（微电子学与固体电子学专业论文）基于ecl的inpdhbt高速dac设计研究.pdf

摘要 摘要 雷达系统和光通信技术的迅速发展，对高速数模转换器( d a c ) 的需求越来越 紧迫，普通的硅基器件已无法满足要求，逐步成熟的磷化铟( i n p ) 器件成为高速 d a c 的首选。 本文论述了d a c 的基本工作原理以及i n p d h b t 器件参数和模型。在此基 础上，提出了一种采用i n _ p d h b t 器件实现的电流舵结构d a c 。 该d a c 的二进制码温度计码编码电路，采用发射极耦合逻辑( e c l ) 实现。为 了达到优化功耗与延时的目的，本文对e c l 的基本逻辑单元的平均传播延时进行 了估算，并根据估算结果，进行了电路结构优化设计。 在本文中，对所有的基本逻辑单元，温度计编码器和电流开关进行了电路设 计和仿真，并最终实现了整体d a c 的性能仿真，结果表明：该d a c 采样频率可 以达到为3 3 g s p s ，积分非线性误差( i n l ) 为0 0 0 1 7 l s b ，差分非线性误差( d n l ) 为0 0 0 8 7 l s b ，单调性满足设计要求。 关键词：磷化铟双异质结电流舵数模转换器发射级耦合逻辑 a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fr a d a rs y s t e ma n do p t i cc o m m u n i c a t i o n , h i g h e r s p e e dd i g i t a lt oa n a l o gc o n v e r t e r ( d a c ) i si nh e a v yd e m a n d , b u td e v i c e sb a s e do n s i l i c o nc a n tm e e ti t i n d i u mp h o s p h o r ( z n p ) b a s e dd o u b l eh e t e r o - j u n c t i o nb i p o l a r t r a n s i s t o r ( d h b t ) d e v i c e s ，w h i c hi sp r o g r e s s i v e l ym a t u r e ，a l em o r ea t t r a c t i v ei n i m p l e m e n t a t i o nh i 出s p e e dd a c t h i st h e s i sp r e s e n t sa l lo v e r v i e wa n ds t u d yo fd a c sa r c h i t e c t u r ea n db a s i c p r i n c i p l e s ，i n pd h b t sl a y e rd e s i g n , p e r f o c ep a r a m e t e r sa n dt r a n s i s t o rm o d e l a c u r r e n ts t e e r i n ga r c h i t e c t u r ei sc h o s e nt or e a l i z ed a ci ni n pd h b t t e c h n o l o g y e m i t t e rc o u p l e dl o g i c ( e c l ) w a s a d o p t e di no r d e r t od e s i g nb i n a r y - t h e r m a lc o d e r o ft h ed a c i ti sw o r t ht on o t et h a tt h et r a d e o f fo fs p e e da n dp o w e rd i s s i p a t i o ni s a l w a y st h em a i nc h a l l e n g eo fe c l c i r c u i td e s i g n i no r d e rt oo p t i m i z et h ec i r e u i t t h i s p a p e rp r e s e n t sa na p p r o a c ho ft r a n s i e n ta n a l y s i so fe c l c i r c u i ta n dd e r i v e sa na n a l y t i c m o d e lo fm e a np r o p a g a t i o nd e l a yt i m e b a s e do nt h ea n a l y t i cm o d e l ，ar e a s o n a b l e c o m p r i s eh a sb e e nm a d eb e t w e e ns p e e da n dp o w e rd i s s i p a t i o n b a s i cl o g i cc e l ls u c ha sl a t c h , o r n o r , b u f f e ra r ed e s i g n e da n ds i m u l a t e di n t h i sp a p e r t h eb i n a r y t h e r m a lc o d e ra n dc u r r e n ts w i t c ha r ed e s i g n e da n ds i m u l a t e d r e s p e c t i v e l y i ns i m u l a t i o n , t h es p s ( s a m p l i n gp e rs e c o n d ) o ft h i s4 - b i td a cu s i n g i n p - d h b tc o u l dr e a c h3 3 g h z t h ed i f f e r e n t i a ln o n l i n e a r i t y ( d n l ) i s0 0 0 8 7 l s ba n d i n t e g r a ln o n l i n e a r i t y ( i n l ) i s0 0 0 17 l s b t h ed a ch a sg o o dm o n o t o n i cq u a l i t y k e y w o r d ：i n d i u mp h o s p h o r ( 1 n p ) d o u b l eh e t e r o j u n c t i o nb i p o l a rt r a n s i s t o r ( d m 3 t )c u r r e n t - s t e e r i n gd i g i t a lt oa n a l o gc o n v e r t e r ( d a c ) e m i t t e r c o u p l e dl o g i c ( e c l ) 西安电子科技大学 学位论文创新性声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人繇蝉 日期璺! 丝：兰：! ! 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕 业离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。 学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全 部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。( 保密的论 文在解密后遵守此规定) 本人签名： 导师签名： e t 期丝匕主：19 e l 期丛丘；主：壁 第章绪论 第一章绪论 1 1 研究背景 随着通信事业、多媒体技术和数字化设备，微处理器、数字信号处理器( d s p ) 及p c 的发展、普及及应用，信号处理越来越趋向数字化，促进了高速d a c 有了 长足进步。高速度d a c 的应用领域很多：如数字化仪器，包括波形重建和任意波形 发生器；直接数合成( d d s ) ，接收器本机振荡器、跳频无线电设备、通信系统。正 交调制( q a m ) 系统和雷达系统；图形显示系统，包括失量扫描和光栅扫描。d a c 转 换器的效率和密度也在不断增加。除此以外，随着光纤通信和无线通信的飞速发 展，其系统中的关键部件已经开始采用h b t 来实现，基于i n pd h b t 器件由于其 良好的器件特性和逐渐成熟的工艺，已经成为通信系统及1 0 4 0 g b i t s 光纤通信 系统的首选器件。据报道，分辨率为中等水平( 4 8 位) ，采样速率达到2 0 g h z 的d a c 技术将被应用在高速数据系统如光通信，雷达通信和卫星通信系统中【1 1 。 随着半导体技术的不断发展进步，包括g a a sh b t ，i n ph b t ，s i g eb i c m o s 等等高速的器件技术不断的发展完善，i i i 族基础上的双极技术由于有更高的 电子饱和速率和低基区寄生效应，从而有更高的工作速率，在增益，击穿电压和 衬底隔离方面凸显了明显的优势髓1 。 为了适应光通信和高性能雷达技术对高速d a c 的要求，出现了各种i i i v 化 合半导体基的高速d a c 设计技术，文献【3 】提出了一种利用g a a s 工艺实现的 1 6 g s p s ，1 2 位d a c 电路的设计。文献 4 】阐述了一种利用a 1 g a a s g a a sh b t 技 术实现的2 g h z 采样速率的采样保持电路。相比较与g a a s ，s i g e 等等器件，i n p 器件具有更高的工作频率，使用i m p 器件，文献【5 】实现了时钟采样率为5 0g h z 的 x o r 函数，文献 6 1 1 7 实现了工作频率达到5 0 g h z 的高速d 触发器。文献【8 】实现 了4 1 g h z 的时钟采样的求和加法器，文献【9 】实现了静态性能超过1 0 0 g z 的除法器。 在文献【1 0 】中，实现的r o m 的最高工作频率超过了4 6 g h z ，在文献 1 1 】中，非线 性的c d r 集成电路的工作频率达到了8 0 g b i t s 。文献【1 2 】中，实现了速度高达 1 0 0 一g b i t s 的m u x 。随着不断发展成熟的工艺制作，i n pd h b t 器件的特频率可以 超过3 0 0 g h z ”】，利用其可以实现更高的速率设计。文献 1 4 】中，适用于d d s 的 d a c 的时钟采样率为3 2 g h z 。可见，i n pd h b t 器件在适用于高速的现代军用和 民用电子系统中均显示出其重要性。 本文就是基于高速的i n p d h b t 器件，选择合适的d a c 结构，实现高速，中 等分辨率的d a c 的设计研究。论文采用德国f r a u n h o f e ri a f 的i n p i n g a a s 双异质 2 基于e c l 的i n p d h b t 的高速d a c 设计研究 结双极型晶体管结构( d h b t ) 进行d a c 设计，其发射结面积为8 u r n 2 ，截止频率 办和最高振荡频率缸均超过2 8 0 g h z 1 6 1 。其最终的设计和仿真结果显示这中设计 能工作在超过3 3 g h z 采样速率的同时保持较好的静态特性。 1 2 磷化铟异质结晶体管( i n ph a t ) 技术的简介 异质结双极晶体管( h b t ) 的概念由s h o e k l e y 在1 9 5 1 年首先提出，当时，由于 受到工艺条件的限制，一直没有得到实际的发展。直到进入8 0 年代，随着m o c v d 、 m b e 等超薄外延层生长技术的成熟与完善，使得制得具有特定能带结构、实现特 定功能的h b t 成为可能。不同材料体系的h b t 的相继研制成功，h b t 所具有的 高频特性以及良好的电流注入比等优点使人们倍加关注。随着器件制作工艺技术 和材料生长技术的不断发展和成熟，h b t 的性能也不断地得以提高，已经报导的 器件的特征频率和最高频率都超过了3 0 0 g h z ，其在光纤通信、卫星通信、移动通 信、国防电子系统等通信领域当中具有非常广阔的应用前景。目前高频、大功率、 高功率附加效率( p a e ) 的f i b t 产品已经形成了一定规模的产业市场。 与通常的硅基器双极晶体管相比，i n p 异质结器件的优点在于能够其利用能带 的变化以实现对载流子的选择性控制，明显的优点如下1 1 5 j ： ( 1 ) i n p 基h b t 材料具有更高的电子迁移率和饱和速率，同等条件下，电子迁 移率约为s i 电子迁移率的9 倍，在工作频率和开关速度方面s i 器件电路具有明显 的优势，适合于高速器件和电路。 ( 2 ) 基区重掺杂可以降低基区宽度凋制效应( e a r l y 效应和k i r k 效应) 、基区电 导率调制效应和基区穿通效应，所以h b t 的共发射极输出阻抗很高( a pe a r l y 电压 很高) ，能实现高线性和低的谐波失真。 ( 3 ) 禁带宽度大，约为1 3 5 e v ，可以在s i 器件难以工作的高温领域工作。此 外，添加c r 或f e 之类的杂质能够在禁带中央形成深能级并由此可得到高电阻率 的半绝缘特性，从而减少器件的寄生电容，因此电路的q 值可以做得很高，i m p 电路可以有更高的工作速度。 ( 4 ) 由于是直接跃迁型，发光效率高，便于实现光电集成。 ( 5 ) 存在半绝缘衬底，因而简化了h b t 的隔离工艺，降低了寄生效应，增强 电路的抗辐射能力，有助于实现单片集成电路。 由此可见，选用i m p 器件，可以实现s i 器件所不能实现的高速电路。 第一章绪论 1 3 论文的主要工作和组织结构 本文主要围绕i n pi q b t 的高速d a c ( 模数转换器) 电路设计展开研究。首先概 括了d a c 的工作原理和基本指标。研究了i n l ) d h b t 的工作原理和器件模型。文 中选用e c l ( 发极发射极耦合电路) 来实现d a c 的逻辑部分，阐述了e c l 的工作原 理，并采用了对电路瞬态分析的方法，对基本逻辑电路的平均传播延时进行了估 算，优化了电路的设计。最后根据德国f r a u n h o f e ri a f 提取的i n p d h b tu c s d 模 型进行电路的设计和仿真。这种设计能够实现3 3 g h z 的采样速率的高速d a c ，并 能保持较好的静态特性。 本文组织结构如下： 第一章为绪论，主要说明了本文设计的背景，磷化铟器件的特性以及本文的 主要工作和组织结构。 第二章主要研究了d a c 的实现方法。首先研究d a c 的基本的工作原理和参 数，比较了几种d a c 实现方法的优缺点，阐述了选择电流舵d a c 的原因。 第三章首先对本文涉及到的i n f d h b t 器件的工作原理进行阐述，并对其与 普通双极型晶体管的工作原理进行了对比，说明了其更能达到高的工作频率的原 理，接着简要阐述了i n p d h b t 器件结构，最后简要说明了g u m m e l p o o n 模型不 再适用于i i i i v 化合物半导体基础的h b t 建模，并由此分析u c s d 模型及其特点。 第四章归纳了e c l 电路的工作原理，并以一个两输入或非门为例，阐述了电 路瞬态分析的方法估算逻辑电路的延时。然后针对功耗和速度的矛盾要求，提出 了e c l 电路的优化方法，设定了逻辑电路的电路参数：供电电压，逻辑摆幅等。 第五章根据第四章中提出的e c l 逻辑电路的原理，设计了o r ，反相器，缓 冲器，锁存器等基本逻辑电路，并进行了延时估算和性能仿真。然后，用基本逻 辑电路，采用传统的行列解码方式，完成了二进制码到温度计码转换的解码器电 路，并完成了性能仿真。在本章的最后，实现了基于i n pd h b t 的d a c 的性能仿 真。结果表明，该设计满足设计指标的要求。 第六章为总结和展望。 第二章d a c 的基本原理和指标 5 第二章d a c 的基本原理和指标 2 1d a c 的基本原理 数模转换器就是把时间和幅度都离散的数字信号转变为在时间上连续的，幅 度离散的信掣1 引。在这样的条件下，输入的为二进制信号，并且有一个参考的电 压( 电流) 信号，输出为1 7 1 ： = 2 4 良 式( 2 - 1 ) k = i 这里，向量b 是二进制码，为二进制码的位数( 也就是d a c 的分辨率) 。在 输出端最小的电压变化，称为l s b ，为t t ， = 等 式( 2 2 ) 从公式( 2 1 ) 最大的输出信号，十进制表示为： y 2 一= l 一2 - 智 式( 2 3 ) t=1氏lzj 从上式可以推出最大的输出电压： = 一 整个的输出结果如图2 1 所示，这里输入为二进s u 码( 0 0 ，0 1 ，1 0 ，l1 ) 1 o 7 5 o 5 0 2 5 图2 12 位数模转换示意图 6 基于e c l 的i n p d h b t 的高速d a c 设计研究 2 2d a c 的性能参数 2 2 1d a c 静态性能参数 由于非线性，噪声，不匹配，电源电压等因素，输出信号并不是理想的。在 下面的误差的定义的单位是l s b 。 ( 1 ) 失调误差 当输入向量b 为0 时的输出值定义为失调误差，& 册定义如下： 兰 b = 0 式( 2 4 ) ( 2 ) 增益误差 增益误差定义为当输入为全量程时，输出电压偏离理想值的程度，具体表达 式如下： e 卿n 暑 增益误差和失调误差如图2 2 所示 式( 2 5 ) 图2 2 增益误差和失调误差说明图 在说明积分非线性误差和微分非线性误差的时候，没有考虑增益误差和失调 误差。 ( 3 ) 微分非线性( 删z ) 1 9 1 为了表征d a c 的直流传输函数的非线性行为，定义了微分线性误差和积分非 线性误差参数。微分非线性是在垂直跨度上测量的相邻电平的差的度量。微分非 线性的测量是每个位相对于理性的输出台阶的偏移量，而不是在整个输出范围内 的比较。 第二章d a c 的基本原理和指标 吗暑1 一 该向量的最大值通常用来描述最坏情况误差。 式( 2 6 ) 图2 3 传输曲线和d n l 示意图 ( 4 ) 积分非线性( i n l ) 积分非线性无限性是实际的有限精度特性和理想的无限精度特性在垂直方向 上的最大差值，可以通过计算实际输出偏离传输曲线的量来表示： l 0 7 5 o 5 o 2 5 i n l 的计算公式为式( 2 7 ) ： i n l b = 图2 4 l h r l 误差示意图 式( 2 7 ) 仍扭盘 r - 1 这里宿( b ) 是从零到满量程输出的直线。如果把1 n l 和d n l 合并起来，可 以得到 d n l 口= 1 n l 矗一l l g l b _ l 占 i n l b = i n l o + d n i _ o , 式( 2 8 ) 筠 。 龉 ； 饥 吨 n 8 基于e c l 的i m p d h b t 的高速d a c 设计研究 ( 5 ) 单调性 一个d a c 在输入增加的时候，会在输出表现出一个单调的增加或减小的行为。 单调性保证了最大的i n l 误差小于0 s l s b ，d n l 误差小于1 l s b 。在各种d a c 的结构中，采用温度计码的d a c 最容易具备单调行为。当输入由0 1 1 1 1 1 跳 变到1 0 0 0 0 0 的时候，总是会发生非单调的行为。 2 2 2d a c 的动态参数 ( 1 ) g l i t c h l 2 0 1 当d a c 的不同位的开关时间常数不匹配时，就会出现g l i t c h 。所以g l i t c h 主 要与电流开关驱动器，开关控制信号的同步有关。对于四位二进制权重的d a c 来 说，如果输入的信号由1 0 0 0 跳变到0 1 11 ，中间位跳变的比其它位慢一些， 那么在信号完全跳变到0 1 1 1 之前，会变到1 1 1 1 。那么就会在输出先输出 一个尖峰值，然后才到达正确的电压值。 ( 2 ) 建立时间 由于d a c 的输出为一个阶梯信号，同时，由于寄生电容的存在，那么就需要 定的时间来达到信号的完全建立。建立时间将会限制d a c 每秒采样数量。 ( 3 ) 信号噪声比( s n d r ) s n d r 是d a c 最重要的一个动态参数，它取决于d a c 的分辨率和其它误差： 例如：不匹配，非线性，时钟抖动，噪声和建立时间。s n d r 可以通过( 2 9 ) 式计算， 这里冗淞是一个l s b ，嬲是失真量， 1 厂 s n d r = 2 0 1 0 9 ( - i 亍睾型垒= 亍：一) 式( 2 9 ) 、吃舢+ 膦+ 吃嬲 ( 4 ) 无杂波动态范围( s f d r ) 无杂波动态范围是信号输出频谱范围内，信号幅度和最大的杂波频率幅度之 比。 s f d r = 1 0 l o g p - 爰- - 式( 2 1 0 ) 这里，西是信号功率，取为最大谐波功率。对于正弦波而言，最大的谐波为 三次谐波功率。s f d r 的单位是d b c 或者d b f s 。 第二章d a c 的基本原理和指标9 懈惝蝴 图2 5 在频谱范围内的无杂波动态范围的表示 ( 5 ) 有效位数( e n o b ) 一个位分辨率的数模转换器，不可能有位有效位数的精确度，当计算有 效位数的时候，会用到最大的信噪比和量化输入信号的概念，这里不做说明，只 给出表达式： s n r = 6 0 2 n + 1 7 6 把失真加在噪声上，这样，有效位数的计算公式如下： e n o b ：s n r - 1 7 6 式( 2 11 ) 6 0 2 。、 ( 6 ) 动态范围( d r ) 数据转换器的动态范围表示为满量程s ) 信号和最小输入信号( s n d r = o ) 之间 的范围，即 d r 黑，取、1 _ 可切率 2 3d a c 主要类型 式( 2 1 2 ) d a c 的分类有很多中，本文分为电流型和电压型，由于根据不同的采样率的 要求，常用的d a c 的结构有如下四种：流水线型，r - 2 r 型，电阻串络型，电流 舵型。由于流水线型的d a c 需要多个速度相当高的运算放大器，将会产生很大的 功耗，这里不予考虑。下面分别说明r - 2 r 型，电阻网络型和电流舵型d a c 的原 理和优缺点。 1 0 基于e c l 的i n p d h b t 的高速d a c 设计研究 2 3 1r - 2 r 梯形网络型d a c 的原理【2 2 】 图2 6 r - 2 r 型d a c 原理图 在图2 6 中，上面一行任一节点与地之间的电阻都是放，流入电路的电流， 被不断分流，这样，v o 叮= - f 7 砑母 ，- it ， 锄= 砬鬻去 式( 2 1 3 ) = u 。 这中结构的特点是【2 3 2 4 1 ，开关转换在地与虚地之间，这样输出阻抗恒定，输 出的纹波比较小；所有的电流源都是等值的，能实现很好的线性度。缺点是：电 阻总是非线性的，还包含着和信号有关的寄生电容，要做到完全匹配较难，会引 起信号的失真，同时，开关的电阻必须足够小，否则开关上出现的电压降而导致 误差。这种结构本身，会在最高位开关和最低位开关之间有一个延时，在输出会 引起g l i t c h ，由于流过开关的电流权重不同，对开关的工作速度和状态不同，同样 会导致非线性和失真。 2 3 2 电阻串型d a c 的原理 电阻串型d a c 的结果图如图2 7 所示 - n l 一 o - 8 d 目c o d 朗 fr ； 一l 8 - - - - _ _ - _ 一l 7 一 t o r ； 气 8 w f f g h 鹋 口耋 - - - _ - - 。一一l r r l r r 乏 - _ _ _ _ _ _ i 一l 弋一 - l l b 图2 7 电阻串型d a c 结构图 如图2 7 ，电阻串由2 n 个相同电阻和开关构成【2 5 1 ，电路的模拟输出通过一组 开关接到电阻串的各中间节点。这种结构简单，输出的是电压值，并且输出电阻 第二章d a c 的基本原理和指标 与输入的码值无关。同时电路的单调性好，即使其中一个电阻不小心短路，第n 位输出也不会高于n + 1 位的输出。 电路的优点是：如果电阻匹配的比较好，那么该电路的线性度高。电路的g l i t c h 也比较小。 缺点是：1 ) 需要一个n ：2 n 解码器，和很多的电阻和开关。2 ) 在实际生产中， 很难对这些电阻进行修剪，达到完全的匹配，因为电阻的数量太多了，修剪的花 费太大，这样，i n l 和d n l 就受到一定程度的影响。3 ) 由于电阻串上的电流一 直存在，所以功耗较大。4 ) 需要大量的无源部件，导致芯片面积较大。5 ) d a c 的噪声也取决于电阻串阵列的阻抗，而且噪声相对较高。 2 3 3 电流舵型d a c 的原理 图2 8 电流舵型d a c 的结构图 电流舵d a c 的结构框图如图2 8 所示，参考源为电流源，所采用的电流源数 量和开关的数量少。图2 8 所示的为一个二进制加权的电流舵d a c 。开关的状态 有输入k 控制，这里m = l ，z m 数字输入的位数。输出缓冲器增大了输出端的 驱动能了。最低位b j 对应的直流电源值为i l s s ，依次类推，最高位6 册的电流源权 重为i u s s ，这里k = 2 i ，l i l s s ，使用单位电流源，可以再版图设计中提高匹配，提 高电路的性能。电路的输出电流为： i 嘲惦、) = 2 卅li 嘲b n + + 2 i 恤b 2 + i 憾b l = i 嘞x越- 1 4 ) 这里x 为数字输入： x = 2 m 6 + + 2 6 2 + 6 1 = 2 叫k m = o 电流舵d a c 的优点是，在低于1 0 位分辨率的时候，所在的面积小，速度快， 有很高的功率效率，几乎所有的功率都给到了输出端，适用于设计高速，宽带的 d a c 。缺点是，电路对器件和电流源的不匹配非常敏感。对于电流舵的另一种实 现方式：使用温度计解码，将在第五章详细说明。使用温度计解码的优点：所有 1 2基于e c l 的i n p d h b t 的高速d a c 设计研究 的开关和参考电流源的工作状态相同，电路和版图设计便于匹配，达到很好的性 能，缺点是增加了解码电路，电路的延时和功耗相对增加。在高分辨率的场合， 可以使用分段的电流舵形式，在权重比较高的高位，使用电流舵形式，在权重比 较的位数，仍使用二进制形式，在功耗和性能上实现平衡。 根据本文的设计指标要求为4 位的分辨率，为了实现高速的目标，选用温度 计解码电流舵d a c 的结构。 2 4 本章小结 本章主要归纳了d a c 的基本工作原理，基本静态和动态性能参数，以及基本 的结构形式，并比较了r - 2 r 梯形网络结构和电阻串以及电流舵型d a c 的优缺点， 结合本文所要设计电路的目标，选择电流舵型d a c 做为本电路的实现方式。 第三章h b t 器件和模型 第三章h b t 器件和模型 3 1h b t 的工作原理 3 1 1 双极晶体管的工作原理【1 6 】 一个双极晶体管包括三个主要的层，发射区，基区和集电区。对于高速的应 用，因为在基区电子的迁移率比空穴的高，所以n p n 比p n p 要好。 一般的工作条件下，基区- 发射区正偏( 虼加) ，基区- 集电区反偏( k t , 那么， 几乎不用考虑掺杂浓度，h b t 器件都可以有很高的直流增益。这样我们就可以在 很大程度上的提高基区掺杂浓度。其优点在于：低掺杂浓度时比较容易发生的 w e b s t e r 和e a r l y 效应会得到改善。另外，基区电阻减小了，就可以进一步减小基 区厚度，减小基区厚度，也会进一步提高器件的直流增益和器件的速度。 图3 3h b t 的小信号模型 为了评价高频性能，一般采用小信号模型( 图3 3 ) ，所有的半导体层都表现 为一个阻抗，尽管和衬底相邻亚集电区的电阻的电阻很小。基区的上面和下面区 域被耗尽，用寄生的平板电容来表示。b e 和b c 二极管采用r c 模型电路，用增 益为a 的电流源模拟从发射区流向基区没有被复合的电流的传输。因此总的电容 1 6基于e c l 的i n p - d i i b t 的高速d a c 设计研究 o 。被分成几个部分：q 和c 0 ，在红线之外的电阻表示层、接触和连线电阻，电 容表示任何耦合在接触孔的电容。 可以推出两个重要的参数打和矗。矗是截止频率，定义为两端口参数坼- 减 少到l 对的频率。也，是b e 结短接时的小信号电流增益。推导结果如下： 再= 去 气= 以( + q ) + b + + ( + 心) 式( 3 6 ) ，眦是最大振荡频率，在这个频率下t 晶体管的单边功率增益为l ，是有源弼 路和无源网络的边界点口“。表达式如下： =l i v 8 z ( + ) 厶。和f r 的方程表明了h b t 的优点。由于基区的电子迁移率很高这样基区 传输时间r6 很小，器件的矗就比较高。同时可以对基区进行掺杂t 降低基区层电 阻r 枷器件就有较高的，胍。 3 l3 器件的实现 采用i a f 结构工艺的i n p d h b t ，在3 - i n c h 上基于标准的3 平台工艺的i n p 衬 底上实现，这种工艺采用自动调整的基区一发射区接触和选择湿法刻蚀。采用b c b 技术来实现器件的钝化和平坦化。在b c b 工艺中集电极和基极通过接触孔相连 接。图3 4 显示了所有可以实现的器件。所能实现的器件有：n i c r 电阻( 5 0 0 z ) ， m i m i 电容( 2 3 f e u m 2 ) ，金属金互连，晶体管。采用平面波导线作为传输线。 g m “弋 c e v m 。二鲨= “巳m 烹，一 图3 4 所有能实现的电子元件 3 2i n ph b t 器件结构及其影响分析 一个优化的外延层结构，决定本征器件的性能，是实现高性能晶体管的前提。 层的结构和晶体管的版图决定了小信号等效电路中各个器件的参数。所以，器件 第三章h b t 器件和模型1 7 的直流电流增益和功率性能都取决于层的结构。本章主要说明了基区，集电区， 和发射区结构对器件性能的影响，以及逐渐优化的过程，实现改变层结构来提高 截止频率和最高频率的目的，使之都超过2 5 0 g h z 。 3 2 1 发射结层 考虑到h b t 的高频性能，发射极对整个延时的影响为： t = 尺肛( c 如+ c 0 ) 式( 3 8 ) 在正偏有源区，基区集电极远小于g ，可以忽略。在小的集电极电流时， 发射极基极二极管有相当大的电阻如，这样基区发射极电容c 矗对办起到主要的 决定作用。因此，为了达到高的高频性能，可以通过一个发射极耗尽层减小发射 极电容。已经知道一个轻掺杂的发射结比重掺杂的发射结有相对长的空间电荷区， 更能产生一个高的办。这种情形的极端就是采用非掺杂的发射结，这样，发射结的 厚度可以决定空间电荷区的长度，从而控制基区发射区的电容。 然而，非掺杂的发射结会引起较高的电路开启电压，这是因为：电子突变的 的基区发射区结穿越界面时，会碰到一个不连续的能量层，这个能量层是通过热 电子的发射和隧道传输通过s p i k e 控制的。在未掺杂的发射结中，由于缺乏n 型 掺杂来阻止有效的隧穿，s p i k eb a r r i e r 非常的宽，产生同样的发射结电流，需要很 高的基区发射区电压，也就是需要很高的开启电压。这样，考虑开启电压的因素， 改进器件的发射结厚度为4 0 n m ，掺杂水平为6 x1 0 7 c m 3 ，就会使得开启电压减小。 3 2 2 基区层 基区影响少数载流子在基区的传输时间r 6 和基区电阻足6 6 ，r 6 是器件高频性 能的主要参数，同时r b b 影响缸和办的关系。 减小少数载流子在基区的传输时间可以提高器件的疗，已经知道，在i n p h b t 的i n g a a s 基区，p 型重掺杂( n a = 3 1x1 0 1 9 c m 3 ) ，电子迁移率可以超过3 0 0 0 c m 2 v s 。 因此，在i n p h b t 中，基区通常选为p 型。可以得到一个比较小的r 6 。为了增大 电流增益，基区应该尽量的薄。然而，考虑到基区电阻，基区的厚度必须有一个 下限。 为保证基区的方块电阻r 的很小，基区的掺杂应该非常的高，使用碳( c ) 进行 掺杂。为了改进电流增益，在基区引入铟( i n ) 渐变，使得从集电极到发射结的禁带 宽度逐渐增加，i n 的摩尔数从位于基区集电极界面的晶格匹配值o 5 3 ，减小到位 于发射结基区界面的x = 0 5 3 万z 。引入的内建场对于减小传输时间，增加疗，减 小电子在基区的复合概率，增大电流增益等都非常有效。最大化i n 的渐变系数c y x ， 1 8 基于e c l 的i n p d h b t 的高速d a c 设计研究 同时，使基区尽量的薄，同时调整应力来减小由于晶格不匹配引起的断层，这样， 最后，基区的宽度3 0 r i m ，退化系数为0 0 9 x 。 3 2 3 集电极 集电区对器件的高频性能缸和疗都有很重要的影响，从方程可以看出，和集 电极有关的延时时间为：f = r e + c r y ( r e , + + 劓。第一个参数r 。指的是电子度越 集电区所需要的时间，第二个参数是基区集电区电容c 6 c 的注入时间常数。电阻 如和j i c c 不属于内部h b t ，取决于金属半导体的接触，亚集电结层的电阻和外部连 线。如取决于发射极的结构，通常在正偏有源工作状态时，如比较小。缸取决 于疗和c k 。考虑到器件的高频性能，集电结的厚度应该在短的度越时间r c ( 薄的 集电结) 和小的电容常数g 和( 厚的集电结) 的一个折衷。 由于存在很大的带隙差，d h b t 中位于集电区的i n p 可以改善击穿电压。但 是如果使用i n g a a s 的基区，他们仍然有可能在基区集电区引起电流阻塞。如果 没有很好的集电结，电子在穿越空间电荷区时，有可能被势垒捕获。这样会减小 器件的d c 电流增益，引起高频性能的退化。本文中采用了一个薄的p 型掺杂的 i n g a a s 来减小传导带的尖刺。为了减小膝点电压，集电极为一个薄的中度掺杂的 i n p 层紧贴着i n g a a s 层，实现逐步渐变，厚度为2 0 0 r i m 。， 完成各层的结构后，总的器件的层结构如图表3 1 所示 表3 1 器件的层的设计 层厚度( r i m )半导体材料掺杂水平( c m - 3 ) 发射极层 4 0i n p ：s i6 o 1 0 1 7 基极层 3 0 i n o 5 3 0 4 5 g a o 4 7 o 5 5 a s ：c 5 0 1 0 1 9 集电极层 5 0 i n o s 3 c r a o 4 7 a s o 5 4 集电极层 2 0 i i l 0 7 5 g a o 2 5 a s o 5 4 p o 4 6 集电极层 2 0i i l p ：s i2 0 1 0 1 7 集电极层 7 0i n p ：s i 2 0 x1 0 1 6 3 2 4 器件性能 发射结面积为1 0 u m 2 的器件参数曲线如图3 5 所示，饱和电压为0 7 v 。开启 电压为0 2 v ，漏电流小于l n a ，从g u m m l e 图中提取的基区二极管和集电区二极 管的理想因子分别为1 4 和1 1 ，在电流为l u a 优化的结构的最大直流增益为9 0 。 i u 测量的结果表明，器件在集电极电流为3 0 3 5 m a u m 2，达到最大的办和缸， 分别为2 6 7 和2 8 8 g h z 。如图3 5 ( c ) 和3 5 ( d ) 电流密度和速度都得到了提高。层结构 第三章h b t 器件和模型1 9 的优化提高了器件的d c 和高频性能。然而，晶体管的基本的局限性是击穿电压和 办的折衷。因此，保守的测量c - e 结的击穿电压b v c e o ，在电流为1 u a u m 2 是，击 穿电压为的4 2 v ，如图3 5 ( e ) 所示。因为，击穿电压的随着高频性能参数和f r 的增大而减小。很明显，击穿电压和办的折衷是所有i - i b t ，h e m t 半导体技术的 基本原则。器件越小，越快，器件内部电场密度越大，器件的击穿电压就越小。 ( a ) 晶体管输出特性曲线( b ) 器件的直流增益曲线 瑚 箱o 勰 一狮 董缃 j 秘 ( c ) 器件的特征频率曲线图( d ) 器件的最大频率曲线 ( e ) 器件击穿电压曲线 图3 5 器件特性曲线图 2 0 基于e c l 的i n p d h b t 的高速d a c 设计研究 3 2 5 器件层结构及影响小结 表3 2 总结了器件的层结构和性能指标。数据表明，一个薄的发射区，一个分 层渐变的基区和一个包括中度掺杂的i n p 层的薄的集电区，是实现高速d h b t 的 关键因素。最终实现的器件结构的频率性能超过2 6 0 g h z 可以用来设计高速的数字 和模拟电路。同时，击穿电压为4 2 v ，可以用来在功率层次上设计调制驱动器， 这是基于s i 技术所不可以实现的。 器件的纵向结构在本节中得到了优化，但是横向结构也很重要。器件占的总 面积和几何图形也影响器件的高频性能。基于该原因，下一节将研究晶体管的版 图对器件的影响。 表3 2 层设计优化后的主要性能参数 发射结长度( 姗) 4 0 掺杂情况掺杂 基区长度( r i m )3 0 组成渐变 集电极长度( 姗)1 6 0 开启电压( v )0 2 饱和电压( v )0 7 电流增益9 0 特征频率f r ( g h z ) 2 6 7 最高频率缸俐 2 8 8 击穿电压b v c e o ( ，”4 2 3 3i n ph b t 晶体管版图及其影响分析 我们研究的版图如图3 6 所示，本节将讨论器件的高频性能办和艋和发射极 尺寸( w e 和如) 以及基区接触宽度度的关系。 第三章h b t 器件和模型 3 31 发射结宽度的影响 图36 器件版图的彤状 发射结宽度既会影响基区电阻冠跏同时可能引发电流拥挤效应( c r o w d i n g e f f e c t ) ，基区一发射结中心的有效的电压比边缘的小，b - e 结的电容c k 比预想的要 丈，使得 减小。 为了最大化厶。对于一个固定的发射结面积，需要减小置。也就是周长俪 积的比最大化。 总的来说，器件的高频性能和发射结宽度有很强的关系，发射结应该尽量窄。 特别是k 随着畦的减小增加明显，这个趋势可以归结为内部基区电阻因为 发射区周k 面积比的变化的减小。电流拥挤效应的减小使得电流密度和疗都增大 了。这是因为：发射区越窄，电流在发射区的分布越是趋于一致。 33 2 基区接触宽度 基区接触宽度和基区接触点c 如和s s e ) 决定这内部器件的尺寸。它的尺寸 和集电结电容c k 成比例，继而影响器件的高频性能。g 。越小，矗和，懈越大。从 这方面来说，在技术允许的范围内应该尽量的小。因为基区的接触宽度对器件 的基区电阻如起决定性的作用。而基区电阻和金属半导体的传输长度有关，传输 长度越长，接触电阻就高，越短，接触电阻就变得很小，可以忽略。因此，如果 接触宽度比基区金属接触传输长度小得多，那么基区的寄生电阻如就会增加。这 将会减小即使矗有所增加。所以阡名接触宽要比金属半导体传输长度小。 如和s s e 由技术决定。如和s b e 和b c 结的面积成比例，所以，他们应该尽 量的小。但是同时应该保证可靠的摹区接触。 2 2基于e c l 的i m p d h b t 的高速d a c 设计研究 3 3 3 集电极接触 集电极主要决定s b c ，w c 和k 。接触部分在有源器件之外。接触的几何形状 对外部的集电结电阻r c 影响最大。r c 应该尽量小，以提高器件的高频性能。因此， 空间s b c 也应该尽量的小，在现有的技术下，应该固定在l u r n 。集电极宽度为发射 结的两倍。( = 2 蚴，这样已经足够保证低的电阻和小的致密的版图布局，集电 结的长度和发射结相同三c = 如，从而保证提供一个在集电区一致的电流分布。 3 3 4 发射极长度 发射结的长度希望对器件有以下的效果：如果器件非常的小，基区接触点的 影响( l b 和蹦非常的大，寄生的b c 电容是限制高频性能的一个因素。另一方面， 一个非常长的发射结，会出现阻抗和感抗，会减小器件的速度。 已经知道，疗随着发射区长度的增加而增加，对长器件( l e 8 u m ) 而言，在 2 5 0 g h z 时，达到饱和。发射区的固有长度对办和有很大的影响，发射区长度