（微电子学与固体电子学专业论文）基于锁相环结构的5GHltzgt频率综合器设计.pdf

摘要 7 7 2 1 3 本文采用了特许o 3 5 i _ t m r f c m o s 工艺设计了应用于h i p e r l a n 2 标准 5 1 5 - 5 3 5 g h z 频段的整数n 频率综合器。集成电感电容压控振荡器采用片上螺旋电 感与增强型m o s 变容管，调节范围达到1 0 8 。反馈环路中的预分频器采用相位 开关技术消除了高频下分频比改变时产生的毛刺。电荷泵采用伪通路抑制控制电路 开关引起的电流源电荷预分配效应。 参考频率1 2 m h z ，实现分频比为4 2 2 - - 4 5 2 ，步进为2 ，则整个频率综合器频率 输出范围为5 0 6 4 g - 5 4 2 4 g h z ，步进2 4 m h z 。晶体琶+ 级仿真结果显示频率综合器 的锁定时间为2 8 u s ，频率切换时间为2 2 u s ，功耗7 0 2 r o w ，其中v c o 消耗2 0 6 r o w ， 预分频器4 0 m w ，可编程除法器7 8 r o w ，鉴频鉴相器o ，8 r o w ，电荷泵1 m w 。综合 频率5 2 3 2 g h z 时的相位噪声为1 0 7 d b c h z 1 m h z 。版图面积为8 2 5 u m 7 1 0 u r n 。 关键词：锁相环，压控振荡器，预分频器，可编程除法器，鉴频鉴相器，电荷泵， 环路滤波器，相位噪声 a b s t r a e t af r e q u e n c y s y n t h e s i z e r b a s e d o n a n i n t e g e r - na r c h i t e c t u r e i sd e s i g n e df o r h i p e r l a n 2a p p l i c a t i o n t h es y n t h e s i z e f 茭a b r i c a t e di nc h a r t e r 3 5r fc m o st e c h n o l o g y af u l l yi n t e g r a t e dc r o s s c o u p l e dl cv c oi si m p l e m e n t e d e m p l o y i n go n c h i ps p i r a l i n d u c t o r sa n da c c u m u l a t i o n m o d ev a r a c t o r s ，t h ev c og o taw i d et u n i n gr a n g e ( 1 0 8 ) i nt h i sd e s i g n ，a na s y n c h r o n o u sp r e s c a l e ri se m p l o y e dw i t hp h a s e s w i t c h i n gt e c h n o l o g y t oe l i m i n a t et h eg l i t c hw h e nd i v i d er a t i oc h a n g e s ad u m m yr e f e r e n c ec i r c u i ti nt h e c h a r g e - p u m pc i r c u i ti se m p l o y e di nt h ec h a r g e - p u m pc i r c u i tt or e d u c et h ec h a r g e s h a r i n g e f r e c t w i t ha12 m h zr e f e r e n c ei n p u t ，t h eo u t p u tf r e q u e n c yr a n g eo ft h es y n t h e s i z e ri s 5 0 6 4 g 5 4 2 4 g h z i tc a nb et u n e dt o 1 6c h a n n e l s ，2 4 m h zc h a n n e ls p a c i n g t h e s i m u l a t i o nr e s u l to ft h es e t t l et i m ei s2 8 u s ，w h i l et h ec h a n n e ls w i t c h i n gt i m ei s2 2 u s t h e t o t a lf r e q u e n c ys y n t h e s i z e rd r a w s7 0 2 m a t h ev c oa n dt h ep r e s c a l e rd r a w2 0 4a n d4 0 m a ，r e s p e c t i v e l y t h ej i t t e ri s1 7 f sw h e nt h eo u t p u tf r e q u e n c yi s5 2 3 2 g h z ，w h i c hm e a n s t h ep h a s en o i s ea t1 m h zo f f s e ti s - 1 0 7 d b c h z t h es i z eo ft h ef r e q u e n c ys y n t h e s i z e ri s 8 2 5 t l m 7 1 0 u m k e yw o r d s ：p l l ，v c o ，p r e s c a l e r ，p r o g r a m m a b l ed i v i d e hp f d ，c p , l p , p h a s en o i s e 第一章绪论 第一章绪论 1 1 研究意义 随着无线通信技术的发展，工业界在移动电话，无线局域网( w l a n ) 和全球 卫星定位系统( g p s ) 应用上制定了频率范围9 0 0 m 5 8 0 0 m h z 的标准。 无线局域网是计算机网络与无线通信投术相结合的产物。它利用射频( r f ) 技 术，取代旧式的双绞铜线构成局域网络，提供传统有线局域网的所有功能，网络所 需的基础设施不需再埋在地下或隐藏在墙里，也能够随需移动或变化。使得无线局 域网络能利用简单的存取构架让用户透过它，达到“信息随身化、便利走天下”的 理想境界。w l a n 是2 0 世纪9 0 年代计算机与无线通信技术相结合的产物，它使用 无线信道来接入网络，为通信的移动化，个人化和多媒体应用提供了潜在的手段， 并成为宽带接入的有效手段之一【l 】。 无线通信射频前端介于天线与数字处理部分之间。接收部分需要探测微弱的天 线信号，频率高达2 4 g 5 8 g 。发送部分需要发出约l 瓦的信号功率。应用在w l a n 的收发器要求能工作在足够宽的频带。而用于产生本地振荡信号( l o c a lo s c i l l a t o r ) 的频率综合器，为收发器中的关键部件。图1 1 1 为零中频收发器的结构框图，又称 之为h o m o d y n e 收发器或d i m c t c o n v e r s i o n 收发器( 相比s u p e rh e t e r - o d y n e 结构易 于集成) 。接收信号时，直接降频到基带频率，则本地振荡振荡器的频率即为载波频 率，且需要在不同信道间高速切换。 图i 1 1 ；无线收发器框图 1 2 频率合成技术研究现状 常用的频枣合成方法有直接模拟合成，直接数字合成与基于锁相环的频率合成。 直接模拟合成用一组晶振作为频率参考源，采用倍频，混频，分频技术合成所需频 率，一个直接模拟合成频率综合器如图1 2 1 。 第章绪论 2 a 0 m h z 2 ha m h z s w i t c hs ts w i t c hb 譬下(18+d)mh ： 罩 图1 2 1 ：直接模拟合成 切换开关a 、b 、c 、d 为选择拿一个支路的频率送到混频器，假设切换开关a 选 择1 9 m h z 支路，a 等于1 ，第一级混频输出为2 1 m h z ( 2 a 0 m h z ) ，经分频后为2 ，1 m h z ： 切换开关b 选择2 0 m h z 支路，b 等于2 ，第一级混频输出为2 2 1 m h z ( 2 b a m h z ) ， 经分频后为2 2 1 m h z ，第四级混频输出为2 d c b a m h z ，最后一级混频器减去 2 0 m h z ，频率合成结果为d c b a m h z 2 1 。直接模拟合成的优点是频率切换快，频谱 纯，缺点在于难以集成，功耗大。 直接数字合成，将正弦波形的样本值存储在一个存储器中，在每个时钟周期， 用查表方法对存储器进行访问，存储器输出的数字信号通过一个数模转换器变换成 为模拟信号，数模转换后面再通过低通滤波器滤除不需要的频率分量( 图1 2 2 ) 。 优点是易于集成，可以取得很高的频率分辨率和实现很高的频率切换速度，但是受 到存储器以及数模转换器速度的限制，难以实现高频综合，同时伴有严熏的毛刺。 图1 2 2 ：直接数字合成 在所有的无线通信应用中采用的都是基于锁相环的频率合成技术。可以合成很 高的频率，同时易于集成。锁相环电路的应用已有数十年。基本的锁相环电路输出 信号同步于输入参考信号。输出信号与输入参考信号同频并且相位差为固定值。一 个简单的锁相环电路框图如图1 2 3 。 图1 2 3 ：p l l 框图 第一章绪论 鉴相器比较输入参考信号与压控振荡器( v c o ) 的输出信号，误差信号v 。正比 于两者的相位差。v o 经低通滤波器产生v c o 控制信号v 。负反馈环路强制v c o 锁定 输入参考信号频率。 集成电路技术的发展使得锁相环电路应用到消费电子、无线通信、汽车电子等 领域。在通信领域中，典型应用包括时钟与数据恢复，幅频、相频调制( a m ，f m ) ， 二进制相移键控( b p s k ) ，锁相环接收器，和频率综合器。 在锁相环反馈回路中插入一个除法器即可构成频率综合器，如图1 2 4 。 图1 2 4 ：基于p l l 的频率综合器 环路输出频率f 。与输入参考频率f 。关系为： f 。= n f = f n + v 。k m 式中f 。为v c o 本征振荡频率，k v c o 为v c o 的增益。通过调整除法比n 就可以得到 不同的环路输出频率。 本文即采用的基于锁相环的频率合成技术设计了应用于h i p e r l a n 2 标准的 5 g h z 频率综合器。近年来国际上发表的5 g h z 频率综合器性能如表i 。2 1 ， 表1 2 1 ：近年论文成果 作者 b e h z a dr a z a v ih a m i dr p a t e e , h ，c t c b h k l e p s e r ，e t c ， p r o r e p o a o fu c l a s y m p o s i u mo nv l s i 出处r f l cs y m p o s i u m0 1 1 5 】 9 7 - 9 8 3 】 c i r c u i t s9 9 4 工艺0 4 u r nc m o s0 2 5 u r nc m o ss i g cb i c m o s 频段( g h z ) a r o u n d5 24 8 4 ，49 9 45 5 6 4 功耗4 7 m w3 2 m w9 m w 相位噪声 - 1 0 0 d b c h z 1 0 m h z- 1 0 1 d b c h z 1 m h z - 11 0 d b e h z l m h z 边带噪声5 0 d b c- 4 5 d b c7 9 d b c 锁定时间 4 0 u s 7 3 u s n a 第章绪论 续表1 2 1 ：近年论文成果 作者 c h i h - m i n gh u n g ，e t c x i a o m i ny a n g ，c t c s p e l l e r a n o ，e t c 出处j s s c0 2 1 6 r f i cs y m p o s i u m0 2 7 】j s s c0 a 8 工艺0 ，2 5 u r nc m o s 0 2 5 u r nc m o s0 2 5 u r nc m o s 频段( g h z ) 5 ，2 5 5 5 45 1 7 5 3 35 1 4 5 7 0 功耗 2 3 m w3 0 m w1 3 ，5 m w 相位噪声 8 8d b c h z 4 0 k h z - 1 2 0d b c l - l z i m h z 一1 1 6 d b c h z l m h z 边带噪声 6 9 d b c n a 7 0 d b c 锁定时间 n a 3 u s 1 0 0 u s 可以看到文献 5 中采用的s i g e b i c m o s 工艺，在芯片功耗、噪声性能上都取得 了优异的表现。但是由于基带芯片采用c m o s 工艺，则难以同时集成射频前端与基 带芯片。对于采用c m o s 工艺设计的5 g h z 频率综合器，朝着低功耗，高性能方向 发展。 1 - 3 内容与章节安排 本文设计了应用于h i p e r l a n 2 标准的5 g h z 频率综合器，采用四阶电荷泵锁相 环整数n 频率综合器，频率输出范围为5 0 6 4 g - - 5 4 2 4 g h z ，步进2 4 m h z 。 第二章介绍了锁相环的设计原理，包括动态特性与噪声分析。第三章根据 h i p e r l a n 2 标准，确定5 g h z 频率综合器的设计指标，据此设计了5 g h z 频率综合 器的架构。第四到第七章分别介绍了各个模块的电路设计与仿真结果，第八章为总 体环路的仿真结果与版图实现，最后在第九章做一个总结。 第二一章锁相环系统的动态特性与噪声分析 第二章锁相环系统的动态特性与噪声分析 2 1 锁相环系统的动态特性 简单电荷泵p l l 环路的框图如图2 1 1 。鉴频鉴相器控制电荷泵的电流开关，对 电容c z 充放电，作为v c o 的控制电压。 v d d 图2 1 1 ：简单电荷泵p l l 环路 p l l 环路是一个离散时间系统，当p l l 环路的环路带宽小于参考频率的1 1 0 时，可以采用线性模型，线性模型下电荷泵p l l 环路线性模型如图2 1 2 。 e h n p h a s e l o o p d e t e c t o rf i l t e r v c o l o o p d i v l d e r 图2 1 2 ：电荷泵p l l 环路线性模型 p l l 环路开环传递函数可写为： h ，= k p d 订k v c o f “) 闭环传递函数为： e 叫i 第、章锁相环系统的动态特性与噪声分析 氏一2 叠k e o 透k z c o 五f ( o 其中k p d 为鉴频鉴相器的增益，对于电荷泵型锁相环，k p d 定义为相差晓时充 入环路滤波器的误差电流i 一，即： k p d = l ： 而在一个周期2 ； r f 。r 内，电荷泵对环路滤波器充入的电流为i ，时间为包， 则在一个周期内充入环路滤波器的误差电流t 为： t ：生，：旦笪，：丝 t ：。k2 7 r f 。f 2 n 鉴频鉴相器的增益可以表示为： k p d = ( a m p s r a d i a n ) v c o 的线性模型如图2 i 3 。 图2 1 3 ：v c o 线性模型 v c o 的传输函数为k v c o s ，在零点有一个极点。对于只有个电容c z 的环路 滤波器，其传输函数为鼻，) = 苞i _ ，l j p l l 环路的闭环传递函数可以表示为： i k k o h 。= j 2 匿r e c , s 2 + 二二殛址 n 2 石e 第：章锁相环系统的动态特性与噪声分析 在这个闭环系统中包含了两个虚数极点因此是不稳定的，需要修改系统的相 位特性，使得在增益交点处的相位偏移小于1 8 0 。采用的方法如图2 1 3 ，在环路 滤波电容上串联个电阻，在环路增益中引入一个零点。 v d d v 翥篓圭 定义本征频率蛾为： 一i ：焉l k v c o e 阻尼因子f 为： f = 华 电荷泵p l l 环路的闭环传输函数转换为 一啦缄一篙) + 卯 “2 再袁嚣每 对于电荷泵p l l 的环路带宽，纰。，与本征频率峨、阻尼因子f 的关系可以表 示为【9 】： 峨。= o j 2 ( 2 + 1 + 扼f 而i 第- 二章锁相环系统的动态特性与噪声分析 环路带宽的选择同锁定时间与抑制v c o 的噪声有关，v c o 的噪声是p l l 的主 要噪声来源，其高频噪声由环路滤波器滤除。当环路带宽取得大时，p l l 锁定时间 减少，抑制v c o 的噪声能力下降。同时为保证上述分析的连续特性，环路带宽需 小于参考频率的1 1 0 。因此根据具体应用做折中。 阻尼因子f 影响到环路的稳定性能。假定p l l 的本征频率。恒定为1 0 0 k h z ， 调整f ，仿真p l l 环路的闭环传输函数对于相位阶越的稳定时间图如图2 1 5 b j 2 ，勰1 ，5 ， & 长 、 驴 7 k p d 。2 0 u a 2 7 r k ：= 2 0 0 m h z | y n = 1 0 q = 2 i r l o o k h z f 1 622 ，533导44 | 5 “的 x 1 一 图2 1 5 ：p l l 环路的闭环传输函数对于相位阶越的稳定时间图 可以看到在频响稳定到1 0 前，阻尼因子f 越大，稳定时间越短。阻尼因子f 优 化值为o 7 0 7 。 图2 1 4 所示的增加一个零点的p l l 环路仍存在一个问题，由于电荷泵的开关 特性，系统实际上为离散时间系统，在每个开关导通和关断的瞬间，在环路滤波器 的电阻上都有一个电流的跳变，引起v c o 控制电压的跳变，干扰了v c o 的输出相 位。为解决这个问题，在环路滤波器中引入第二个电容c p ，与r z 、c z 并联，抑制 v c o 控制电压的跳变( 图2 1 6 ) 。 第一章锁相环系统的动态特性与噪声分析 v d d 图2 1 6 ：三阶p l l 环路 文献 1 0 】中指出，只要c p 在c z 的l 5 到1 1 0 之间。对本征频率与阻尼因子 f 影响不大，即在p l l 线性模型中对环路性能影响不大。文献 1 1 贝t j 指出， c p 需 要小于c 2 的1 1 0 。现重建包含c p 的p l l 线性模型。 二阶环路滤波器的传输函数为： 1 + s f ，= ：- - - _ _ - - - - - ：- - _ _ _ - - 一 ” 5 ，( c ：+ c ，) 【l + 5 f p 】 f 。= r ：c ： 矿足b 丐1j 吩c p 环路滤波器在零频率有一个极点，国：有一个零点。一个极点。开环传递函 数可以写为： = 畚而弗赢 在零频率有两个极点，敛处有一个零点，处一个极点。为保证环路稳定不振 荡，需要开环传递函数在增益为一时的相位远离一1 8 0 。，相位裕度6 0 。通常被认为是 最合适的数值。考察开环传递函数的相位，在零频率时达到了1 8 0 0 ，由于f ，的零点， 相位向9 0 。上升，再由于f n 处的极点，在相位还未达到- 9 0 。时又下降，直到一18 0 。 ( 图2 1 7 ) 。 第章锁相环系统的动态特性与噪声分析 重 喜 孟 e o * w - m 图2 1 7 ：开环传递函数波特图 定义p l l 开环传递函数在增益为一时的角频率为咏，文献【1 2 】中指出对于频率 的纹波可以以因子f ，抑制。q ，可近似为： 妒等争矗= 笔学 令峨= 吾吐，敛= 痧，则= a - f l l o 以满足第三极点以及功c 的近似 式。则有： r = 薏q 口 i - k 。口 t 2 丽2 互而孑 分击= 器，去 现在需要确定的参数为电荷泵充放电电流v c o 增益，除法器分频比，环路增 益为一时的角频率，因子a 与。文献【1 3 】指出当口= = 4 时，可以取得约为6 0 。 的相位裕度。其他参数的选取需要考虑功耗、锁定时间、噪声性能、集成度的折中。 矗p)10 第。章锁相环系统的动态特性与噪声分析 2 2 锁相环系统的嗓声分析 p l l 电路噪声主要来源于v c 0 与参考频率晶振，由于晶振在片外实现，先分析 v c 0 的电路噪声来源，再简单分析环路各个模块的噪声对环路的影响。 2 2 1v c 0 的噪声 l c 结构的v c o 与环振等结构的v c o 相比，可以取得更好的相位噪声性能， 因而在无线r f 接发系统中采用最为广泛【1 3 】。其中电感及变容器又是l cv c o 中 最大的设计难点。以c m o s 工艺集成在片螺旋电感，一般采用高层金属绕成中空多 边形，电感的大小与q 值同线宽、线间距、线圈数等相关【1 4 1 5 】。 l cv c o 的原理图如图2 2 1 。在l c 谐振器电感与电容支路有串联电阻r l 与 r c ，同时有一个与谐振器并联的电阻r p 。正反馈负阻网络消除谐振器中电阻损耗， 维持电路稳定振荡。 图2 2 1 ；l c v c o 的原理图 2 2 1 1r p 噪声贡献 分别讨论谐振器中电阻对噪声的贡献，先考虑与谐振器并联的电阻r p 的贡献， 示意图如图2 , 2 2 。r p 的热噪声等效电路为一个阻值为r p 的理想电阻和一个并联的 电流源。噪声电流源的单边谱密度为4 k 1 讯p ，单位为平方安培每赫兹，k 为玻尔兹 曼常数。 第二章锁相环系统的动态特性与噪声分析 l 如上图虚线所示，切断反馈，环路的开环传递函数可以表示为： n 娟m 氓p j 甜1 s 卜g “i 量面 开环传递函数虚部系数为： 嘁一一2瓯五co碲l(1-c02lc) 当0 9 0 = 击时，开环传递函数虚部系数为零，则为谐振器的振荡角频率。则 v 上o 跨导g 。需使得开环传递函数在c o o 时增益为一，维持环路振荡。即： h 。= g ug o r e = 1 j = 瓦1 一丝s l s l “2 毪2 面下2 丽 第一章锁相环系统的动态特性与噪声分析 瓦= 瓦。1 2 = 瓦f 志f 2 考察离振荡角频率频偏处的输出噪声谱： 吃，( + a r o ) = 峨i 皿( + 脚) l 2 设= 1 h 。假定有： “纠。( 栖 对( c o o + a r o ) 采用泰勒级数展开一阶近似： u 叫咖u 计鲁卜 = 1 十 = 1 + 2 j c a 2 j c a r o 则包含谐振器并联的电阻r p 的l cv c o 离振荡角频率频偏出处的输出噪 声谱可写为： 吃( + a r o ) = 赡l h 。( + 鲫) 1 2 = 磊i 赤l 4 k tl r p 4 c 2 a r 0 2 坩丽1 ( 意) 2 2 2 1 2r l 噪声 再考虑谐振器电感支路串联电阻r l 的贡献，示意图如图2 2 3 。r l 的热噪声等 效电路为一个阻值为r 。的理想电阻和一个串联的电压源。噪声电压源的单边谱密 度为4 k t r l ，单位为平方安培每赫兹，k 为玻尔兹曼常数。 第二章锁相环系统的动态特性与噪卢分析 图2 2 3 ：r l 噪声贡献模型 环路的开环传递函数可以表示为： h = g u b l + r l ) | | i 1 = g m _ r h l + k l s l 而 挪去辟断环懒数虚部黝引蚴谐振器的黼 频率。则跨导g m 需使得开环传递函数在时增益为一，维持环路振荡，即： 赫+srcs 2 l c i l 。 l l + “ ：g l ：1 ”r ，c g m = 毋i c “r 。- ( c o o t ) 2 h 。 2 畿2 而忑琢r 万l + s l 丽2 矗r 磊z + s l voo,：芒臻l12：万r v r l i 。+ 心r i 设乙。= 1 一兰+ s 2 l c ，考察离振荡角频率频偏珊处的输出噪声谱，假定： 至：= 垦塑塑堡墨竺塑垫查堡竺兰壁生坌堑 吃，( c o o + a c o ) = 咖； 1 t ( c o o + a o s ) i 对t 。( c o o + 甜) 采用泰勒级数展开一阶近似 乙。( 钒+ ) ：( ) + 垡冬一i d c o 1 、 = 1 + a c o = 1 2 c o o l c a x c o 一2 c o o l c a c o 一2 1 1 竺 0 3 0 则谐振器含电感支路并联电阻r l 的l cv c o 离振荡角频率频偏处的输 出噪声谱可写为： r z 去2 ：4 k t r ，l 乓 4 2 = k t 吼( 急) 2 2 2 1 3r c 噪户 谐振器电容支路串联电阻r c 的噪声贡献，采用同样的方法可得 = ( 屈j 1 _ 警一 g m 咄三哦- ( o j o e ) 2 焉( + a c o ) ：k t 墨，( 粤) z 2 2 1 4 等效电阻k h 认为谐振器中所有电阻不相关，所有电阻引起的输出噪声谱相加为 瓦( 砌) 珊盼耻丽啬毒2 第一章锁相环系统的动态特性与噪卢分析 值 定义有效电阻r 。f r 为： r 。t 2 r c + r | ? + j j - 雨1 谐振器正反馈所需跨导g m 表示为g 0 = ( c 0 0 c ) 2 。 回顾l c 谐振器o 定义，定义为在一个周期内，峰值存储能量与损失能量的比 q ：2 。旦 也p b m n | e 分别含串并联电阻l c 谐振器的o 值如图2 2 4 。 l q = i 1 捱q 迅压 图2 2 4 ：分别含串并联电阻l c 谐振器的q 值 图2 , 2 1 所示l c 谐振器的q 值与有效电阻f f 的关系可以表示成： 厂) 一 一i一 1 一一 一 上一 。士+ 去+ 去熹+ r ( c ) + r 。( c ) ( 峨c ) g ，鲰瓯r e ( c o o c ) 。 2 2 i 5 正反馈删络的噪声 正反馈网络可以建模为一个噪声电流源： 礁。= 4 k t 。f g 。g m 磊。代表正反馈网络本生噪声影响因予。则可以采用2 1 1 中相同的方法得出正 反馈网络对输出噪声谱的贡献： 吃，( c o o + ) = 4 肌g m 南 ：女丁，丘要。( 堕) ： f c o o c ) 2 。印。 6 第。章锁相环系统的动态特性与噪声分析 如2 1 4 节中所述，谐振器正反馈所需跨导g m 表示为g 0 = r 口( c ) 2 ，实际 电路中，为确保电路起振，跨导g ”需要大于理论计算值。加一个增益倍数口表示， 可用a = 口瓦，表示，正反馈网络对输出噪声谱的贡献可写为： 吃( + ) = k t a - ( 尝) 2 总的输出噪声谱为： 弦( + 捌= k t ( 1 - i - 秒1 ( 惫) 2 单边谱密度可以计算为： o 叫2 一 柚上d 吃， 一删圳( 急) 2 f 国 = 生型监一= f 垒l c a r r i e r p o w e rv i 2 其中v a 为v c o 振幅。可以看到当v c o 振荡频率越高，振幅越小，谐振器q 值越小时，v c o 噪声变差。以片上螺旋电感的q 值为颈瓶。 以上分析皆为谐振器热噪声对v c o 相位噪声的影响，在v c o 相位噪声曲线中 处于斜率为棚。2 的区域( 图2 2 5 ) ，而由于非线性的频率调制作用，l f 噪声造成噪 声曲线中处于斜率为出。的部分。 l a 图2 | 2 5 ：v c o 相位噪声曲线示意图 经典的v c o 相位噪声l e e s o n 模型( 1 6 】，采用类似于上式的形式，采用谐振器 q 值替代等效电阻，同时采用了经验噪声因予f 。 2 2 2 环路各模块的噪声对环路的影响 对于环路各模块的噪声，视为无噪声模块加上输出节电串联噪声源输入，则p l l 环路如图2 2 6 。酢为晶振噪声，或为鉴相器噪声，0 为环路滤波器噪声，只为v c o 噪声，眈为除法器噪声。 第：章锁相环系统的动态特性与噪声分析 图2 2 6 ：p l l 噪声线性分析模型 如第一节中分析，环路的闭环传递函数为： 风一叠k e z 互k v c o 五f c , ) 各个模块的噪声传递函数为： q 2 叠k p o 甄k v , ：o f ( o = h ，2 j k 疆i q 2 0 f c 五, ) 2 瓦1 。 _ 2 叠巫k v c o 五2 瓦1 “ 日，= 石丽1 1 - - r v - - v 。o - t s - l n s i k p d 叠k w o 五f t , ) 啦m d v v c o 的噪声传递函数为高通，其余为低通特性，称之为带内噪声( 环路带宽) 。 波特图如图2 2 7 。由此可见环路带宽对p l l 的噪声性能的影响。 8 孝 营 一 第= 章p l l 设计原理 图2 2 7 ：带内噪声与v c o 噪声传输函数频响示意图 2 3 小结 本章以三阶电荷泵锁相环为例，对锁相环环路各模块建立线性模型，分析了各 模块参数对环路稳定性、锁定时间及噪声性能的影响。由于v c o 的增益，除法器 的除法比由具体应用确定，主要调整电荷泵的充放电电流以及环路滤波器的传输函 数再环路各性能参数中折中。 对于锁相环系统的噪声分析，先详细分析了l cv c o 谐振器热噪声对v c o 相位 噪声的影响，对于v c o 低相位噪声设计给出理论指导。再通过对于环路各模块的 噪声建模，视为无噪声模块加上输出节电串联噪声源输入，分析各模块噪声源经环 路传输后对于锁相环噪声的影响，结果显示环路对带内噪声为低通特性，对于v c o 噪声为高通特性。 一。；_ 一 一 一 一一 一 第三章四阶5 g 频率综合器架构设计 第三章四阶5 g h z 频率综合器架构设计 本章介绍5 g h z 频率综合器的架构设计，先由w l a n 应用决定设计指标，再 据此设计环路参数。 3 1 设计指标 3 1 15 g h z 频段无线局域网标准 目前，w l a n 技术已经日渐成熟，应用日趋广泛。据预测，中国无线产品市场 的总市值将从2 0 0 1 年的5 亿元人民币增长到2 0 0 5 年的5 0 亿元人民币，国内无线 局域网市场将有十分广阔的发展空间。在w l a n 迅猛发展的同时，w l a n 的标准 之争也成为众多厂商和运营实体非常关注的一个话题。在众多标准中，人们知道得 最多的i e e e ( 美国电子电气工程师协会) 8 0 2 1 l 系列以及由e t s i ( 欧洲电信标准 化组织) 提出的h i p e r l a n 和h i p e r l a n 2 、由h o m e r f 工作组提出的h o m e r f 和 h o m e r f 2 标准。 3 1 1 1i e e e 8 0 2 1 l a 1 7 】 1 9 9 0 年，i e e e 8 0 2 标准化委员会成立i e e e 8 0 2 1 1 无线局域网( w l a n ) 标准 工作组。1 9 9 9 年8 0 2 1 1 a 标准制订完成，该标准规定w l a n 工作频段为5 1 5 g h z 5 8 2 5 g h z ，数据传输速率达到5 4 m b i t s 或7 2 m b i t s ，传输距离控制在1 0 1 0 0 m 。 该标准也是8 0 2 1 l 的一个补充，扩充了标准的物理层，采用正交频分复用的独特扩 频技术和q p s k 调制方式，可提供2 5 m b i t s 的无线a t m 接口和1 0 m b i t s 的阻太网 无线帧结构接口，支持多种业务如话音、数据和图像等，一个扇区可以接入多个用 户，每个用户可带多个用户终端。 8 0 2 1 1 a 标准的频率在免许可证信息基础频段( u - n h ，u n l i c e n s e dn a t i o n a l i n f o r m a t i o ni n f r a s t r u c t u r e ) ，具体分为5 15 - 5 2 5 g h z ，5 2 5 5 3 5 g h z ，5 7 2 5 5 8 2 5 g h z ， 对应频段功耗要求见图3 1 。这三个频段在美国为免费频段，而其中“高频段”在 欧洲，“中频段”与“高频段”在日本都需要申请许可证。 最大功率 亟亟 工至四 二匝 u - n i i 频带 面f 圆口函 广t _ r t 广广 频率( g h z ) 51 5 5 , 2 05 2 5 5 3 05 3 55 7 2 55 , 7 7 55 8 , 2 5 图3 1 1 ：i e e e 8 0 2 1 l a 频段图 第三章凹阶5 g 频率综合器架构设计 3 112h i p e r l a n 2 1 1 8 l h i p e r l a n 是欧盟在1 9 9 2 年提出的一个w l a n 标准。2 0 0 0 年，h i p e r l a n 2 标 准制订完成。h i p e r l a n 2 部分建立在g s m 基础上，使用频段为5 g h z 。在物理层 上h i p e r l a n 2 和8 0 2 1 l a 几乎完全相同：采用o f d m 技术，最大数据传输速率为 5 4 m b i t s 。h i p e r l a n 2 标准详细定义了w l a n 的检测功能和转换信令，用以支持许 多无线网络，并支持动态频率选择、无线信元转换、链路自适应、多束天线和功率 控制等。它和8 0 2 1 l a 最大的不同是h i p e r l a n 2 不是建立在以太网基础上的，而是 采用t d m a 结构，形成一个面向连接的网络。 h i p e r l a n 对应8 0 2 1 l b ，h i p e r l a n 2 与8 0 2 j l a 具有相同的物理层，它们可以 采用相同的部件。另外，h i p e r l a n 2 强调与3 g 的整合。h i p e r l a n 2 标准也是目前 较完善的w l a n 协议，支持h i p e r l a n 2 标准的厂商主要集中在欧洲地区。 h i p e r l a n 2 标准频段图见图3 2 ，其中前两个频段为免费。h i p e r l a n 2 与8 0 2 1 1 a 重合频段为5 1 5 - 5 3 5 g h z 、5 7 2 5 5 8 2 5 g h z ，而前一个频段在美国、欧洲和日本同 为免费频段。 最大功率 四 夏二i 二卫二 二困 频率( g h z ) 5 1 1 5 3 5 54 7 55 757 2 5 1 8 2 5 图3 1 2 ：h i p e r l a n 2 频段图 3 1 1 3h o m e r f h o m e r f 工作组是由美国家用射频委员会领导、于1 9 9 7 年成立的，其主要工 作任务是为家庭用户建立具有互操作性的话音和数据通信网。它于2 0 0 1 年8 月推 出h o m e r f 2 标准，该标准集成了语音和数据传送技术，工作频段为1 0 g h z ，数据 传输速率达到1 0 0 m b i f f s ，在w l a n 的安全性方面主要考虑访问控制和加密技术。 h o m e r f 是对现有无线通信标准的综合和改进：当进行数据通信时，采用 i e e e 8 0 2 1 l 规范中的t c p i p 传输协议；当进行语音通信时，则采用数字增强型无 绳通信标准。但是，该标准与8 0 2 1 l b 不兼容，并占据了与8 0 2 1 1 b 和b l u e t o o t h 相 同的2 4 g h z 频率段，所以在应用范围上会有很大的局限性，更多的是在家庭网络 中使用。 3 1 2 设计指标 拟设计应用与频段为5 1 5 - 5 3 5 g h z 的频率综合器，采用特许o 3 5 r f c m o s 第三章四阶5 g 频率综合器架构设计 工艺。由于对于0 3 5 工艺，8 0 2 1 l a 标准整体功耗5 0 m w 难以实现，设计满足 h i p e r l a n 2 标准5 1 5 - 5 3 5 g h z 频段的频率综合器。考虑到第一章所述的近年国际上 发表的相关论文成果，设计指标定为： 表3 1 1 ：设计指标 频段( g h z l 5 15 5 3 5 边带5 5 d b c 建立时间4 0 u s工艺0 3 5 u m r fc m o s 相位噪声 一1 0 5 d b c h z 1 m h z功耗 7 0 m w 3 25 g h z 频率综合器架构设计 再上一章中已经对p l l 环路设计理论做了简单阐述。现设计满足第一节设计要 求的p l l 环路。总体设计框图如图3 2 1 。 图3 2 1 - p l l 环路框图 由于输出5 g h z 高频信号，采用的o 3 5 u m 工艺，因此在除法器反馈回路中先 将v c o 输出二分频再处理。除法器反馈回路仍然将工作在2 5 g 的频率，一般的数 字逻辑仍然不能胜任，在二分频后采用异步逻辑实现一个双模触发模块，采用相位 开关技术，实现除7 8 功能，则在双模触发模块后频率降到了4 0 0 m h z ，再通过数 字逻辑实现多模除法。可编程除法器与除7 8 双模除法器可以实现步进为一的连续 分频比，在考虑到前面的二分频，除法器反馈回路可实现步进为二的连续分频比。 h i p e r l a n 2 要求在5 1 5 g h z 一5 3 5 g h z 频段中实现8 个信道，信道间距2 3 5 m h z ， 对信道的中心频率并无要求。若采用1 1 7 5 m h z 的参考频率，则频率综合器可以实 现信道间距2 3 5 m h z 的频率输出。查阅标准晶振产品目录，并无1 1 7 5 m h z 的晶振， 因此本设计采用1 2 m h z 的参考频率，在5 1 5 g h z 5 3 5 g h z 频段中频率综合8 个信 道，信道间距2 4 m h z 。则除法器反馈回路需要实现4 3 0 、4 3 2 、4 3 4 4 4 6 分频比。 实际除法器反馈回路设计中，实现设计的分频比为4 2 2 4 5 2 ，步进为2 ，则整个频 一 墨三兰婴堕! 旦塑皇堡鱼堡塑塑堡盐 率综合器频率输出范围为5 0 6 4 g 一5 4 2 4 g h z ，步进2 4 m h z 。平均的除法比为： = 怕西i 丽。4 3 7 设计v c o 要求频率覆盖频带要求，保证留有裕度，设计v c o 输出频率范围为 5 g 一5 5 g h z 。同时在频带的振荡频率与控制e g 玉, n 线性关系。先进行的v c o 设计已 得到精确的v c o 增益值。经电路仿真，v c o 线性区增益为： k v c o = 2 7 1 4 9 m h z v 考虑到对带内噪声高频抑制，环路滤波器采用三阶低通滤波器( 图3 2 2 ) ，则 环路为四阶。即为第二章中介绍的二阶低通滤波器后接一级低通滤波器。 r l r v vv 一 妄 ：f一 、c p ， 1 、c z c l 图3 2 _ 2 ：三阶低通滤波器 则环路的开环传递函数与闭环传递函数为： 圩一2 i i g v e o 蠢蠢赫 2 瓮 其中各参数定义如下： 第三章四阶5 g 频率综合器架构设计 f ：2 r ：c 。 圹足旧巧1j r c p 吒= r l c i 恐= 薏。q r ：j l ：生坠旦 。 r ，她2 厅 2 c ： !：生坠l p r t 8 ：2 - np j 现在需要确定的参数有电荷泵充放电电流，环路增益为一时的角频率吡( 因子 口与取为4 ) ，。环路增益为一时的角频率6 0 。与环路带宽成比例，环路带宽越 大，锁定时间越短，环路噪声越大，环路带宽一般在百k 赫兹量级；电荷泵充放电 电流影响环路滤波器电阻电容值的大小与电荷泵的功耗，量级为口安培。集成在片 内的环路滤波器的电阻一般用栅电阻，电容可以用m o s 电阻 1 9 1 或栅电容 1 l 】，限 于面积，电容不可能做的太大，一般在百皮法量级。如第一章所述，电阻上的压降 会引起v c o 控制信号的跳变，因此理论上电阻越小越好，一般的电阻量级在k 欧 姆到百k 欧姆间。气值的选取要求不损坏相位裕度，文献【2 0 】中给出指导值为： r i = 2 r c = c 。1 0 考虑到上述各因素，设计满足要求的电荷泵充放电电流与环路滤波器。取q 为 1 0 0 k h z ，电荷泵充放电电流i 为5 0u a ，则有： r：!盟：!：!2厅100kf20227kq。20kf260 x 12u 代= 一厅 l i 。，一。， 5 0 x 2 x 2 7 i 4 9 cz=击=丽丽意淼f*315pf202 2 71 02 a 1 0