（微电子学与固体电子学专业论文）推挽式dcdc开关电源混合电路设计.pdf

摘要 摘要 在电子产品迅速发展的今天，电源设计，特别是开关电源的设计，在新产品 的研制中占了相当重要的位置。对于广大的电源设计师而言，单纯靠经验来搭建 试验电路的传统办法已经不可能满足当今电源产品的设计要求，而且无论从设计 周期方面还是开发成本方面也都是难以承受的。因此借助先进的c a d 技术，可提 高电源产品的设计质量。本文首先简要介绍了开关电源基本原理和基本结构，然 后结合一款具体产品，详细分析了推挽式开关电源的基本原理，并对各部分电路进 行分别设计，尤其详细说明了磁性器件的设计。所搭建的实验电路能够基本满足 设计要求，但仿真结果不理想，本文分析了仿真结果不理想的原因。为下一步改 进工作提供基础。 关键词：厚膜混合电路、开关电源、推挽模式、p 州、磁性器件 a b s t r a c t 1 o d a y ，w i t ht l l en p i dd e v e l o p m e n to fe l e c t m n i cp r o d u c t s ，t h ed 鹤i g no f 舯啊e r s u p p i 弘船p e c j a l l ys 、“c c h j n gp o w c rs u p p l y ，p l a y s 翘i m p 0 砌n f o j ej n 出ed e v e l o p m 髓 o fn c wp r o d u c t s f o rm o s tp o w e fs u p p l yd c s i 弘e 娼，t l l e 仃a d i t i o n a lw a y so f b u i l 曲l g s a m p l e 血c u i t sa i d c db yc x p c r i e n c ed on o tm tp m s p c d i v cs p c c i f i c a t i o 璐i na d d i t i 伽， t h ed c s i 印p e f i o di s 矗l 曲g 姐dd e v e l o p m 姐tc o s “si n t o l e r a b l c s ow e 啪i m p r o v c d 鼯i 印q u a l i t yb ya d v 卸c e dc a dt c c h l o g y ：f i 瞒to fa l l ，t h eb 硒i cp r i l l c i p l e 柚db 船i c t o p o l o g ys 咖咖f ea 缸刚u c e d ，蛐dt b e 皿n d p l co fp u l l p u s hm o d es w i t c h i n gp o w 盯 蛐p p l yi sa l i a l y z e dj nd e t a i l s 1 1 l e ne v e r ym a 扭p a no ft h cc i d 甜i ti sd e s i 鲫e d ，w i t h s p e c i a le m p h a s i s t h em a 印e t i c 咖p o n e n t s t h es a m p i cc i 蜘i tb u i l t 锄m e c tm t p r o s p e d i v es p c c i 丘c a t i o n s ，b u ts i m u l a t i n gr 髓u l t sa n o tp c r f e c t t h ef e a s sa 聆 a n a l y z c di nt l l i st h 路i s k e y w o r d s ：t h i c s w i t c h i n gp 0 啊e rs u p p l y p u l l p u s hm o d e ，p w m ，m a 印e t i c c o m p c m e n t 摘要 摘要 在电子产品迅速发展的今天，电源设计，特别是开关电源的设计，在新产品 的研制中占了相当重要的位置。对于广大的电源设计师而言，单纯靠经验来搭建 试验电路的传统办法已经不可能满足当今电源产品的设计要求，而且无论从设计 周期方面还是开发成本方面也都是难以承受的。因此借助先进的c a d 技术，可提 高电源产品的设计质量。本文首先简要介绍了开关电源基本原理和基本结构，然 后结合一款具体产品，详细分析了推挽式开关电源的基本原理，并对各部分电路进 行分别设计，尤其详细说明了磁性器件的设计。所搭建的实验电路能够基本满足 设计要求，但仿真结果不理想，本文分析了仿真结果不理想的原因。为下一步改 进工作提供基础。 关键词：厚膜混合电路、开关电源、推挽模式、p 州、磁性器件 a b s t r a c t 1 o d a y ，w i t ht l l en p i dd e v e l o p m e n to fe l e c t m n i cp r o d u c t s ，t h ed 鹤i g no f 舯啊e r s u p p i 弘船p e c j a l l ys 、“c c h j n gp o w c rs u p p l y ，p l a y s 翘i m p 0 砌n f o j ej n 出ed e v e l o p m 髓 o fn c wp r o d u c t s f o rm o s tp o w e fs u p p l yd c s i 弘e 娼，t l l e 仃a d i t i o n a lw a y so f b u i l 曲l g s a m p l e 血c u i t sa i d c db yc x p c r i e n c ed on o tm tp m s p c d i v cs p c c i f i c a t i o 璐i na d d i t i 伽， t h ed c s i 印p e f i o di s 矗l 曲g 姐dd e v e l o p m 姐tc o s “si n t o l e r a b l c s ow e 啪i m p r o v c d 鼯i 印q u a l i t yb ya d v 卸c e dc a dt c c h l o g y ：f i 瞒to fa l l ，t h eb 硒i cp r i l l c i p l e 柚db 船i c t o p o l o g ys 咖咖f ea 缸刚u c e d ，蛐dt b e 皿n d p l co fp u l l p u s hm o d es w i t c h i n gp o w 盯 蛐p p l yi sa l i a l y z e dj nd e t a i l s 1 1 l e ne v e r ym a 扭p a no ft h cc i d 甜i ti sd e s i 鲫e d ，w i t h s p e c i a le m p h a s i s t h em a 印e t i c 咖p o n e n t s t h es a m p i cc i 蜘i tb u i l t 锄m e c tm t p r o s p e d i v es p c c i 丘c a t i o n s ，b u ts i m u l a t i n gr 髓u l t sa n o tp c r f e c t t h ef e a s sa 聆 a n a l y z c di nt l l i st h 路i s k e y w o r d s ：t h i c s w i t c h i n gp 0 啊e rs u p p l y p u l l p u s hm o d e ，p w m ，m a 印e t i c c o m p c m e n t 独创性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，议文中不 包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名：么媛缓日期丝! ! f 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期问论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕 业离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学 学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文中的 全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。( 保密的论 文在解密后遵守此规定) 本人签名：丛磁 导师签名：专身岳卜 日期 第一章绪论 第一章绪论 任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设 备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管 串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统的稳压电源技术比较成 熟，但是其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器， 而且调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有4 5 左右另外，由于在调整管 上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难 满足现代电子设备发展的要求。2 0 世纪5 0 年代，美国宇航局以小型化、重量轻为 目标，为搭载火箭开发了开关电源。在近半个世纪的发展过程中，开关电源因具 有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制 造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。2 0 世纪8 0 年代，计算机全 面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。2 0 世纪9 0 年代，开关电源在 电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入了快速发展期。 1 1 开关电源的基本结构及分类 1 1 1 开关电源的基本构成 图1 1 开关电源基本结构 开关电源的基本构成如图1 1 所示，其中d 饥) c 变换器用以进行功率变换， 它是开关电源的核心部分，此外还有启动、过流与过压保护、噪声滤波器等电路。 输出采样电路( r 1 、r 2 ) 检测输出电压变化，并与基准电压u r 比较，误差电压经 过放大及脉冲调制( p w m ) 电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而 达到调整输出电压大小的目的。 d c d c 变换器有多种电路形式，常用的有工作波形为方波的p w m 变换器以 及工作波形为准正弦波的谐振型变换器。 2 推挽式d c d c 开关电源混合电路 对于串联现行稳压电源，输出对输入的瞬态响应特性主要由调整管的频率特 性决定。但对于开关型稳压电源，输入的瞬态变化比较多地表现在输出端。提高 开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应问 题也能得到改善。负载变化瞬态响应主要由输出端l c 滤波器特性决定，所以可以 利用提高开关频率、降低输出滤波器l c 乘积的方法来改善瞬态响应特性。 1 1 2 开关电源的分类 开关电源可分为a c ，】) c 和d a d c 两大类。按照分类标准不同，开关型稳压 电源的电路结构有多种： 1 按驱动方式分，有自激式和他激式； 2 按d c d c 变换器的工作方式分，有单端正激式( f o 删) 和反激式 ( 日y b a c k ) 、推挽式( p u n p u s h ) 、半桥式( i a l f _ b r i d g c ) 、全桥式( f u l l - b r i d g e ) 、 降压式( b u c k ) 、升压式( b o o s t ) 、降升压式( b u c k b 0 0 s t ) 和升降压式( c u k ) 等： 3 按电路组成分，有谐振型和非谐振型； 4 按控制方式分，有脉冲宽度调制( p w m ) 式、脉冲频率调制( p f m ) 式和 p w m 与p f m 混合式； 5 。按电源是否隔离和反馈控制信号耦合方式分，有隔离式、非隔离式和变压 器耦合式、光电耦合式等。 以上这些方式的组合可构成多种方式的开关型稳压电源。因此设计者需要根 据各种方式的特征进行有效地组合，制作出满足需要的高质量开关型稳压电源。 1 1 3 开关电源常用拓扑结构 开关变换器的拓扑结构指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关元件 和储能元件的不同配置。开馆变换器拓扑结构可分为两种基本类型：非隔离型( 在 工作期间输入电源荷输出负载共用一个电流通路) 和隔离型( 能量转换是用一个 相互耦合磁性元件变压器来实现的，而且从电源到负载的耦合是借助于磁通而不 是共同的电流) 。变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入输出负载特性 等因素选定的。 1 非隔离型开关变换器 非隔离开关变换器有四种基本拓扑结构用于d c d c 变换器。 幻降压变换器( b u c k ) ：将输入电压变换成较低的稳定输出电压。输出电压 ( u o u r ) 和输入电压( u 矾) 的关系为： 第一章绪论 3 u o 唧，u 州= d ( d 为占空因数) u 酣 u o l r r 升压变换器( b 0 t ) ：将输入电压变换成较高的稳定输出电压。输出电压 和输入电压的关系为： u o u l ，u 埘= 1 “1 一d )( d 为占空因数) u 删 u o u t 曲降升压式变换器( b u c k b 0 0 s t ) ：将b u c k 变换器与b o o s t 变换器二者的拓扑 结合组合在一起，组成b u c k b 0 0 s t 变换器。输出电压和输入电压的关系为： u o 唧，u 珊= d 幔1 d )( d 为占空因数) d ) 库克变换器( c u k ) ：将b u c k b s t 变换器进行对偶变换，得出c u k 变换 器。输出电压和输入电压的关系为： 一u o 唧，u 科= d ( 1 - d )( d 为占空因数) 2 隔离型开关变换器 隔离开关变换器的拓扑结构有很多种，但其中五种比较常用，它们是反激变 换器、正激变换器、推挽型变换器、半桥变换器和全桥变换器。在这些电路中， 从输入电源到负载的能量转换是通过一个变压器或其他磁通耦合磁性元件实现 的。 a ) 反激式变换器( f l y b a c k ) ：在b l l c k b o o s t 直流变换器中，将中间段的电感 改为插入隔离变压器，即组成f l y b a c k 变换器。输出电压和输入电压的关系为： u o 坍几珊= ( 1 n ) d 厦1 - d ) ( d 为占空因数，n 为匝比) ”正激式变换器( f o 刑甜d ) ：在b u c k 交换器开关与负载之间插入隔离变压 器，组成f o 刑a r d 变换器。输出电压和输入电压的关系为： u o u t 舢矾= ( 1 n ) d ( d 为占空因数，n 为匝比) 推挽型变换器( p u l l p u s h ) ：推挽型变换器与半桥型变换器是典型的逆变整流型变 换器。在推挽型变换器中的变压器带有中间抽头，两个开关管交替导通。 c ) 全桥式变换器( f 1 1 n 柳d g c ) ：全桥变换器中两对开关管，重复交互通断。 变压器的利用率高，输出功率大。要求电路对称性好。 d ) 半桥式变换器( h a i f 晰d g c ) ：用两个电容器代替全桥变换器中的两个开关 管，降低对开关管的耐压要求，通过电容的调节作用，对电路的对称性要求不严 格，但电容的占较大的体积。 1 2 本文内容 本论文共分六章，主要是针对一种开关电源混合电路类型推挽开关电源 的设计过程。 推挽式d c d c 开关电源混合电路 第一章是绪论，总述一下开关电源的现状、基本结构及其特点。 第二章是详细分析了推挽开关电源的工作原理，设计指标，并简要介绍所采 用的软件。 。 第三章开关电源中的各组成部分的设计：开关管的选择，启动电路，驱动电 路，过电流保护电路，滤波电路设计，反馈控制电路等的设计 第四章详细介绍变换器中的磁性器件的设计：变压器和滤波电感的设计。 第五章利用s a b c f 软件验证电路是否满足特性指标，并对仿真结果进行分析 第六章结论。最后对这次毕业设计的整体工作进行总结。 第二章原理指标软件 第二章推挽式变换器基本工作原理 5 本章介绍推挽式变换器的基本工作原理，以及简单的厚膜集成电路的知识， 详细内容可参考相关书籍。然后参考一款实际的开关电源，给出设计指标，并简 介所选用的仿真软件。 2 1 1 输出电压 2 1 推挽式变换器基本工作原理 推挽式直流变换器基本电路如图2 1 所示。它由开关晶体管v t l 、v t 2 、变压 器t r 等元件组成。图2 2 所示的方波电压u b l 和u b 2 交替加到v t l 和j 的基极， 使v t l 何v r 2 交替饱和导通和截止。v t l 和y r 2 集电极电压( u 。l 、u c c 2 ) 和电流 ( i c l 、i c 2 ) 波形如图2 - 2 所示。可以看出，每只晶体管都是半周期导通，半周期截 止。下面以v t l 导通、v r 2 截止为例说明电路的工作过程。在。一倒2 内，v t l 饱和 导通，它的集电极发射极电压u 。l 通常只有1 v ，因此n 。1 两端电压为u j n 1 。由于 n p l 和n p 2 的匝数相等，所以n p 2 两端电压也为u 矿1 。在v t l 导通期间，y r 2 截止， 电源电压u i n 与n 。2 两端电压u i n 1 串联后，加到v r 2 的集电极和发射极之间，因 此，v r 2 承受的电压约为电源电压u i n 的两倍。 v i 一 一， 多 、 。 ，、 匮 跏 图2 1 推挽式变换器原理图以及基本波形 v t l 导通期间，n p l 两端电压u p l 为u 矿1 ，因此，次级线圈n s l 两端电压u 1 为 1 肛1 ) ( u i n - 1 ) 。由于n 心与m l 匝数相等，绕向相反，所以n 旺两端电压u 蛇应为 - ( n 洲p 2 x u i l l 1 ) 。u 。l 和u s 2 的波形如图2 - 2 所示。次级电压经v d l 和v d 2 整流后， 加到负载r l 两端。 6推挽式d d d c 开关电源混合电路 在1 2 t 之间，晶体管v t l 截止，v t 2 饱和导通，工作过程与上述过程相同。 该电源的输出变压器次级电路与降压型变换器相似。输出电压u 。的表达式为： ”竿一每一等每nh j 由于推挽式变换器的输出电路采用全波整流电路，所以式中t ，应为工作周期的一 半。将t = t 2 代入上式可得： 讥一争茏 式( 2 - 1 ) 设占空比6 ，f 。要，则 玑坠6 - 式( 2 2 ) 当占空比6 t 1 时，输出电压u 。与输入电压u 诅之比等于变压器初次级线圈的匝数 笔。 2 1 2 效率 当晶体管饱和导通时，直流电源向变压器传输功率。在占空比6 一1 时，假设 变压器初级电流为i d ，则变换器输入功率为： 圪一， 式( 2 - 3 ) 根据变压器基本原理可知，一l 惫一l 考式中，u l 为变压器次姗电匪 其值为输出电压u o 与二极管v d 的正向压降( 1 v ) 之和，即u s = u 0 + 1 。u p 为初 级线圈两端的电压，其值为u 矿l 。因此： 己帆乩l 引2 - 4 ) 直流变换器的输出功率p o = u 0 _ i o ，因此效率为r l 为： ，专葫。掣岛) 加5 ) 当输入电压u i n 为不同数值时，根据( 2 5 ) 式可作出效率q 与输出电压u 。的 关系曲线，如图2 3 所示。可以看出，当输入电压u i n 较高时，效率可达9 0 以上。 第二章原理指标软件 7 当输出电压u o 约为5 v 时，效翠急剧f 降。这主要是由整沉管v d 的压降造成的。 当输出电压为5 v 时，式2 - 5 中的古三i = 吾一。8 3 ，如果整流管选用肖特基二极 管，当通过它的电流高达2 0 a 时，正向压降只有0 5 v ，这样 面岩艺，i 品j 一。9 1 ，因而效率可显著提高 在式( 2 - 5 ) 中，没有考虑变压器的铁心损耗和线圈的电阻损耗( 即铜损) 。如 果变压器采用高频铁芯材料，当工作频率在2 峭o k k 时，铁芯损耗一般不大于 l ，铜耗一般都小于2 。因此，如果考虑变压器损耗，效率应减去3 。 在式( 2 5 ) 中，也没有考虑晶体管的开关损耗。一般情况下，晶体管的开关 损耗平均功率都低于直流开通损耗功率( i p i j 。) 的两倍。当工作频率在1 5 枷k h 2 之间时，若假设晶体管开关损耗平均功率等于直流开通损耗功率，那么只考虑晶 体管的损耗时，变换器的工作效率应为： 私( 蛩2 晶体管、整流管和变压器的损耗都考虑时，变换器的总效率应为： 州等，2 静n 式中，t l n 为变压器的效率。如前所述，变压器的总损耗功率一般低于3 ，因此 1 1 忙9 7 。 2 1 3 工作频率 他激式变换器的工作频率决定于驱动信号的频率。设计他激直流变换器时， 必须首先确定驱动信号的频率。 变换器工作频率越高，变压器的体积越小。一般来说，负载功率一定时，工 作频率增加一倍，变压器的体积可缩小一半。此外，当工作频率低于1 0 k h z 时， 变换器产生的噪声较大。因此，工作频率通常应高于1 8 k h 2 。但是，对于给定的晶 体管来说，工作频率越高，开关损耗越大。为了避免开关损耗过大，晶体管的开 通时间t o n 和关断时间k 之和一般应小于或等于半周期的1 5 1 1 0 ，即： 下 等( 5 1 0 ) o 。+ o ) f 苫( 1 0 2 0 ) ( o + 白) 8 推挽式d c - d c 开关【电源混合电路 ，- 手寰面彘 。 r ( 1 0 2 0 ) ( f 。+ 市) 2 2 厚膜混合电路 集成电路是微电子技术的一个方面，它以特定的工艺在单独的基板之上( 之 内) 形成并互连有关元器件，构成微型电子电路，从而完成某种电子电路功能， 它按制作工艺分为三类：半导体集成电路、厚膜集成电路和薄膜集成电路。 厚膜集成电路是采用丝网印刷、烧结等厚膜技术将组成电路的元器件( 主要 是电阻) 及其连线以厚膜的形式制作在绝缘基板上( 主要是氧化铝陶瓷) 所构成 的整体电路。膜的厚度一般为几至几十微米。 厚膜混合集成电路( t h i c ) 是在上述三种集成电路的基础上，发展了在单独 的绝缘基板上( 主要是氧化铝陶瓷) ，用厚膜技术制作膜式元件( 主要是电阻) 和互 连导线，采用厚膜组装技术外贴微型晶体管、单片半导体集成电路等器件和其他 无源及有源元器件，形成具有一定功能的微电路。 厚膜混合集成电路与p 强相比较，具有元件参数范围广，精度和稳定性高， 元件间绝缘良好，高频特性好，易于制作高压、大电流、大功率、耐高温和抗 辐射电路，电路设计的灵活性大，研制周期短，适合多品种、小批量制作等特点， 广泛应用于航空航天、汽车电子、电子通讯、仪器仪表、有线电视、 电力电子、 微波通讯、军工及消费类等各种电子产品中。 厚膜混合集成电路的应用特征： 1 可与i c 芯片进行二次集成，制作多功能的组件。 2 由于印刷元件能承受的比负荷功率大，基板的导热率高，组件具有较大的 功率负载能力，适应于大功率和高压电路。 3 可采用多层布线，互连线短。信号延迟减小。 4 封装模块在工艺筛选过程中把早期失效电路剔除，与单片i c 相比，可靠 性高。 5 封装模块在防潮、抗腐蚀性、防锈方面都比单片l c 有很大提高 由于目前国内许多开关稳压电源电路生产单位对于d c d c 转换器的开发，是 基于开发人员的经验，通过搭建样品电路的方式来开发产品，这样对于电路开发 的灵活性有限制，并限制了缺乏经验的设计者的参与，如何推广c a d 、c a h 与 c a t 技术在厚膜混合集成电路设计和制造过程中的应用，对于电路设计及优化， 和实际生产都有非常重要的意义。 第二章原理指标软件 2 3 设计指标 9 根据国内某开关电源混合电路生产厂家的一款开关电源产品给出以下电路指 标： 要求设计输出直流电压为1 5 v o 1 v ，最大输出功率为6 0 w ，即满载电流为 4 a 的推挽式开关电源。具体技术指标如下： 输入电源：2 8 1 2 v 开关频率：5 0 0 k h z 负载调整率1 电压调整率1 输出纹波电压1 0 0 m v 效率：7 7 2 4 s a b e r 软件 s a b c r 是美国a n a l o g y 公司开发并于1 9 8 7 年推出的模拟及混合信号仿真软件， 被誉为全球最先进的系统仿真软件，也是唯一的多技术、多领域的系统仿真产品。 a n a l o g y 公司在机电一体化和电力电子设计、分析方面居世界领先地位，其产品广 泛应用于电力、电子、航空、运输、家用电器及军事等领域。与传统仿真软件不 同，s a b c r 在结构上采用硬件描述语言( m a s t ) 和单内核混合仿真方案，并对仿 真算法进行了改进，使s a b e r 仿真速度更快、更加有效、应用也越来越广泛。应用 工程师在进行系统设计时，建立最精确、最完善的系统仿真模型是至关重要的。 s a b c r 可同时对模拟信号、事件驱动模拟信号、数字信号以及模数混合信号设 备进行仿真。利用a n a l o g y 公司开发的c a l a v e r s 舾算法，s a b 盱可以确保同时进行 的两个仿真进程都能获得最大效率，而且可以实现两个进程之间的信息交换，并 在模拟和数字仿真分析之问实现了无缝联接。s a b c r 适用领域广泛，包括电子学、 电力电子学、电机工程、机械工程、电光学、光学、水利、控制系统以及数据采 样系统等等。只要仿真对象能够用数学表达式进行描述，s a b c r 就能对其进行系统 级仿真。在s a b c r 中，仿真模型可以直接用数学公式和控制关系表达式来描述，而 无需采用电子宏模型表达式。因此，s a b 盯可以对复杂的混合系统进行精确的仿真， 仿真对象不同系统的仿真结果可以同时获得。为了解决仿真过程中的收敛问题， s a b e r 内部采用5 种不同的算法依次对系统进行仿真，一旦其中某一种算法失败， s a b c r 将自动采用下一种算法。通常，仿真精度越高，仿真过程使用的时间也越长。 普通的仿真软件都不得不在仿真精度和仿真时间上进行平衡。s a b c r 采用其独特的 1 0 推挽式d c - d c 开关电源混台电路 设计，能够保证在最少的时间内获得最高的仿真精度。s a b e r 工作在s a b e r d e s i g n e r 图形界面环境下，能够方便的实现与c a d e n c cd e s i g ns y s t e m 、m e n t o rg r a p h 慨和 e w l o 沓c 的集成。通过上述软件可以直接调用s a b c r 进行仿真。 对于广大的电源设计师而言，单纯靠经验来搭建试验电路的传统办法已经不 可能满足当今电源产品的设计要求，而且无论从设计周期方面还是开发成本方面 也都是难以承受的。因此，一个良好的、专业化的电源设计软件对于电源产品的 设计、更快更好的研制出新一代的高性能电源产品，从而在激烈的市场竞争中立 于不败之地是非常重要的必备手段和工具；也是从事电源产品设计与开发企业培 养人才、提高设计档次、增强企业竞争力的技术保证。 s a b e f 在电源设计中的特点： 1 具有大量的电源专用器件和功率电子器件，提供高精度的电路仿真模型单 元库； 2 三种方法有效解决变压器模型的设计：器件模型法、磁路结构模型法、m c t 模型法； 3 提供多种补偿电路解决方案； 4 顺序使用5 种强大算法，有效控制开关电源电路的仿真收敛性能。 第三章电路模块设计 第三章电路模块设计 l l 前章已经简要介绍了推挽式变换器的基本工作原理，并给出了基本的关系 和主要的波形。在这一章，将详细设计电路的每个模块电路参数。以下设计基于 前一章的基本原理和关系。对于每一部分的模块设计，除了叙述的设计过程，也 涉及到相关技术的介绍。 本文所设计的推挽电路，主要包括：启动电路，控制电路，开关管，变压器， 全波整流，l c 滤波电路，取样电路，磁控反馈部分。如图3 - 1 所示。其中由r 1 和r 2 组成的取样电路原理简单，这里就不做详细说明，下面具体介绍其他几部分 的设计。 图3 1 推挽电路模块图 为了便于后面各电路部分的设计，先对开关电源进行总体设计和初始的计算： 变换器的最大输出功率为p o m 。= 6 0 w ，总体功率i l = 9 0 ，所以最大输入功率 为p 蛐= p 。i i = 6 7 w 。对于推挽变换器，为了防止两个开关同时导通，损坏开关 管，每个开关的开通时间不得超过半个周期，所以定义每个开关管的最大导通时 间为0 4 t 也就是最大占空比d 。= 0 4 2 = o 8 。输出电压u o = 1 5 v ，整流二极管 正向压降为o 6 v ，所以对于变压器次级脉冲电压u 2 ，有( u 2 _ o 6 ) d = u 。，和u 2 = u 加， n 为变压器匝比，所以希望的变压器匝比为n = u 洲0 d 一+ 0 6 ) 5 ：6 推挽式d c d c 开关电源混合电路 3 1 启动电路 p w m 控制器需要一定的工作电压，以保证芯片的正常工作，不能直接采用输 入电源作为芯片的启动电源，因为输入电源不 一定符合芯片的偏压要求，并且不能保证是稳 定的，所以需要一个启动电路提供一个相对稳 定并满足芯片要求的偏压。 如图3 2 所示，稳压二极管将三极管的基 极近似稳压在一个确定的电位上，由三极管的 发射极提供p w m 控制芯片的启动电压，由电 路可知v e = v i n i c r c - v c c 。当输入电压n 上升时，v c 升高，v c c 升高，i c 升高，所以 v c 下降，达到稳压的效果，可以为p w m 芯 片提供一个稳定的偏压。 3 2 控制电路 图3 - 2 启动电路 对于开关稳压电源来说，要能够保证其正常工作，都需要有相应的、要求严 格的控制信号来控制和调节驱动器件产生的驱动信号，从而使开关晶体管v 能够 安全、可靠地按照我们对输出电压的要求导通与截止。这种控制信号都是根据反 馈环的结果产生， p w m ( p i l i s cw i d t hm o d u l a l i o n ) 脉宽调制控制器根据控制信号与基准信号的比 较结果，产生频率固定，脉冲宽度可调的驱动信号，控制开关功率管的通断状态， 进而调节输出电压的高低，达到稳压的目的。 p w m 控制技术主要分为两种，一种是电压模式p w m 控制技术。另一种是电 流模式p w m 控制技术。 图3 - 3 电压模式p w m 控制技术原理图 第三章电路模块设计 1 最初在开关电源采用的电压模式p w m 控制技术，其工作原理如图1 1 所 示。由于该系统是单环控制系统，其最大的缺点是没有电流反馈信号。由于开关 电源的电流都要流经电感，因此相应的电压信号会有一定的延迟。然而对于稳压 电源来说，需要不断地调节输入电流，以适应输入电压的变化和负载的需求，从 而达到稳定输出电压的目的。因此仅采用采样输出电压的方法，其稳压响应速度 慢，甚至在大信号变化时，会因产生振荡而造成功率管损坏等故障发生。这是电 压模式p w m 控制技术最大的不足。 图3 4 电流模式p w m 控制技术原理图 2 电流模式p w m 控制技术是针对电压模式p w m 控制技术的缺点发展起来 的。工作原理如图1 2 所示。电流型p w m 控制技术又分为峰值电流型控制技术 和平均电流型控制技术。相比较而言，峰值电流型优于平均电流型控制技术。电 流模式采用逐个脉冲控制，动态响应快，调节性能好。一阶系统，稳定性好，负 载响应速度快。具有自动限流作用，限流保护和过流保护易于实现。采用逐个电 流脉冲峰值检测，可以有效抑制变压器偏磁引起地饱和问题。在全桥变换器或推 挽交换器中，无需增加去磁耦合电容。输入线电压的交流纹波可以比较大，减小 了输入滤波电容，可靠性得到提高。 在本电路中选用的是u c l 8 2 5p w m 控制器。图3 5 所示为u c l 8 2 5 芯片及其 引脚。该控制器提供两种工作模式：电 流模式合电压模式，由斜坡信号接入端， 即引脚7r a m p 端，选择控制器工作模 式，当该端与引脚6 振荡器定时电容接 入端直接相连时，控制器工作在电压模 式下；而在该段输入一电流波形时，控 图3 5u c l 8 2 5 芯片及其引脚 制器就工作在电流模式下。该控制器开关功率最高可达1 m l z ，由引脚5 和引脚6 1 4 推挽式d c - d c 开关电源混仓电路 确定开关频率。大电流图腾柱式输出，最大峰值电流达1 5 a 。引脚9 足限流比较 器输入端关断比较器输入端，该端可以乡卜接过电流保护电路，实现过电流保护， 逐个脉冲限流，并可用于实现欠电压锁定功能。引脚8 实现软启动最大占空比控 制功能。 3 3 开关管的选择 推挽式变换器选择晶体管的主要参数是：最大的集射极电压( u 。) ，最大的 集电极电流( i c m ) ，在最大负载电流时的最小的电流放大倍数( p 或h 席) ，开关时 间( 集电极电流上升时间t 。、下降时间t f 、存储时问t 1 ) ，最大的功率损耗p c m 或结 壳的热阻以及集电极电压二次击穿额定值u 。 3 3 1 集电极电压额定值 在推挽式变换器的电路中，可以看到，当晶体管导通时，加在半个初级绕组 上的电压是u i u 。一u j 1 一u i ，在导电半周期间，绕组的集电极端相对于中心端为 负，而在截止半周期间，绕组的集电极端相对于中心端为正，而且截止期间绕组 的集电极端高于中心端的电压必定等于导电半周期间低于中心端的电压。 由基本的电磁感应定律u = n d 巾d t ，得u t = n 由= n s 。b ，在导电半周期间 绕组上的电压是负的，因此，f 心础具有负的伏一秒面积，而a 口t 一舶出具 有负的磁通变化，a 8 ：。意f 胪，在下半个周期，a & 具有正的磁通变化，且 b ：必须等于i b 。i ，否则一周以后就有个磁通变化，经过几周以后铁芯趋向正的 或负的饱和，造成晶体管的损坏。因此，在稳态下，每个相应半周的伏秒面积值 ( u 书值) = f “础值必须相等。绕组的集电极端电压在晶体管截止期间近似为2 u 。， 所以，在推挽电路中，晶体管v 1 、v 2 的集一射极电压至少为2 u 。为了保证晶体管 可靠工作，选取电压的额定值还必须考虑到电网1 0 的波动电压，此外，由于变 压器的漏感和集电极负载中引线电感的影响，在晶体管截止瞬间，在集电极电压 的正向沿上附加电压尖刺，合理的设计可将电压尖刺幅度限制在2 帆以下，这样， 当输入直流电压为u 。时，晶体管的集电极电压应能承受 1 2 1 1 2 u i = 2 6 4 u 。 第三章电路模块设计 考虑到工作温度的影响、输入电压的瞬态浪涌以及电路中的瞬态过程的影响， 严格的设计最好选择管子承受的电压仅为管子规定的额定值的5 0 ，这样，有时 很难选择到合适的晶体管，假如放宽要求，可放宽到管子额定值的8 0 ，则有 2 “u 产o 8 u 。 取u 。= 3 3 u i 式中，u 。是厂家给定的最大集射极电压。 假如输入直流电压u i 是稳定的，则不需要输入1 0 波动的修正量，则 u 。= 3 u i 就可以了 在正式产品中，假如我们不能保证u 。= 3 3 u i ，产品损坏率将会增高，这是由 于随机电压的影响所致。 上述的集射极电压额定值还应与基极电路相适应，当导通时，基极阻抗低( 一 般耋5 0 0 ) ，这时对应厂家给出的u c b o 额定值；当截止时，基极阻抗高些( 一般在 1 0 0 q 以上) ，相应的额定值是u 。，u 。通常为u c b o 的7 0 8 0 ，对于中等的基 极阻抗( 如5 0 0 ) ，相应的最大集射极电压额定值是u 。( 介于u 。和u 曲。之间) 。 最大输入电压u i 一= 4 0 ，代入上式可得u 。= 1 3 2 v 。 3 3 2 集电极电流 在推挽式变换器中，变压器次级绕组中的电流经整流以后供给直流负载，电 流为i 。，反射到初级总的负载电流为 一鲁，o 越1 ) 每半周初级的总电流是反射到初级的负载电流再加上变压器的励磁电流，励 磁电流k 可由基本的磁关系式算得 日。! 每1 0 ： 式( 3 2 ) c 式中心峰值矫顽力( 胁1 ) n 1 初级匝数； l 。- 一磁路长度( 锄) ； l r 励磁电流( a ) 通常励磁电流为反射到初级的负载电流的2 ，常常可以忽略。 推挽电路中的晶体管交替半周导通，每个晶体管的平均电流仅是初级电流的 半，峰值电流则是初级电流i l 。此外，由于次级侧二极管v d l 、v d 2 的存储时间， 在一管尚未截止时，另一管已经导通，会造成瞬间的电流尖刺，这必然反射到初 1 6 推挽式d c d c 开关电源混合电路 级，因此晶体管的集电极电流应留有一定的裕量，可按l c m = l 。考虑。 由设计指标可见最大输出电流i o = 4 a ，匝比为9 ：1 1 ，所以算得l c m = 5 a 。 3 3 3 最小的电流增益和输入驱动 根据晶体管的峰值工作电流i c m ，找出它的最小电流增益( b 或h f e ) 。基极驱 动电路应能给出的最小输入驱动电流为i c bm i n ，实际上输入电流i b l 应大于计算 值，以便保证晶体管工作在饱和区和较快的开启速度，晶体管的开启速度通常是 在u i b = 1 0 下测得的，因此，基极输入驱动电路应给出驱动电流为i c m ，1 0 。 3 3 4 晶体管的功率损耗和结温 每个晶体管在半周时间内电流峰值i c m = 1 1 ，导通时的饱和压降为u ，u 。值 可以从厂家给定的晶体管参数表中查出，也可从集电极特性曲线u c i c 中读出，它 是曲线弯曲部分以下的电压。虽然u 。值与集电极电流大小有关，但是，我们通 常取l o 。= 1 v ，这样在5 0 的工作比下，每个晶体管在导通期间的平均损耗为 竽眇) 在开关转换期间存在瞬间的大电流和高电压的重叠，这期问准确的功率损耗 可由电压、电流乘积积分算得，在开关转换期间内准确的波形一般是不能预测的， 通常导通过程的损耗较低，而在截止期间功率损耗是可观的。可以利用专用电路 的示波器观察波形，求得重叠损耗。为了简便起见，我们假定晶体管在开关转换 期间的损耗等于导通期间的损耗。这样，在忽略截止期间损耗的情况下，晶体管 的损耗为2 ( ，。1 ) 2 - ，以瓦( w ) 计，其中b 以安培( a ) 计。 晶体管所允许的最大功率损耗是与晶体管的热阻和散热器的设计有关的。在 热设计中，己知晶体管管壳温度，则最大结温可由下式给出： l 一瓦。+ 日j c p 啵 式( 3 。3 ) 式中，1 锄。是最大的管壳温度( ) ，oj 。是热阻( ，w ) ，对于大多数管型为t 0 3 型的晶体管，oj 。在l 3 w 之间，p 。是晶体管的最大功率损耗。 我们一旦决定最大结温t i 。，就能计算出最大的晶体管功率损耗。对于大多 数硅晶体管来说，最大的绝对结温是1 7 5 或2 0 0 ，当长期工作在最大的结温上， 超过其安全的额定结温时，会导致器件损坏。 第三章电路模块设计 3 3 5 晶体管的开关速度 1 7 为了减小晶体管的开关损耗，通常应使晶体管的上升时间、下降时间和存储 时间之和不大于半周期的1 0 2 0 ，这除了与晶体管的开关特性有关以外，还在 很大程度上取决于基极正向何反向驱动，典型的晶体管的开关时间，最长的延迟 时间是存储时间。 从设计指标中可见，晶体管的开关频率定为2 5 0 k h z ，其周期为4 u s ，所以上 升时间、下降时间和存储时间之和不大于4 u s 1 2 2 0 = 0 4 u s 。 3 3 6 晶体管二次击穿额定值 晶体管的二次击穿是在c - b 结上加电时突然发生的，这时c - b 结呈现低阻抗， 集电极电流迅速上升，直到由电源电压和负载电阻限制的值，假如电源不立即切 断，瞬间的二次击穿也会造成永久性的损坏。二次击穿是由o b 结上不均匀的电流 分配所引起的，集电极电流集中时，引起局部过热而产生二次击穿；工作在高的 峰值脉冲功率、低的占空比上，也常常发生二次击穿，虽然平均功率损耗远没有 超过规定的值。 电流集中导致二次击穿发生在两种情况：正偏二次击穿和反偏二次击穿。在 n p n 晶体管中，基极发射极为正向偏置，这时，发射极的周围比中心具有较高的 电流密度和较高的电位，集电极电流穿过b c 结较多的集中在发射极的周围，在电 流、电压足够高时，发射极周围集中的电流将形成局部热点，足以损坏晶体管， 即使这时总的功率损耗没有超过规定的值。所以选择晶体管的时候反向击穿电压 也不可太低。 3 3 7 选择晶体管 m f 6 4 0 是一种高速功率m 0 s 肿，其各项指标如下所示： 1 ) 额定集射极电压( u 。) 为2 0 0 v ，大于1 3 2 v ； 2 ) 额定集电极电流( i c m ) 为1 8 a ，大于5 a ； 3 1 集电极电流上升时间t r 为5 1 n s ，下降时间t f 为3 6 鸺，存储时间t i 为3 0 0 璐， 略大于半周期的1 0 ，小于半周期的2 0 ，可以保证晶体管的工作效率； 最大的功率损耗p 踟为1 2 5 w ，而晶体管正常工作时的最大损耗为5 w ； 推挽式d c d c 开关电源混合电路 3 4 变压器的设计 开关管中变压器的设计非常重要，连同滤波电感的设计，将在第四章做详细 介绍。 3 5 整流电路 按所用器件的多少，整流电路可分为半波整流全波整流和全桥整流。这里 选用全波整流，全波整流实际上