理技术( d s p ) 的支持下，这两个模块的功能主要采用数字技术 来实现，这样不仅可以提高系统的集成度，还可以采用复杂的调制、解调算法来 提高整个射频收发机前端的性能。本章将简单介绍几种常用的接收机与发射机射 频前端的系统结构。 接收机完成的主要功能是选出从天线接收的有用信号，经过下变频，变为中 频信号，并经过中频放大器进行放大，最后送到基带由解调器解调，实现频带信 号到基带信号的转换。接收机结构有主要有三种：超外差结构( s u p e r - h e t e r o d y n e a r c h i t e c t u r e ) 、直接下变频结构( d i r e c t c o n v e r s i o na r c h i t e c t u r e ) ，也称为零中频结 构( z e r o i fa r c h i t e c t u r e ) 、低中频结构( l o wi fa r c h i t e c t u r e ) 。 2 2 超外差接收机 超外差接收机是一种比较传统的接收机结构，在现代通信系统中应用最为广 泛。图2 1 中方框外部分表示片外分立元件。从天线接收的信号经由r f 带通滤波 器滤除带外信号的干扰和压缩镜像信号，然后经低噪声放大器( l n a ) 放大，再 由镜像抑制滤波器( 强) 进一步压缩镜像信号，得到的信号和本地振荡信号进行 8 第二章接收机系统结构的选择 混频，下变频为一固定中频信号，再经过滤波、中频放大后提取出有用信号进行 解调，也可以进一步下变频后再来解调。 超外差式接收机一个需要考虑的问题就是镜像信号的抑制，镜像信号的频率 与有用信号的频率间隔为两个中频，而这两个信号能量的强弱是不确定的。为了 在最坏的情况下依然有优良的性能，接收机必须有足够的镜像信号抑制率，一般 要求镜像信号抑制率必须达到6 0 7 0 d b 。对镜像信号的抑制是由镜像抑制滤波器 来完成的，在高频情况下要达到这么高的抑制率，对滤波器的要求是很高的。因 为它必须具有高q 值( 5 0 甚至更高) 、高阶数( 有时候要高达6 阶) ，在一些情 况下，还要求其中心频率可调。在目前的单片集成技术条件下，这种滤波器是不 可能集成在硅片上的，一般都是采用分立元件来制作。为了减轻对分立元件的要 求，可以将固定中频频率提高，以加大镜像信号与有用信号频率之间的间隔。但 是这样做就需要另外一个下变频器来将中频信号搬移到基带，这就是多级超外差 式接收机。 图2 1 典型的外差结构采用l n a 来降低噪声系数 2 3 零中频接收机 零中频接收机具有集成度高、结构简单的优点，被广泛应用在现代单片集成 电路中，其频谱如图2 2 所示。 图2 - 2 零中频接收机频谱 零中频接收机直接将射频信号转换到直流附近，所以就不存在镜像信号抑制 9 电子科技大学硕士学位论文 问题，这样就不需要难以集成的高q 值的高频或者中频带通滤波器，消除了超外 差式接收机的主要缺点。但为了减少对下变频器的动态范围的要求和阻止高频信 号与本地振荡器产生的高次谐波混频而对有用信号造成干扰，大多数接收机还是 在其前端放置了一个高频滤波器。对这个高频滤波器的性能要求很低，而且也不 要求它的频率可以调节。混频器之后的低通滤波器很容易用模拟集成电路来实现。 此外，由于有用信号被直接下变频到基带，这样对模数转换器的要求也降低了。 这些都使零中频接收机成为了一种易于集成的接收机结构。 与超外差式接收机相比，零中频方案存在一些难以解决的问题【1 3 1 。如本振泄 露、低噪放偶次谐波失真干扰、直流失调( d c o f f s e t ) 等。其中比较严重的一个 问题是直流失调，由于本振信号和接收的射频信号频率相同，会造成本振信号直 接泄漏到接收机的输入端，从而形成本振信号的自混频( s e l f - m i x i n g ) ，产生较大 的直流失调。消除直流失调的解决方案有很多种，其中比较常用的就是在基带电 路中将直流失调量预先存储，然后将其反馈回模拟信号通路进行相减，从而消除 直流失调。 用c m o s 工艺实现零中频接收机时，1 f 噪声和二阶交调扭曲的影响也是不 可忽略的。所有这些缺点，特别是u q 支路不匹配和本振泄漏引起的直流失调问题， 使得零中频接收机的性能反而不如传统的超外差式接收机，但由于这种接收机具 有很高的集成度，在对性能要求不高的领域，零中频接收机已经得到了广泛的应 用。 下面详细介绍一下零中频接收机所面临问题的来源、影响及其解决方案。 1 ) 直流失调 自混频现象如图2 3 所示，其中，低通滤波器( l p f ) 后面接一个放大器和一 个模数转换器( a d c ) 。 1 0 第二章接收机系统结构的选择 图2 - 3 自混频现象( a ) 由本振泄漏引起( b ) 由大信号干扰引起 首先，本振端口与混频器和l n a 输入端口之间的隔离有限，从本振端口到a 点和b 点之间存在一定的馈通，如图2 3 ( a ) 所示。这种效应称为“本振泄漏， 它来源于寄生电容、衬底耦合和外部的引线耦合。出现在a 点和b 点的泄漏信号 与l o 的信号相混合，经过l p f 之后在c 点产生了一个直流分量。这种现象称为 “自混频 。当大的干扰信号从l n a 或者m i x e r 的输入端泄漏到本振端口时也会 和自己相乘从而产生类似的效应，如图2 3 ( b ) 所示。 其次，从天线到点x 的总增益的典型值约为8 0 d b 到1 0 0 d b ，从而可以把微伏 量级电平的输入信号放大到可以通过低成本和低功耗的模数转换器进行数字化的 电平。在这一增益中l n a 、混频器组合提供了2 5 d b 到3 0 d b 的增益。 通过上面的定性分析，可以粗略估计对于自混频造成的偏移。在图2 3 ( a ) 中，假设本振信号的峰峰值是0 6 3 v ( 对于5 0 欧姆阻抗，这大约等于0 d b m ) ，当 它耦合到a 点时衰减为一6 0 d b 。如果l n a 混频器组合的增益是3 0 d b ，那么在混频 器输出端产生的偏移在1 0 m v 的量级。而且在这一点的有用信号电平可以低到约 3 0l av r m s 。因此，如果这个偏移电压直接被剩下的5 0 d b 到7 0 d b 的增益放大的话， 它会使得后面的电路饱和，从而阻止了有用信号的放大【l 4 1 。 通过以上分析，如果选择零中频接收机结构，就必须在电路内增加直流失调 消除电路，否则电路就会无法正常工作。 2 ) i q 失配 由于在频率和相位调制技术中( f m 、q p s k ) 信号频谱的两个边带具有不同 的信息量，因此零中频接收机必须采用正交混频结构，从而区分不同的边带，以 电子科技大学硕士学位论文 免丢失信息。正交混频就要求r f 信号或者l o 信号移相9 0 度，因为产生具有9 0 度相移的l o 信号更容易，所以通常采用如图2 - 4 所示的拓扑结构，但是正如图2 - 4 所示，i 和q 路径中的每一部分都会影响增益和相位差。 i q 失配问题在离散器件实现中比较明显，但是随着单片集成技术的发展，大 部分器件可以集成在同一硅基介质上，使得i q 失配的问题趋于改善。此外，由于 失配会随时间推移变得可以忽略，而现代d s p 技术的高速发展也使得我们可以在 数字电路中采用大量的补偿和校正技术来提高i q 一致性。 q 图2 - 4v q 失配 3 ) 偶阶失真 对于零中频接收机来说，除了奇阶非线性失真外，偶阶非线性谐波失真也会 对下变频之后的信号产生干扰。如图2 5 所示，如果接收信号的频谱附近存在大的 干扰信号，它也能通过低噪声放大器进行放大，由于低噪声放大器的偶阶非线性， y ( t ) x ( r ) + 呸x 2 0 ) + ，如果x ( t ) = 4c o s q t + 4c o s a x 2 t ，那么y o ) 包含 4 4e o s ( c 强一哆) f 的分量，这是一个低频的分量。 1 2 第二章接收机系统结构的选择 l f似 图2 5 偶阶失真 如果通过理想的混频器，低频分量会搬移到高频，但是由于混频器的非理想 效应，会存在低频分量的直接馈通，虽然直接馈通的信号具有3 0 d b 到4 0 d b 的衰 减，但是仍然会对下变频之后的信号产生干扰。 4 ) 闪烁噪声 正如前面所提到的，前端l n a 和混频器的增益典型值约3 0 d b ，因此产生的 基带电平在几十微伏的范围内。因此，它后面各级，比如放大器和滤波器的输入 噪声仍然十分关键。尤其是由于下变频后的频谱扩展到零频率，器件的1 f 噪声从 本质上破坏了信号，这在采用m o s 器件实现时是一个很严重的问题。因此，希望 在l 撑范围内有相对较高的增益。例如，可以使用有源混频器来代替无源混频器。 闪烁噪声的影响可以通过几种技术的组合来减小。因为混频器后的各级电路 工作在相对较低的中频，所以它们可以使用大尺寸的器件来尽可能的减少闪烁噪 声的幅度。此外，如果使用无d c 编码，那么下变频后的信号以及噪声都可以进行 高通滤波。 5 ) 本振泄漏 除了会引入d c 偏移以外，本振信号到天线的泄漏以及从那里的辐射还会在利 用相同无线标准的其他接收器频带中产生干扰。无线标准的设计以及联邦通信协 会( f c c ) 的规定都对带内本振辐射量的上界进行了限制，其典型值在5 0 - - - 8 0d b m 之间【l5 1 。 2 4 低中频接收机 电子科技大学硕士学位论文 低中频接收机是从零中频接收机演变而来的，它也是通过正交下变频器来抑 制镜像信号，但不同的是，低中频接收机下变频后的信号处于一比较低的中频。 由于下变频后信号不再处于基带，这样就降低了直流失调和散射噪声( f l i c k e r n o i s e ) 的影响。但是，低中频接收机的镜像信号不再与有用信号互为镜像，镜像 信号的能量与有用信号相比是不确定的( 在最坏的情况下，有可能高5 0 d b ) ；这 样对镜像信号抑制的要求就提高了，比如在高质量的应用中，就要求有7 0 ( 1 b 以 上的抑制率。也可以在低频域用结构相对比较复杂的带通滤波器( 比如像h a r t l e y 结构等) 或者二次变频( w e a v e r 结构) 来实现镜像的抑制，一般采用c m o s 工艺 实现低中频接收机的镜像抑制在4 0 d b 。 低中频接收机由于同时具有超外差式接收机的高性能和零中频接收机的易于 集成的特点，同时又避免了两者的缺点，使得这种结构的接收机成为了一种很好 的选择。在扩频通信和无线本地环路中已经实现了性能比较好的低中频接收机。 但是，镜像信号抑制率不足的问题仍然限制了这类接收机的性能，这种问题有待 采用更好的办法来截距。 随着通信技术的发展，近年来，在高性能要求的应用中也引入了新拓扑结构 的接收机，比如宽带中频接收机、数字中频接收机以及亚采样接收机。宽带中频 接收是中频接收机的变种，叫二次变频接收机，它是利用固定本振将带内信号从 射频变换到中频，然后进行低通滤波，而信道选择则是在第二次变频过程中完成。 这样，第一次变频的本振信号就可以通过固定分频比的频率综合器产生。由于压 控振荡器的相位噪声传输函数是高通得，所以使用宽带频率综合器可以降低对压 控振荡器的相位噪声要求。另外信道选择是在第二次变频过程中完成，因此增加 了系统的灵活性，通过适当选择第一本振信号的频率可以构成双频收发器。 低中频接收机主要有两种结构：h a r t l e y 结构和w e a v e r 结构。 2 4 1h a r tie y 结构 h e a r t l y 结构是h e a r t l y 于1 9 2 8 年提出的一个镜像抑制结构，其原理图如图2 - 6 所示【1 8 】。这种结构把射频输入信号与本振的两个正交信号s i n c o , d 和c o s f 进行 混频，分别通过低通滤波器，并把它们其中之一相移，最后再把它们叠加起来。 1 4 第二章接收机系统结构的选择 i f o a t r 时 图2 - 6h a r t l e y 镜像抑制结构 假设输入信号是x ( f ) = c o s c o 盯t + 吃c o s c o , 。f ，其中等式右边第一项代表有用 射频信号，第二项为镜像信号。同时也假设输入是低边带的：一= 一。 把x ( f ) 乘以两个正交信号并忽略高频分量，在a 点和b 点得到的信号如下： 一o ) = 等s i n ( c o w 一) h 等s 似一哆。y 二二 1 ，1 ， q ) = 二譬c o s ( c o m 一够r f y + c o s ( c o u 9 一国岛) f 二 将x a ( t ) 相移9 0 度，可以得到： x c ( t ) = 警e o s ( c o l o 一) 卜等c o s ( c o w 一y z二 将x s ( t ) 和x c ( t ) 叠加起来之后，在输出端可以得到c o s ( c o w 一) f ，从中可 以看出，有用射频信号不受影响，镜像信号得到了抑制。这里的关键是，b 点和c 点的信号分量有相同的极性，而镜像分量有相反的极性，这是因为9 0 度相移操作 c o w 一 0 和( - 0 l o 一( - d i m 0 ( 3 - 11)gncoss ( 啊) 2 1 一ic o s ( 咏。 将方波信号s g n e o s ( w m ) 】进行傅立叶变换，可以得到： 第三章双平衡有源混频器基础理论分析 s g n c o s ( w w t ) = 4 , , c o sw w t 一号l 4 = _ s i n ( 万n z t 2 ) ( 3 - 1 2 ) 这里的方波信号是由本振信号的各奇次谐波组成的。 对跨导级来说，它的输出电流为： 2 = g ，c o s w e e l ( 3 1 3 ) 式中g ，为输入差分对的跨导， 因此我们可以把双平衡混频器的输出电流表示为【3 5 】： 易= 陆喜篙斧c o s ( + ) t + c o s ( 一吣】( 3 - 1 4 ) 输出的电流通过负载转换为电压信号，双平衡混频器的输出信号仅由w l o 的各 奇次谐波与输入射频信号的和频分量和差频分量成分组成，如图3 8 所示，双平衡 混频器的输出不包含本振信号和射频信号成分，而且由于采用差分形式构成开关 对，本振输入端与射频输入端之间的隔离度也比较高，这是g i l b e r t 单元最大的优 点之一。在实际中，双平衡混频器由于受