（微电子学与固体电子学专业论文）低功耗模数转换电路研究.pdf

北京交通大学硕士学位论文中文摘要 中文摘要 摘要：目前，片上系统( s o c ) 的设计已经由数字型全面转向混合信号型，尤其在 无线语音和数字通信应用领域，需要将混合信号模块和基带处理器整合在一起， 在单芯片中包含数字基带、模拟基带、功耗管理、射频以及锁相环等部分。混合 信号s o c 一般整合了微处理器、存储器、复杂的模拟和混合信号处理、数字处理、 通信协议和应用程序等部分。模数转换器( a d c ) 作为s o c 硬件系统中模拟和数 字的接口就显得尤为重要。 集成电路的特征尺寸已达到超深亚微米阶段，特征电压也已经降到1 v 以下， 功耗问题伴随噪声和短沟道等效应突现出来，功耗和性能的权衡成为模拟设计的 难点。 本文对a d c 的行为特性进行了分析，重点研究了易于达到高速高精度的流水 线a d c ，对其组成模块的误差进行了定量分析，找到性能和功耗的制衡点，针对 各级分辨率、电容逐级缩减和核心电路指标优化等方面，提出了流水线a d c 系统 功耗优化算法。此算法在m a t l b 中实现，可自动化完成规范约束下流水线a d c 系统功耗最小化设计。 在t s m c0 1 8 - t t mc m o s 工艺下，设计了一个8 位，取样速率2 0 0 m h z 的流 水线a d c ，采用了上述功耗优化算法，并引入改进的取样保持放大器和比较器。 测试结果表明，在1 0 0 m h z 输入信号下，最坏情况的d n l 和i n l 分别为 + o 6 9 - 0 6 l s b 和+ o 7 5 - 1 0 5 l s b ，s n d r 和s f d r 分别为4 5 5 d b 和5 7 5 d b ，动态 功耗仅为1 7 2 m w ，说明此算法可在保证静态动态特性的前提下，可达到功耗优化 的目的。 关键词：流水线模数转换器；功耗；比较器；取样保持放大器 分类号：t n 7 9 + 2 北京交通大学硕士学位论文 a b s t r a c t a b s t r a c t ：n 坨d e s i g nm e t h o d o l o g yf o rs y s t e m - o n - c h i ph a sb e e ns h i f t e df r o md i g i t a l o r i e n t a t i o nt om i x e d - s i g n a lt y p e i ti sn e c e s s a r yt oi n t e g r a t e dm i x e d - s i g n a lm o d u l ea n d b a s e b a n dp r o c e s s o ri nas i n g l ec h i pe s p e c i a l l yi nt h ef i e l do fw i r e l e s sv o i c ea n dd i g i t a l c o m m u a i c a t i o n c h i p so f t h i st y p eu s u a l l yi i l d u d ep a r t so f d i g i t a la n da n a l o gb a s e - b a n d p o w e rm a n a g e m e n t ，r a d i o 姻u e n e y ( r f ) a n dp h a s el o o pl o c k ( p l l ) a n a l o g - t o - d i g i t a l c o n v e r t e r ( a d c ) i so n eo f t h em o s ti m p o r t a n tb u i l d i n gb l o c k si np o r t a b l ed e y i c e sw h e r e l o wp o w e rd i s s i p a t i o ni s 锄e s s e n t i a lf a c t o r w i l l lt h ed e v e l o p m a n to fi n t e g r a t e dc i r c u i tt e c h n o l o g y , 鲥ld i e ss i z eh a sr e a c h e d d e e ps u b - m i c r o m e t e r , a n dt y p i c a lv o l t a g eh a sa l r e a d yl o w e rt h a ni v t h eb a l a n c e b e t w e e np o w e rd i s s i p a t i o na n dc i r c u i tp o r f o m m o ei sas e r i o u sp r o b l e mw i i ht h ee f f e c t o f n o i s ea n ds h o r tc h a n n e le f f e c t p i p e l i n ea d c c o u l da c h i e v eh i g h 印c e da n dm e d i u m t o - h i f g hr e s o l u t i o n , f o ri ti ss e r i a l i n 咄c a d es t a g ea n dp a r a l l e la saw h o l e n es p e c i a la r c h i t e c t u r ep a v e st h ew a yf o r p o w e ro p t i m i z a t i o ni ns y s t e ma n di ne a c hm o d u l eb yv a r i o u sm e a m j r e s t h ep o w e r o p t i m i z a t i o na r i t h m e t i ci n c l u d i n gr e s o l u t i o nd i s t r i b u t i o n , c a p a c i t o rs c a l i n g , c u r r e n t c o n t r o lo fe a c hs t a g ea n da r c h i t e c t u r es e l e c t i o no fs h aa n dc o m p a r a t o ri sp r o p o s e dt o i n s t r u c tt h ed e s i g no fp i p e l i n ea d c a n8 - b i t2 0 0 - m s sp i p e l i n ec o n v e r t e ro c c u p y i n g 0 5 6 7 m m 2i sp r e s e n t e di no 1 8 岫c m o sf r o m1 8 - vs u p p l yb yt h ei m p r o v e dp o w e r o p t i m i z a t i o na p p r o a c hi nw h i c hi m p r o v e ds a m p l ea n dh o l da m p l i f i e ra n dc o m p a r a t o r a r ea d o p t e dt oc o m p e n s a t et h em i s m a t c hf r o mc a p a c i t o ra n do f f s e tf z o mc a p a c i t o r t e s t r e s u l ti n d i c a t e st h a ti to o l l s n m e s1 7 2 m wa t2 0 0 m s sw i t h4 5 5 d bs n d r 5 7 5 d bs f d r u n d e r1 0 0 m h z i n p u ts i g n a l w h i l ed n la n d i n la r cw i t h i n + o 6 9 - 0 6a n d + o 7 5 - 1 0 5 l s br e s p e c t i v e l y k e y w o r d s ：p i p e l i n ea d c ；p o w e rd i s s i p a t i o n ；c o m p a r a t o r , s a m p l ea n dh o l d a m p l i f i e r c l a s s n o ：t n 7 争+ 2 v 1 1 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：塘 导师签名： 签字日期： 砷年，2 月瑶日签字日期：矽口7 年f ) 月堙日 独创性声明 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：硝 签字日期： 7 年。月片日 7 9 致谢 本论文的工作是在我的导师李哲英教授的悉心指导下完成的，李哲英教授严 谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢三年来 李哲英老师对我的关心和指导。 骆丽教授对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意见，在此表示衷心 的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，李争、李月梅、王春蕾等同学对我论文中的 芯片实现等研究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢我的家人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。 1 1 1 北京交通大学硕士学位论文 序 本文由北京联合大学李哲英教授指导，计划实现全定制高速低功耗流水线型 模数转换器口核，本文研究流水线模数转换器的低功耗设计方法，是此项目的一 个重点研究方向。 a d c 的功耗问题一直以来都是系统设计和芯片设计的难点和热点。在系统应 用层面，p d a ，笔记本电脑和手机等便携式设备要求模数转换功耗尽可能小。在 此背景下，降低a d c 的功耗就成为混合信号设计领域亟待解决的问题。 本文研究初期，搜集了相当数量的文章作为参考，确定了基本的研究思路和 研究重点。从模块级电路入手，搭建a d c 的基本模型，通过仿真定位主要功耗模 块，并对其功耗相关的结构进行优化。接下来对a d c 进行系统级建模，针对流水 线a d c 的结构特点，分别对各级分辨率、取样电容缩减和各级模块设计做出分析， 尤其对各设计阶段的功耗特性给出推导和估算。在研究中，分类讨论了相关噪声 源对电路性能及其功耗特性的影响，为理论分析奠定了基础。 在确定了功耗优化方法后，我和混合信号设计组一共4 人开始了实际电路和 芯片版图的设计和验证工作，历时半年，现在此芯片已流片成功，正处于后期测 试阶段。 本项目由混合项目组协同完成，本人负责整体设计。主要包括设计规范制定， 行为级建模，前端主要模块电路结构确定与仿真，后端部分版图绘制与验证，和 整体性能测试等工作。感谢同组的成员对我工作的帮助和支持。 本文旨在介绍本人研究生阶段对流水线a d c 功耗优化问题的见解，分为6 章， 按照由宏观到微观的思路，逐步提出问题并解决问题。第2 章为模数转换器的简 介；第3 章对功耗分析相关的误差源给出了说明；第4 章为本文的核心，详细阐 述了功耗优化方法和各模块指标的确定方法；第5 章为芯片的实现方案和测试结 果；第6 章是本文的总结和展望。 因时间仓促加之本人水平有限，不当之出在所难免，请读者指正。 引言 1 引言 1 1 研究的背景和意义 深亚微米下短沟道和噪声温度等效应使诸如高线性度、高速、低功耗数据转 换器( a d c ) 等混合信号电路设计难度加大。作为模拟前端重要模块的模数转换 器需要工作在较低功耗下以满足嵌入式便携式系统低耗能要求，此类模块广泛应 用于手机、p d a 、3 g 无线终端和w l a n 中【i l 口因此需要对a i ) c 低功耗问题迸行 研究，并在电路层次提出解决方案。 在a d c 的设计中，其性能指标要求直接决定a d c 韵结构及其各项配置。包 括a d c 的电路结构、合理的系统级配置、主要单元电路的性能、合理的版图以及 工艺参数等因素。作为各级串行总体并行结构的代表，流水线式模数转换器可实 现低功耗指标下高速中高分辨率其总体功耗由系统功耗配置和各级功耗配置情 况权衡得出。宽带高速运放和商速比较器作为其重要模块，在提升a d c 转换速率 方面起到核心作用；合理的自校准和优化的版图结构对a d c 的有效分辨率作用明 显。 基于以上问题的分析，本文着重于系统级建模，针对低功耗的要求，在系统 级提出功耗优化方案的基础上，对a d c 的各级模块提出有效指标。系统配置部分 主要指各级分辨率的分配，各级配置部分包括固定约束下电容逐级缩减，热噪声 等非理想因素制约，以及改进模块结构等方面。a d c 的设计需要在保证设计指标 的前提下，考虑上述各种因素。在各级分辨率确定后，单级电路决定了整体的功 耗和速度。 1 2 国际国内研究现状 随着集成电路生产水平的提高，单片集成a d c 的性能水平也不断提高。现有 若干a d c 结构，以适应各种取样电路性能的要求，包括f l a s ha d c ，两级f l a s h a d c ，折叠a d c ，子区间a d c ，s a ra d c ，流水线a d c ，a - za d c 等。其中f l a s h a d c 采用信号全并行处理方式，在现有结构中速度最高，但其功耗与面积随分辨 率指数增加，不适合高分辨应用：a d o 与f l a s ha d o 特点相反，基于幅度的 精度与时间的精度之问的折中关系，可达到很高的分辨率，但转换速度很低；其 他结构的速度和精度介于这二者之间，将在第二章中详细阐述 北京交通大学硕士学位论文 a d c 的设计就是在分辨率、取样速率和功耗三方面的权衡【2 】。在低功耗要求 下，当分辨率大于1 0 位，取样速率大于i m h z s 时，流水线a d c 是一种很好的设 计方案。但在实现流水线a d c 中，其精度受到许多非理想因素制约，也衍生了很 多研究热点。主要包括结构的研究和单元模块的低功耗设计两个方面。在结构研 究方面，包括级间缩减系数的优化、单元电路的共享复用 3 】等；在单元模块的低功 耗设计方面，包括动态偏置、电流自举运放和动态比较器等。此外，创新的校准 技术也为流水线a d c 特性提供了新的提升空间，主要针对处理信号域的不同分为 数字校准和模拟校准。 国外a d c 的研究更多地关注速度、带宽、功耗问题，以前特别关注的动态范 围问题的重要程度相对下降。过采样技术应用到宽带信号。精度问题有可能从时 间域解决而不是由电压电荷域解决。连续时间的五技术可能会得到更多的应用， 特别是对一些功耗要求苛刻的系统更是如此。数字修正和校准技术可能不单用来 解决直流线性问题，而且用来解决交流线性问题。并行的技术可能会应用的更多。 评价a d c 可能更多地应用综合指标f o m ，而不是单项指标。 国内的此方面研究较为滞后，芯片面世不多，且主要集中在f l a s h 型和s a r 型a d c 等低精度高速或低速高精度的结构上。创新结构设计不多，且大多处于电 路仿真或版图仿真阶段，很少有实际芯片测试结果形式进行的验证。 1 3 本论文的主要贡献 a i x 3 的设计需要在保证设计指标的前提下，考虑量化噪声、热噪声、非线性 误差( i n l 与d n l ) 和孔径误差等因素影响。在各级分辨率确定后，单级电路决 定了整体的功耗和速度。本文针对上述情况，提出一种包括系统配置和各级配置 的功耗优化算法，并以流程图方式表示。采用了上述功耗优化算法，并引入了改 进的取样保持放大器和比较器，在t s m co 1 8 p , mc m o s 工艺下，设计了一个8 位，取样速率2 0 0 m h z 的流水线a d c 。在1 0 0 m h z 输入信号下，s n d r 和s f d r 分别为4 5 5 d b 和5 7 5 d b ，功耗为1 7 2 r o w 。原型测试结果说明此算法可在保证a d c 特性的前提下，达到功耗优化的目的。 提出的功耗优化算法主要包括各级分辨率的分配，电容缩减，各级电流控制， 各级电路结构选择和最后确认五部分，旨在达到规定的静态和动态特性的前提下， 自动获得合适的各级分辨率以及优化的取样电容值，并结合非理想因素确定各级 模块电路。此程序由m a t l a b 实现。在考虑电容失配、o t a 热噪声及有限增益的 条件下，可以确定各级分配的电流和各级电路结构。完成上述步骤后，需要验证 a d c 整体的特性。 2 引言 1 4 论文的组织结构 本文的各章安排如下。第2 章简要介绍a d c 的各项性能参数，主流a d c 的 结构特性，流水线a d c 的基本结构并给出指标间权衡制约关系。第3 章对流水线 a d c 的设计技术进行详细阐述，主要针对误差源给出分析。第4 章提出功耗优化 算法，并给出具体的理论推导和操作说明。第5 章介绍依据此算法的设计方案原 型，并给出芯片测试结果。第6 章为总结和展望。 3 北京交通大学硕士学位论文 2 模数转换器简介 a d c 的各项参数特性可以准确反映一个a d c 的性能，主要可以分为静态特 性和动态特性两大类。本章第1 节对a d c 的重要特性做一简要介绍。第2 节对主 流a d c 的性能作出对比。第3 节简述主流a d c 的结构和性能特点。第4 节给出 流水线a d c 的速度、精度和功耗之间的制约关系。 2 1 a d c 性能参数 2 1 1 静态特性 a d c 的静态特性主要包括微分非线性( d n l ) 和积分非线性( n 忆) 两方面。 d n l 定义为实际步长与理想步长之差，表征由电路元件的非理想特性引入的 模拟增量偏移值。理想步长通常为i l s b 。 d n l k ；堑挚 ( 2 - 1 ) ， 巧= 等 ( 2 2 ) 咋3 为输入动态范围，为a d c 的分辨率。 以3 位a d c 为例，其输入输出特性如图2 - 1 所示。d n l 值不可小于1 ，若某 转换d n l 小于1 ，则此转换必然出现失码情况。即d n l 1 时，数据转换呈线性 状态，则意味输出随输入增加而增加。 数字 图2 - 13 位a d c 的i n l 和d n l 误差 f i g 2 1i n l a n d d n l e n o r o f 3 - b i t a d c 4 模数转换器简介 i n l 定义为转换值与实际模拟量之差。在图2 - i 中表现为输出量偏离连接两个 端点直线的差值。这条直线定义为连接两段理想输出折线中点的斜线。此外，i n l 还可由式2 - 3 确定。 k 肌 ) = d n l ( i )( 2 - 3 ) ，| 0 2 3 式说明某点k 的i n l 值即0 至k 点d n l 值的积分值。 2 冒1 皇 一 丢0 - 0 心= “刁j 4 岱3 s 娃曲神j j 哦确t 嘲c e d e s i 讲t 瓤邬 。鲫l o ( 3 01 , 5 0 0 2 0 0 0 2 5 0 0 3 0 0 0 3 6 0 0 4 0 0 0 c o d e _ t = 1 d bf - 0 s t d ( f , e v = 03 4 图2 - 28 位a d c 的d n l 和i n l 示意图 f i g 2 - 2d n l a n di n lo f 8 - b i ta d c 图2 - 2 为8 位a d c 的静态特性示意图。此测试激励信号为标准正弦信号，采 样点为3 2 7 6 8 。由图2 2 可知，此a d c 在d n l 测试中出现1 个失码状态。综合对 比静态测试结果可客观反映a d c 低频性能。 2 1 2 动态特性 对于数据通信系统来说，使用i n l 私d n l 并不镜完全反映a d c 特性，在频 域，更常使用信噪比( s n r ) 和无杂散动态范围( s f d r ) 等参数来衡量a d c 性 能。这些参数通常采用输入正弦信号著对输出数据进行频域分析获得 5 北京交通大学硕士学位论文 一 ，) l l 口 一 。 弓 羔 a e n = 1 3 1 0 7 2s n r = 6 1g c l bs d r = 5 77 d bs n d r = 5 3 5 d bs f d r = 5 78 d b f r e q u e n c y 【f l f s 】 图2 - 3 a d c 动态特性示意图 f i g 2 3 仍m m i cc h a r a c t e r i s t i co f a d c s n r 通常定义为全量程输入信号功率和输出端噪声功率之比，它表征a d c 所 能辨别的最小输入信号的能力。s n r 中涵盖了量化噪声和电路本征噪声，但不包 括信号谐波。s n r 的测量可通过输入正弦信号并对输出数字信号进行快速傅里叶 变换( f f t ) 得到，一般表示成d b 形式，计算方法如式2 _ 4 所示。 幅频峰值( 棚) 一本底噪声( d 日) = s n r + i o i g n( 2 - 4 ) 其中为取样点数目。在图2 3 中，n = - 1 3 1 0 7 2 ，幅频峰值为0 d b 。本底噪声为1 1 3 d b ， 由式2 - 4 可知其s n r 为6 1 9 d b 。 若定义中只考虑量化噪声，则输出信号的传输函数为锯齿波，考虑其在时域 等概率分布的情况，根据s n r 的定义，当输入正弦信号为全量程范围时，可达到 a d c 的最佳信噪比，遵循2 5 式。 丽碾) = 6 0 2 打+ 1 7 6 ( d b ) ( 2 - 5 ) 其中疗为a d c 的分辨率。2 5 式说明在只考虑量化噪声的情况下，分辨率提高l 位，s n r 相应增加6 d b 。其它噪声的引入也会相应降低a d c 的信噪比。例如考虑 采样频率后，满量程正弦信号的理论信噪比为 厂 ，、 姗) = 6 0 2 开+ 1 7 6 + l o i g - 丢li 伽) ( 2 - - 6 ) z j a u x 其中居为a d c 的采样频率，向 为输入信号的最大带宽。由2 - 6 式可知，若a d c 用超过奈奎斯特采样率采样时，即f s 2 f u h x 时，a d c 信噪比会随五增加而增加。 6 模数转换器简介 这种过采样的方法就是忑的基本原理。本文对此不详细探讨。 总谐波失真( t h d ) 由器件的非线性和a d c 的积分非线性引起，定义为输出 信号f f t 频谱中所有谐波的r m s 值之和，由2 7 式表示。 册悱埘g ( 鱼哼勰 纽 ( 2 7 ) 其中彳 ，卅( 触为基波r m s 幅度，爿肋烈蚴至一f 毋 i r 田为二次到n 次谐波的r m s 幅度。图2 3 显示了此a d c 的三次谐波情况。 信号与噪声谐波失真比( s n d r ) 可比s n r 更全面反映各种参数对电路性能 的影响。s n d r 除考虑s n r 各种噪声影响因素外，还表征了谐波失真引起的性能 下降。s n d r 定义为基带信号能量与谐波、混叠谐波及噪声信号能量之比，如2 8 式所示 厂d 、 s n d r = 1 0 l d 了： 一i ( 2 8 ) 弋& 声+ ，矗失真j 。 基于s n d r 可以得到衡量a d c 性能的另一个指标有效位数( e n o b ) ， 其表达式如2 - 9 式所示。 e n o b ：= s n d r - 1 7 6 6 0 2 s n d r 噪声限制一 fs n d r m x 谐波失真 - 限制 v n 正d b s f d r 图2 4s n d r 随输入信号幅度变化示意图 f i g 2 - 4s n k v 日 r j t si n p u ta m p l i t u d e ( 2 - 9 ) 由以上分析可知，频率特性和输入信号的幅度是相关的。小幅信号主要受量 化噪声制约，而谐波失真主要限制大幅信号，如图2 - 4 所示。对于一般通信系统， 7 北京交通大学硕士学位论文 需要确定s n d r 和输入幅度的对应曲线。对一个n 位a d c ，其理想的动态范围约 为6 0 2 n ( d b ) ，引入量化误差使此范围增加了1 7 e d b ) ，其它因素( 如组成电路引 入的非理想因素) 引入的误差将进一步增加其输入范围要求。则根据式2 - 9 可以得 到一个实际n 位的a d c 究竟与多少位理想的a d c 噪声性能相当，也即知道了实 际a d c 的抗噪声能力。e n o b 具体值与正弦输入信号的幅度和频率有关，所以需 要满足一定的测试要求。 无杂散动态范围( s f d r ) 是指在频率范围内基波( 最大信号分量) 的r m s 幅度与最大失真分量之间的比值，通常用于描述纯正弦输入信号采样的输入频谱中 不应该出现的谐波失真和寄生信号，该指标指出了a d c 的可用动态范围，它描述了 转换器内的带内谐波特性。在设计完善的系统中，该寄生信号应该是基波的谐波。 因为噪声和谐波将限制a d c 的动态范围，所以此指标很重要。计算s f d r 时，只 要对信号做频谱分析，测出信号噪声幅度与谐波中最高的一个尖峰之间的距离。 图2 3 与图2 - 4 分别描述了s f d r 在不同坐标系的计算方法。 2 2 各类a d c 性能对比 业界主流a d c 包括以下几种，因其取样速率，功耗和分辨率不同适用于不同 场合。本文仅对其特性和主要组成元件做一对比，不再详细讨论。见表2 1 。 表2 - 1a d c 性能及元件要求对比表 t a b 2 一lc o m p a r a t i o nb e t w e m l la d cp e r f o r m 腑柏db u i l d i n 酬o c b 2 3 流水线a d c 基本结构 模数转换器简介 对f l a s ha d c 来说，比较器判决后即可生成数字输出。整个系统的瓶颈在于 比较器数量随分辨率增加很快( 1 0 位a d c 需要1 0 2 3 个比较器) 。对精度和功耗权 衡考虑，若比较器可以在时域平均分布，即比较判决分布在各时钟周期，则每个 周期所需要的比较器可以大大减少。基于上述考虑，为减少硬件开销，提高转换 速率并降低转换功耗，数字系统流水线的概念被弓i 入a d c 设计中。在基本的流水 线a d c 时序结构中，取样和放大是两个相互交替，逐级执行的步骤。图2 - 5 为8 位流水线a d c 时序结构图。 工 玉 - - 一 z m z s ： m _s 2m 2 、 日舀 矗) 一 乱 s t 一， m im z s 。m r南m 是m 1岛捕 s 。m is 2 s m j s 蕾术缉铸聿lt t 出有蕺鼙花 j 图2 - 58 位流水线a d c 时序图 f i g 2 5t i m i n gd i a g r a mo f s - b i tp i p e l i n e a d c 图中t s 为取样周期，s 表示a j ) c 的取样阶段，m 表示a d c 的乘2 和减法阶 段。由图2 5 纵向分布可见若模拟数据连续输入，若干初始周期后，各个流水线均 会同步处理数据，且相邻两级处于不同的处理周期中。全部时序逻辑由一个时钟 生成模块控制，一般为两相菲交叠时钟。图2 - 5 还说明流水线a d c 因其特殊的传 输结构，具有固有传输延迟。对于8 位a d c ，其固有传输延迟为5 个取样周期， 与数字校正逻辑一起。共需要6 个取样周期才可以有正常的数字信号输出。这在 一些要求很高的实时处理系统中是一个劣势。在反馈系统中应用受限制，除此之 外就整体而言是一种非常有优势的结构。 为实现上述时序逻辑，需采用如图2 - 6 所示流水线a d c 结构。此图给出了组 成流水线a d c 的基本模块，其中包括一个输入取样保持放大器( s h a ) 和7 级流 水线。除末级模块纤。其它各级均包含一个乘法数模转换器( m d a c ) 和一个子 a d c ，其中m d a c 由s h a ，子d a c 和一个减法器组成。末级模块为一个2 位f l a s h 9 北京交通大学硕士学位论文 a d c 。第一级的采样保持电路用来采样初始输入信号，后级的采样保持电路采样 前一级的余数。该结构允许流水线在下一级采样前级的余数时，上一级开始处理 新的采样，因此，吞吐能力与流水线的级数无关。每一级可在一个时钟周期内完 成自身的转换工作，从系统来看相当于一个时钟周期完成了一次转换。系统的采 样频率由单级的转换时间决定，这极大的提高了转换速率。其硬件开销基本与转 换位数呈线性关系。流水线a d c 虽然吞吐量与流水线的级数无关，但对于任何给 定的采样，转换时间与流水线中的级数成正比，这是因为信号在完整的输出产生 以前必须通过所有的级。放大器用来放大余数信号，然后传输到下一级，这样对 下一级比较器的分辨率要求降低了。该放大器的作用就是流水线后级的比较器不 需要达到其它的多级a d c 要求达到的最小精度；增加该放大器的缺点是它可能成 为a d c 主要的功耗源。比较器存在的失调可以很容易用自校准技术解决。由于流 水线各级可并行工作而且允许比较器有较大的失调，所以流水线非常适合于高速 高分辨率的应用。 数字校正模块 移位寄存器模块( 数据同步) d 崔刍岛雏习岖辜h 蚤”：吖蓥堰 图2 - 68 位、1 5 位级流水线a d c 结构图 f i g 2 - 68 - b i t , 1 5 b l p i p e l i n ea d c 此流水线采用1 5 位像形式实现。各级实现对输入的粗量化( 子a d c ) 、量化 结果的数模转换( 子d a c ) 、余量生成、余量放大等4 个功能。两相非交叠时钟控 制取样和保持操作在各级间协调进行，使每个时钟周期均产生量化输出值。采用 1 5 位级结构具有两个主要优点。首先，各级增益为2 ，使得采样保持放大器获得 最大带宽。其次，每级只需要2 个比较器，且比较器失调在，4 内均可校正而 不会影响a d c 的线性度和信噪比。此外大幅度的误差校正可缓解各级设计压力。 流水线a d c 设计存在级分辨率大小的权衡。很显然，高的级分辨率产生低的 1 0 模数转换器简介 流水线延迟，高的级分辨率设计较复杂，低的级分辨率与之相反。本文将在后续 章节详细讨论此问题。此处只指出，因为小的级分辨率在低的闭环增益条件下， 具有小的反馈因子，更容易实现快速的开关电容电路，所以1 0 位以下的a d c ，长 流水线与小的级分辨率的设计性能更好。此外，采用数字逻辑对电路进行校正可 缓解级电路的设计的精度要求， 因为各级均对余量放大至同一量程，故级精度要求逐级递减。所以运放的增 益和带宽要求也可以相应降低，对应的功耗和芯片面积也可以减小。如图2 7 所示。 2 3 1n ) a c 翦级嘬声t 感后级匹配敏感( 数字技正) 图2 - 7 典型8 位流水线a d c 功耗分布图 f i g 2 7p o w e r d i s t r i b u t i o no f t y p i c a l8 - b i t p i p e l i n e a d c 图2 - 8 流水线单缓模块结构 f i g 2 - 8s i n g l es t a g ea r c h i t e c t u r eo f p i p e l i n e a d c 摊 匿 北京交通大学硕士学位论文 图2 - 8 为流水线单级模块结构图。开关电容技术可实现取样保持放大器、子 d a c 以及减法器功能。子a d c 为比较器阵列以产生适当的数字输出并为取样保 持放大器选择合适的参考电压。在以上配置中，s h a 与子d a c 为主要功耗模块， 包括时钟产生电路和其它数字逻辑在内的模块均耗能较少。 m d a c 由s h a ，子d a c ，减法器和级间放大器组成。图2 - 9 为典型的取样保 持( s i - i ) 结构嘲。在取样阶段( 咖，) ，输入信号同时被取样电容( 白) 和反馈电容 ( c ) 取样。在放大阶段( 奶) ，取样电容中存储的电荷传输至反馈电容中。理想 情况下，整个传输过程遵循式2 1 0 和2 - il 。 q “岛) = 圪【( j + c ，) = 9 0 哆) = 圪。c r ，( 2 - 1 0 ) 鳖：鱼生 圪 c ， 图2 - 9 传统增益级电路结构图 f i g 2 - 9t r a d i t i o n a l 驴i ns t a g ec i r c u i t ( 2 - 1 1 ) 图2 - 9 中共模电位位置可由图2 - 8 所示的电位选择器( m u x ) 代替。此m u x 由子a d c 输出的数字信号控制，且可选电位为+ p 锄0 ，p ；驴上述m d a c 的运 算步骤如下。在取样阶段，模拟输入信号作用于g 和c i 的同时，也作用于子a d c 产生m u x 的电位判决信号。在放大阶段，反馈电容与输入信号断开，并连至放大 器输出端。m d a c 输出信号可表示为式2 1 2 匕= lc s c + c rf 一晶导 ( 2 - 1 2 ) 其中岛为判决因子。当c s = c ，时，由输入模拟值可确定岛为+ 1 ，0 ，1 三值之一， 式2 1 2 即可简化为式2 - 1 3 。 1 2 模数转换器简介 = 2 。圪一s o = 2 吁i fp 等 2 叫r 一等 吒 等 2 小i f 矿 - - - 等 式2 1 3 可表示为图2 1 0 。 2 3 2 子a d c i 0 0ci 、7f 竖 7q -? 。 图2 1 01 5 位级m d a c 电压传输特性曲线 f i g 2 1 0 t r a n s f e r c u r v e o f p i p e l i n e a d c 、v i 山1 5 b 妒 如图2 8 所示，子a d c 是级电路的另一个主要组成模块主要实现两个功能。 首先对前级s h a 的输出电压进行租量化。其次产生数字编码以控制m d a cm u x 的电位。此控制信号可由组合逻辑产生，亦可从只读存储器( r o m ) 获得。 多数流水线a d c 以开关电容( s c ) 电路实现基本功能，s c 电路由两项非交 叠时钟控制电路在取样或保持两个状态闻转换。在保持阶段，子a d c 产生粗量化 数字输出量并为m d a c 提供电平选择控制信号。为提高a d c 取样速率，使m d a c 建立时问最大，子a d c 控制信号到达m d a c 的时间应尽量减小。因低分辨率f l a s h 型a d c 具有简单高速特性，故流水线a d c 中的子a d c 一般为f l a s h 结构。常见 的分辨率位数为2 ，3 ，4 ，5 。 如图2 8 所示，设k = 6 ，则此图为一个2 5 位f l a s h 型子a d c ，其中包括6 个 比较器6 个参考电位，1 个编码逻辑和输出m d a c 电位选择信号的解码逻辑。 当输入信号达到子a d _ c ，6 个比较器将对对应韵输入电位进行比较，并输出二进 制逻辑， 北京交通大学硕士学位论文 子a d c 中比较器的类型由级分辨率决定。在2 位级时，可采用动态比较器， 其优点为功耗和芯片面积均较小。对于大于2 位级的情况，因动态比较器存在固 有较大电压失调，需要采用带有预放大级和再生锁存器的比较器。上述失调电压 可通过预放大和进一步的自归零技术降低。 2 3 3 数字校正原理 对流水线a d c 的数字校正技术类似于长除计算求商的步骤，如2 1 4 式所示 商 除数雨隔i 甄余数 ( 2 1 4 ) 除数对应模拟输入值，被除数对应全量程电压值，商表示数字输出，余数表 示量化误差。随着除法运算逐位进行，对应的流水线a d c 各级精度要求随之降低。 设除数为x ，被除数为掘1 y n - 2 y 】，商为鲥l a 吨a t ，倍乘因子为b 。x 与y 等 长，且y 的每一位均明确表明其数量级( 其中h 为m s b ，y t 为l s b ) 。遵循以上 表述，2 1 4 式可改写为2 1 5 式。 0 【n o 叫a l xf 磊 焦 ( 2 1 5 ) ( y n - x a n ) 卧y , - i - x o n - i r l 其中1 1 为两位除法后的余数。若x 对y 的各位除法中，除数x 存在失调问题，则 此长除过程的不正确余数将依次进入下一位计算，从而产生错误的商值。上述情 况类似于流水线a d c 的各级中存在的比较器失调问题。由f l a s h a d c 作为核心的 子a d c 产生的失调会导致m d a c 电平错位，并使后续减法操作结果错误。以上 问题的原因在于简单长除会使失调误差逐级传播。因此，若每次除法的误差被自 动识别，通过调整对应位商的值，可消除此级误差传入下级的可能。如式2 1 6 所 示 a n0 k 1 l x 医磊 墨 ( 2 ，1 6 ) ( y 。而：) 肛1 x 五- l 1 4 模数转换器简介 其中若i 检测到错误后，其误差可通过选择合适的石使得n = 龟来实现。以下是 一个阐明上述问题的实例，设被除数为5 0 ，除数为7 ，则理想的运算过程如式2 1 7 所示。 2 - _ l 生乞址 7 so o ooo o o 壤参考电位= 璺_ l 余量 l 余量放大 10 减参考电位王 余量3 余量放太3 0 减参考电位 余量 余量放大 减参考电位 余量 余叠放大 减参考电位 余量 会量放大 减参考电位 余量 余量放大 减参考电位 余量 上述除法运算符合表2 2 所示的理想阈值转换情况。 表2 - 2 无失调情况下a d c 阈值表 t a b 2 2a d ct h r e s h o l dw i t h o u to 伍 c t ( 2 - 1 7 ) 由表2 - 2 可见，理想情况下，比较器阈值与参考电位一致。而比较器失调会导 致其阈值的改变。下面的例子引入错误阈值。注意，表2 3 所示的阈值转化表的参 考电位正确，但判决值出现错误。 1 5 舶一2加“一。6 “一。n，如盟。 - 北京交通大学硕士学位论文 表2 3 引入失调情况下a d c 阈值表 t a b 2 3a d ct h r e s h o l dw i t ho f f s e t 其对应的长除表达式为2 1 8 式。 2 j 生30q 0 7 5oo o o o o o 减参考电位生生 余量 l 余量放大 10 减参考电位土 余量3 余量放大3 0 减参考电位二丝一 余量 2 余量放大 2 0 减参考电位 - 2 1 一减错误参考值 ( 2 - 1 8 ) 余量1 r 余量放大10 + 一放大余量超眼 减参考电位：q 一 余量 一l0 余量放大 - 10 0 减参考电位尘 余量 10 0 余量放大 - 100 0 减参考电位= q 一 余量 10 0 0 注意在2 1 8 式中，放大后的余量已经超过表2 3 的范围，造成余量逐级被放 大，故整个a d c 的精度被限制在出错位上 具有比较器失调的a d c 类似于长除参考的判决电平( 由比较器失调决定) 偏 离参考电位的情况。错误判决电平将导致可能产生超出阈值表的较大余量。可通 过延拓阈值表的长度使大余量情况得以解决。在此条件下，商的结果与之前不同， 但其中的有效信息并未丢失。表2 - 4 为校正的a d c 阈值表。 1 6 模数转换器简介 表2 4 失调情况下引入数字校正技术的a d c 阈值表 t a b 2 - 4a d ct h r e s h o l dw i t ho f f s e ta n dd i g i t a lc o r r e c t i o n 上表对应的长除式如式2 1 9 所示 减参考电位兰生 余量 l 余量放大 l0 减参考电位 余量 余量放大 减参考电位 余量 余量放大 减参考电位 余量 余量放大 减参考电位 余量 余量放大 减参考电位 余量 余量放大 减参考电位 余量 7 3 3 0 28 2 2 0 二型一+ 一减错误参考 1 - l0 + 1 4 4 4 0 j 正一 5 5o j 卫 ( 2 - 19 ) 将2 1 9 式反推如下式2 2 0 。 被除数= 嘉+ 嚣+ 盖一等+ 万2 1 + 器+ 而7 + 4 9 = 5 0 ( 2 - 2 0 ) 由2 - 2 0 式可知，采用延拓阈值表的方式可以有效解决大余量问题，所有信息 均未丢失。 流水线a d c 欲采用上述数字校正技术，需要加入额外的比较器，并且放大器 的量程范围也需要相应扩大 北京交通大学硕士学位论文 2 3 41 5 位级数字校正 基