（微电子学与固体电子学专业论文）数模混合电源管理集成电路xdj6398的设计.pdf

摘要 本论文的设计工作来源于西安电子科技大学的科研项目4 深亚微米电源管理 类集成电路及各种数模混合集成电路的关键技术理论研究与设计”，作者承担了一 款为t f t - l c d 提供电源管理的集成电路的设计与实现工作。 论文以开关型电压转换器为着眼点，在详细分析d c - d c 转换器工作原理和当 今集成电路设计中广泛采用的几种反馈控制模式的基础上，确定采用p w m 峰值电 流模式控制。针对p w m 峰值电流模式优缺点进行系统补偿和稳定性的设计，最后 设计一款高效升压型d c - d c 转换器电路。该电路集成一个高效功率m o s 开关管， 三种可选择的工作频率，最高工作效率可以达到8 5 以上。本文详细阐述了峰值 电流模式d c d c 转换器x d j 6 3 9 8 的系统设计方案和关键功能模块电路的设计， 同时给出主要功能和性能指标的仿真验证特性。 芯片的设计采用0 6 5 u m b c d 工艺，利用h s p i c e 和w o r k v i e w 等先进的e d a 工具完成电路设计和前仿真部分，前仿结果显示该芯片满足提出的性能指标要求。 关键词：峰值电流模b o o s t 型d c - d cp w m 控制模式b c d 工艺 a b s t r a c t a h i g l le f f i c i e n c yp e a kc u r r e n t - m o d eb o o s td c - d cc o n v e r t e ri n t e g r a t e de i r e m ti s d e s i g n e do nt h eb a s i so f t h ep r o j e c t t h e o r e t i c a lr e s e a r c ha n dd e s i g no f k e yt e c h n i q u e s f o rd e e p s u b m i e r o np o w e rm a n a g e m e n ti ca n dm i x e d s i g n a li c ”1 h ea u t h o ri s r e s p o n s i b l ef o rd e s i g n i n gap o w e rm a n a g e m e n ti n t e g r a t e dc i r c u i tf o rt f t - l c d t h i sp a p e rb e g i n n i n gf r o mt h es w i t c h i n gm o d er e g u l a t o r , b a s e d0 1 3 d i s c u s s i n g t h ew o r kp r i n c i p l eo fd c d cc o n v e r t e ra n ds o m ef e e 曲a e kc o n t r o lm o d e sw h i c ha r e u s e dw i d e l yi nc u r r e n td c - d cc o n v e r t e ri cd e s i g n , f m 口d l ya d o p tt h ep e a kc u r r e n t p w mc o n t r o lm o d ef o rt h ep o w e rm a n a g e m e n ti cs y s t e m f o c u s i n go nt h ea d v a n t a g e s a n dd i a d v a n t a g e so ft h ep e a kc u r r e n tp w mc o n t r o lm o d e ，c o m p e n s a t i o nc i r c u i tf o r s y s t e ms t a b i l i z a t i o ni sd e s i g n e di nt h eh i 曲e f f i c i e n c yd c - d c c o n v e r t e l1 1 1 i sb o o s t d c d cc o n v e r t e rw i t i l - n - c h a n n e ls w i t c h i n gm o s f e tc a l lg e n e r a t e ，t h r e ew o r k i n g f r e q u e n c i e sf o ru s i n g ，t h ee f f i c i e n c yi su pt o8 5 t h e n , x d j 6 3 9 8w h o l ed e t a i ls y s t e m d e s i g na n dk e ys u b m o c k sc i r c u i td e s i g na l eb o t hp r e s e n t e d , a l s oi n c l u d i n ge a c h s i m u l a t i o nr e s u l t s b yu s i n ga d v a n c e de d a t o o l ss u c ha sh s p i e ea n dw o r k v i e w , b a s e do no 6 5 u m b c dp r o c e s s ，t h ea u t h o rh a sc o m p l e t e dt h ec i r c u i td e s i g na n dt h ep r e - s i m u l a t i o no f x d j 6 3 9 8 t h ep r e - s i m u l a t i o nr e s u l t si n d i c a t et h a tx d j 6 3 9 8h a sm e tt h eg i v e n e l e c t r i c a lc h a r m e d s t i e s k e y w o r d ：p e a kc u r r e n t - m o d e b o o s td e - d ep w mc o n t r o lb e d p r o c e s s 声明尸明 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包括其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 本人签名： 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。本人保证 毕业离校后，发表论文或者使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大 学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文 的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。 本人躲经 导师签名： 逊j v 绪论 近几年，随着集成电路工艺的迅速发展，集成电路的集成度与日俱增，电子 设备的体积、重量和功耗越来越小，这对电源电路的集成化、小型化及性能提出 了越来越高的要求，模拟集成电路技术和工艺水平的提高也促进了电源管理类集 成电路的快速发展，从而使电源i c 产品的种类日益增多，性能不断提高，价格不 断降低，应用领域不断扩大，以至走向社会生产和社会生活的各个方面。 电源i c 产品主要包括线性稳压器、开关转换器、电池充电管理i c 、p w m p f m 控制器、a c d c 稳压器及功率因数校正( p f c ) 预稳压器等。在p c 、移动电话 和便携式电子产品的驱动下，电源i c 产品市场前景可观，据美国风险发展公司 ( v d c ) 估计，2 0 0 4 年电源管理i c 的销售收入将超过7 5 亿美元，平均年增长速率 将超过1 6 。专门研究电源管理i c 市场的知名市场调研公司d a r n e l lg r o u p 也预 测，单单通信设备电源管理i c 的全球销售额就将由2 0 0 3 年的4 4 亿美元上升到 2 0 0 8 年的5 8 亿美元，年复合增长率高达5 5 。而目前在所有这些电源i c 中， 开关电源转换器( d c - d c ) 的销售额最大，它的快速堀起源自于便携式产品的不 断涌现，如便携式电话、p d a ( 个人数字助理) 、掌上型膝上型电脑、数码相机 等。 便携式产品通常采用电池供电，因此就希望电源管理方案具有低成本、小体 积、电池使用寿命长的特点，这引发了新一代电源i c 设计技术的变革，而开关式 电源转换器无疑是其中的主角。电源技术的设计技术飞速发展，也随之加快了开 关稳压电源技术的发展。 便携式电子设备对开关稳压电源的要求也越来越高。为满足通讯产品对功耗、 体积和重量的要求，这些转换器采用特殊的控制技术，可以在高频率工作。在低 电流应用中，功率控制i c 可以同时集成电源开关，从而优化尺寸和降低成本；而 对于高电流应用，则还需要为外部f e t 开关提供p w m 控制。强大的控制和保护 性不仅可以保护转换器本身，同时也保护了负载。大多数输出电压在3 3 v 以下的 转换器，为降低损耗，使用同步控制f e t 来代替输出整流器。同时进一步延长电 池寿命，d c - d c 转换器不论在轻载还是重载下都必须保持高效。除了保证高负载 时的效率，便携式电源i c 还必须能够在轻负载时切换到低频工作模式，从而减少 相应的电源开关门电荷损耗p 2 j 。 论文根据d c - d c 开关稳压电源的技术发展趋势，结合科研项目“深亚微米电 源管理类集成电路及数模混合集成电路的关键技术理论研究与设计”，在详细讨论 与分析了d c d c 开关电源转换器的多种控制方案基础上，设计完成了一款为笔 2数模混合电源管理芯片x d j 6 3 9 8 的设计 记本电脑，车载液晶等l c d 产品提供完整电源管理并集成高效率、电流模式控制 的b o o s t 型d c d c 转换器和u ) o 的芯片x d j 6 3 9 8 。该芯片采用了峰值电流p w m 模式控制技术，系统在宽的负载范围内保持较高的转换效率。 本论文共分为五章，第一章简要介绍了集成稳压电源的分类，开关型电源转 换器基本工作原理及其发展趋势；第二章对芯片中所采用的关键技术进行了详细 的分析和论证：第三章介绍芯片的整体架构设计及其解决方案；第四章对d c d c 转换器x d j 6 3 9 8 各模块电路进行具体设计；第五章给出整体电路主要性能指标的 实现；最后为结束语。 第一章开关型稳压电源概述 3 第一章开关型稳压电源概述 本章共分为两部分内容，首先将讨论集成稳压器的主要分类；其次主要按照 d c d c 开关电源转换器的不同拓扑结构，对其工作原理进行了介绍。最后对电源 管理芯片尤其是集成电压调节器的发展趋势进行了简单预测。 1 1 集成稳压器的分类 从1 9 5 5 年g h r o g e r 发明自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器实现高频 转换控制电路以来，电源管理技术一直随着微电子技术、控制理论的发展而高速 发展。早期电源管理的着眼点主要在交流和强电的合理利用方面，电源管理的内 容比较简单，比如，变压，整流，滤波等，后来随着电力工业的发展，产生了各 种各样的需要，于是出现了变频器、不间断电源( u p s ) 、交流稳压器、功率因子 补偿器等相应的电源管理方案和设备。进入七十年代以后，电子工业迅速崛起， 出现了许多半导体电子产品，电源管理的要求更加复杂，更加苛刻，往往在一个 设备中需要提供高电压达数万伏，低电压却仅有几伏的多路电源，于是发展了各 种开关电源。早期的开关电源采用分立元件和变压器实现，效率较低，主要是为 了直流升压和多路输出。但在很多便携式微电子产品中，由于体积和效率的原因， 传统的采用分立元件的电源管理方案已无法满足要求，电源管理向集成化发展， 出现了集成稳压器，集成开关电源控制器，集成d c d c ，集成电荷泵等。 近些年，对电源管理的功能和性能提出了更高的要求，为了提高电池供电产 品的使用周期，希望电源管理器可以低压差工作，提供高达9 0 以上的效率；为 了减小电源波动和噪声对电路的影响，希望电源管理器具有很大的电源纹波抑制 比，极低的电源和负载调整率，极小的温漂；为了提高可靠性和灵活性，希望电 源管理器具有完善的保护功能和良好的受控性。 电源管理的目的是将所能获取的，但不能满足要求的电源进行加工处理，以 适应不同用电场合的要求。电源管理的一个重要方面是对电压进行调节和稳定， 本论文着重研究集成直流电压调节器。 集成电压调节器有多种，根据其调整电路的工作状态可分为两类，如果调整 电路工作在线性状态，就称为线性稳压器( l i n e a rr e g u l a t 0 0 ；如果调整电路工作在 开关状态，就称为开关型稳压器( s w i t c h i n gr e g u l a t o r ) 线性稳压器又可根据稳 压器同负载的连接方式分为并联型稳压器和串联型稳压器；开关稳压器根据储能 元件的不同分为d c d c 变换器和电荷泵；常用的d c - d c 变换器根据输出电压与 输入电压的关系又可分为降压型d c - d c ( b u c kc o n v e r t e r ) 、升压型d c d c ( b o o s t 4 数模混合电源管理芯片x d j 6 3 9 8 的设计 c o n v e r t e r ) 、升降型d c d c ( b u c k - b o o s tc o n v e r t e r ) 。 不同的电压转换器结构也各有其所擅长的优势，从设计电源系统的角度来看， 必须根据特定的负载需求做以取舍进而选择不同的管理方案。电源管理技术的不 断发展和推陈出新，不仅使便携式电子产品成为电子行业中增长速度最快的一个 分支，也使得选择电源方案的优先级不断地发生变化。 1 2 开关电源转换器介绍 目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为 主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞 速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源转换器以其效率高而得到广泛的应用。开关电源转换器是将输出信 号采样后，经过变换，去控制与负载串联或并联的开关的导通与截止，而后利用 电感储能元件将脉冲电流转换为负载中连续的稳定电流。开关电源转换器中的调 整管被当作一个控制开关，要么工作在截止状态，要么工作在饱和状态，利用其 导通时间的长短，从而改变平均电流的大小，以起到稳定输出电压的作用。 开关电源转换器的优点在于：1 、它的工作效率要比线性稳压电源的效率要高。 因为开关电源中的调整管在导通时，总是处于饱和状态，而饱和状态下的压降很 小，故消耗在调整管的功率很小。开关型稳压电源的效率可达7 0 9 0 ，而与稳压 器的输入、输出电压之差基本上没有关系。而在线性稳压电源中，当稳压器的输 入、输出电压差值增加时，效率将会随之下降。2 、开关型稳压电源的输出电压变 化范围很广。输出电压既可以比输入电压低，也可以比输入电压高，还可以改变 电压的极性p 2 】。 1 2 1 开关电源转换器基本结构 对于开关型电压转换器来说主要有三种基本结构：b u c k 型转换器、b o o s t 转 换器和b u c k - b o o s t 型转换器。我们在此作一介绍。 ( 1 ) b u c k 型转换器( b u c kc o n v e r t e r ) b u c k 型转换器是最基本的一种d c - d c 转换器，包含一个开关、一个二极管 和一个电感。根据电感中电流的情况，d c d c 转换器工作中都存在两种导通模式， 即连续导通模式( c c m ) 和非连续导通模式( d c m ) 。连续导电模式是指在一个 周期中能量传递电感中的电流总是大于零，即电感电流是连续导通的；非连续导 通模式是指在一个周期中电感电流有一段时间为零，即在一周中导电是不连续的。 下面我们对d c d c 转换器的两种导通模式分别加以分析。 分析之前，首先作如下假设：1 ) 电路中的电感、电容、开关管和二极管均为 理想的。即不考虑电感和电容的任何寄生参数；开关管和二极管的导通时电压为 第一章开关型稳压电源概述5 零，截止时电流为零，导通与截止之间的转换是瞬时完成的；2 ) 输出电压的纹波 与其平均值相比小得多。分析时，作为初步近似可忽略此纹波。这一假定在实际 上是成立的，因为一般转换器的开关频率很高，而且还都设有低通滤波器。 1 连续导通模式( c c m ) 连续导通模式下，转换器开关周期分为两个阶段，即开关管导通阶段( t o n 阶段) 和开关管截止阶段( 1 0 f f ) 。两个工作状态的等效电路分别如图1 1 和 1 1 ( c ) 所示。稳态连续导通模式下，b u c k 型转换器主要信号波形如图1 2 所示，其 图1 1c c m 模式下两种 工作状态的等效电路 v 。 卜r ， 3 i - 一t _ 1 一k 一 图1 2b u c k 型转换器c c m 模式下 主要信号波形 中电流参考方向如图1 1 ( a ) 所示。 在工作过程中，控制脉冲使主开关管q 1 导通之后，c 开始充电，输出电压 v o 加到负载r 两端，在c 充电过程中，电感l 内的电流逐渐增加，存储的磁场 能量也逐渐增加。此时，续流二极管d 因反向偏置而截止。经过t o n 时间以后， 控制信号使主开关截止，l 中的电流减小，l 两端产生的感应电动势使d 导通， l 中存储的磁场能量便通过续流二极管d 传递给负载r 。当负载r 上的电压低于 电容c 两端的电压时，电容c 便向负载放电。经过时间t o f f 后，控制脉冲信号 又使主开关管q 1 导通，重复上述过程。 主开关管q 1 一般使用双极晶体管和m o s f e t 晶体管，因为m o s f e t 晶体 管开关速度较快，控制逻辑相对简单，故m o s f e t 主开关得到了大量的使用，下 面如无特殊说明主开关均指m o s f e t 主开关。根据晶体管的开关特性，在管子的 6 数模混合电源管理芯片x d j 6 3 9 8 的设计 栅极加入控制信号就能控制它的导通和截止。对于n m o s f e t 来说，当栅极加入 正向信号时，管子导通且处于线性电阻区。在线性电阻区，m o s f e t 的导通电阻 很小，故导通压降v d s ( o n ) 别, ，基本可以忽略不计。当n m o s f e t 的栅极加入 反向信号时，管子截止，m o s f e t 的电阻近似无穷大。 当控制信号使主开关导通时，电感l 中的电流从最小值i l ( m i n ) 增大到最大 值i l ( m a x ) ，当控制信号使主开关截止时，l 中的电流又从最大值减小到最小值。 假设主开关具有理想的开关特性，其导通压降可以忽略不计，那么 圪= h g o = 三堕d t ( i - i ) 由此可得： 五= 圭j 积一一v ! - 三v 0 ，+ 屯( 1 - 2 ) 开关导通状态终止时，即t = - t 谦，电感l 中的电流到达最大值，有： i l ( r m x ) ：譬粤+ 屯蛐) ( 1 - 3 ) 在主开关截止期间，l 中的电流经续流二极管d 向负载释放能量，假如忽略续流 二极管d 的正向压降v d ，则可得出下列方程： vo=-ld讲l(1-4) 由此可得出： 驴一圭如毋= 一孚t + l l ( 1 - 5 ) 主开关截止状态终止时，即产t o f f ，l 中的电流下降到最小值，得： ，l = 一_ g o + i l ( 纰)( 1 6 ) 由式( 1 - 3 ) 和式( 1 - 6 ) 可得到： 驴巧篆川半如巧( 1 - 7 ) 其中，t o n 为开关导通时间，t o f f 为开关截止时间，t 为主开关工作周期， d 为占空比。式( 1 7 ) 即为b u c k 型d c d c 转换器工作于连续导通模式时输入电压 和输出电压之间的直流关系。 由式( 1 - 7 ) 可知，输出电压v o 与主开关的占空比d - = t o n t 成正比，所以通 过改变主开关的占空比可以控制输出平均电压的大小。由于占空比d = t o n f f 总 是小于1 ，所以v o 总是小于v i ，故常称为降压型转换器。 假如输入电压变化或者负载发生变化时，通过控制回路调节主开关的占空比， 第一章开关型稳压电源概述7 就能使转换器的输出电压稳定。 由于流过电感的电流平均值等于负载电流，即： 。i z 4 m = , ) r + i l 一( = i n ) = 岛 流过主开关的电流平均值为： 如= 1 l ( m t 丁t ) 4 - l l 一( m l a ) x 孚= ( 1 - 8 ) ( 1 9 ) 由式( 1 6 ) 和( 1 - 8 ) ，消去i l ( n “n ) ，可得： l = 1 0 + 等 ( 1 1 0 ) 我们继续找到输出电压的交流波动分量，当电感中电流大于负载电流时，电 容开始充电，输出电压开始升高。当电感电流小于负载电流时，电容开始放电， 输出电压开始下降。流过电容的电流可以表示为： 七= 屯一i o ( 1 1 1 ) 假设t - - - 0 时，主开关导通，电容放电电流开始减小，在经过t o n 2 之后，电 容的放电电流等于零，此时输出电压具有最小值，然后电容开始放电，输出电压 开始上升，电容的充电将一直持续到电容电流再次变为零时为止。根据主开关截 止时的t o f f 2 到t o n + t o f f 2 之间电容上的电压增量，就可算出输出电压的纹 波值，即 = 吉阜+ 孥毛曲= 吉 阜七出+ e + 孕七司 m 2 ， 将式( 1 2 ) 代入式( 1 - 1 2 ) ，得到导逯期间电容电流的表示式： j c ；1 l - ，。：i l + 9 1 - ，g o f 一，d 。 ( 1 1 3 ) 由此求出式( 1 - 1 3 ) 的第一项积分： 阜毛出= 也一岛粤+ ；堡导臻= 一，d 粤+ ；鲁( 1 - 1 4 ) 将式( 1 5 ) 代入式( 1 - 1 2 ) ，得到主开关截止期间电容电流的表示式： i c = l - - b = ，l ( 叫) 一丁v o 卜 ( 1 1 5 ) 由此求出式( 1 1 3 ) 的第二项积分。为了便于计算，把积分下限移动到坐标原点， 得出： 产七出：纯一如) 孚一t v o 字( 1 - 1 6 ) 数模混合电源管理芯片x d j 6 3 9 8 的设计 根据式( 1 - 6 ) 和( 1 8 ) ，可将( 7 “。呻一如) 和( 屯( 一) 一o ) 分别改写为： ， 岫一岛= 一篆 ，删一如= 笔 将式( 1 - 1 4 ) 、( 1 一1 5 ) 、( 1 - 1 6 ) 和( 1 - 1 7 ) 代入式( 1 - 1 3 ) ， 得到输出电压的纹波分量a 的计算公式： a = 百v o t t o l 4 ( 1 - 1 7 ) ( 1 1 8 ) 经过基本的数学变换，就可以 ( 1 - 1 9 ) 将式( 1 7 ) 经过适当的数学计算后，式( 1 1 9 ) 可以变换为： t ，r ，、 a = 二2 。l1 一二旦l( 1 2 0 ) 。8 工叮2ly j 式( 1 2 0 ) 为b u c k 型转换器工作于连续导通模式时输出纹波与输入输出电压、 功率级电感电容和系统工作频率之间的关系。在d c - d c 中输出电压的纹波特性 是其最重要的性能指标之一。在输出纹波指标、输入输出电压已确定的情况下， 需要综合考虑工作频率和功率级电感电容的取值。同时我们由上式可以看出输出 纹波的大小同系统工作频率的平方称反比，即在输入输出电压、功率级电感电容 确定的情况下，工作频率越高系统输出的纹波越小。由此可知当今d c d c 转换 器的趋势之一是高频化。 2 非连续导通模式( d c m ) 非连续导通模式下，转换器一个周期中有三个工作状态。即1 ) 主开关管导 通，续流二极管截止。该段运行时间长度为d t ；2 ) 主开关管截止，续流二极管 导通。该段运行时间长度为d 1 t ；3 ) 主开关管截止，续流二极管截止。该段运 行时间长度为d 2 t = t - ( d + d 1 ) t 。三个工作状态的等效电路如图1 3 所示。非连续 导通模式下，b u c k 型转换器的主要信号波形如图1 4 所示。其中电流参考方向如 图1 1 ( a ) 所示。 在工作过程中，当控制脉冲使开关导通之后，c 开始充电，输出电压v o 加 到负载r 两端，在c 充电过程中，电感l 内的电流从零开始逐渐增加，存储的磁 场能量也从零开始逐渐增加。此时，续流二极管d 因反向偏置而截止。经过t o n 时间以后，控制信号使开关截止，l 中的电流减小，l 两端产生的感应电势使d 导通，l 中存储的磁场能量便通过续流二极管d 传递给负载。当负载电压低于电 容c 两端的电压时，c 便向负载放电。经过时间t o f f 以后，电感中的电流减小 到零，电感中没有能量的存储，这时完全靠电容c 对负载放电。此时，续流二极 管d 因反向偏置而截止，故电感中不会出现反向电流。在经过时间t o f f 后，控 制脉冲信号又重新使开关导通，上述过程重复发生。 第一章开关型稳压电源概述9 则： 图1 3d c m 模式下三种 工作状态的等效电路 根据能量守恒定律得： 、 l 入、 j 。 f j ；计。 2 v ；d,t 图1 4b u c k 型转换器d c m 模式下 主要信号波形 以一) d t = v o o l t 巧d = v o ( d + d 1 ) ( 1 - 2 1 ) ( 1 - 2 2 ) 鱼：里一 ( 1 2 3 ) v ld + d i 、7 由式( 1 - 2 3 ) 可得： 功= 幢一 c ， 在非连续导通模式中： d 1 d id 2 ( 1 - 2 5 ) 式中d 为主开关导通时间所在整个周期的比例，d i 为电感中电流下降到零 所用时间所占整个周期的比例，d 2 为电感中没有能量的时间所占整体周期的比 例。 则将式( 1 2 4 ) 代入上式可得： 心一镌一 _ d 2 = 鲁( 1 - d ：) ( 1 - z s ) l o数模混合电源管理芯片x d j 6 3 9 8 的设计 我们知道 由式( 1 - 2 5 ) n - 7 得： a ，= 以一v o ) d r l( 1 2 7 ) 以一) d r = v o o , r( 1 - 2 8 ) 将式( 1 - 2 9 ) 代入式( 1 - 2 8 ) 司得： 一 a ，= r o d i t l( 1 - 2 9 ) 输出电流可表示为： 岛= ，( d + d 1 ) 2 = i i v o d , ( d - + 一o , ) r ( 1 - 3 0 ) 则 如= 等= 可丽2 lj(1-31) d d i r t + d i 2 r t = 2 l( 1 3 2 ) d t 2 + d d t r 2 _ l 丁= 0 ( 1 - 3 3 ) 从而可以解得： ： ( ”4 ) l = _ 一 ( 1 。3 4 ) 将式( 1 - 3 4 ) 代入式( 1 - 2 4 ) 可得： 百v o 2 可2 d 零 m 3 5 ) 巧d + ，历2 + 旦 、 上式即为d c d c 转换器工作于非连续导通模式时输入电压和输出电压之间的直 流关系。 当转换器的负载电流变小时，导通时间t o n 降低，电感电流在t o f f 期间内 会降低到零，形成电流的非连续，称为非连续导通模式( d c m ) 。连续导通模式 和非连续导通模式之间边界的负载电流为 = 1 v , ( v i , 矿- v o ) ( 1 - 3 6 ) ( 2 ) b o o s t 转换器( b o o s tc o n v e r t e r ) b o o s t 是一种非隔离式的功率级拓扑结构，它应用非常广泛。通常也称之为 升压型功率级。当我们选择该结构时，是为了获得高于输入电压的输出电压。 第一章开关型稳压电源概述 图1 5 是b o o s t 的基本电路图，它主要 由l 、c 、q l 和d l 构成。图1 6 和图 1 7 分别为开关管q 1 导通和开关管q 1 关断时的等效电路。其中r l 和r c 分别 为电感l 和电容c 的等效串联电阻。下 面对其工作原理进行简单的描述。 1 连续导通模式( c c m ) 开关管q 1 导通时，此时b o o s t 拓扑结 构等效电路如图1 6 所示。控制电路将 开关管q l 打开时，电源给电感进行储 能，电感上的电流增大，此时加在电感 l 两端的电压为： 一= 上旦量j ，= 兰墨- a 丁( 1 3 7 ) 。 出 。 上 在导通期间，流经电感电流的增量为： 砬( + ) ：坚坠尝型( 1 - 3 8 ) a “+ ) 为电感的纹波电流增量，在这段 期间，输出负载电流由输出电容c 提供。 v q 为开关管q l 上的压降。 图1 5b o o s t 基本拓扑结构 图1 6 开关管导通状态 图1 7 开关管关断状态 开关管关断的等效电路图如图1 7 所不，此时电感两端的电压突变，二极管 导通，电源经r l 、l 和d 给输出电容c 充电并给负载提供电流。在此期间电感 上电流下降： 虬卜) ：笠生皇趔。( 1 - 3 9 ) a ，c ( _ ) 为是电感的纹波电流减少量；v d 是二极管的导通压降。 当工作在稳态时，电感电流在开关管导通时的增量等于在开关管关断时的减少量。 此时可得到下面的关系式： = ( k lx r l ) ( 1 + 等等巳) 一一( 未必l ) 0 - 4 0 ) 1 0 f f - o f f 且有： d = 了 = 孚 ( 1 - 4 1 ) + 马 、7 1 2 数模混合电源管理芯片x d j 6 3 9 8 的设计 在连续导通模式中有： + = 马 ( 1 - 4 2 ) t s 为芯片的工作周期。将式( 1 4 1 ) 代入式( 1 - 4 0 ) 可得： v o = 皆一乃一匕南 ( 1 4 3 ) 因为d 【0 朋，由式( 1 - 4 3 ) n - 知，输出电压总是大于输入电压。并通过改变占 空比d 可得到不同的输出电压。 因为开关管工作在线性区，电感上的等效串联电阻很小，且肖特基二极管的 正向导通压降很小，我们将上面三项忽略，将式( 1 - 4 3 ) 进行简化，可得： 矿 r o2 南( 1 4 4 ) 由于电感和电容均不消耗能量，输出功率等于输入功率，可得： 厶= ( 1 一d ) ( 1 4 5 ) 注意到电感仅在开关管关断期间给负载进行电流传输，又因为输出电容上的 平均电流为零，所以电感电流在开关管关断期间的平均电流等于整个周期中的输 出电流，我们可以得到电感上的平均电流与输出电流的关系式： ，l 删2f 10五(1-46) 2 不连续导通模式( d c m ) 在轻负载的应用下，系统进入不连续导通模式，其电感电流如图1 8 所示。 它与连续导通模式不同的是：电感电流会下降到零并且保持一段时间。下面我们 对不连续导通模式进行分析。 由图1 8 可得： = 墨d ( 1 - 4 7 ) = d 2 五 d 3 丁s 为电感电流保持零的那段时间。 开关管导通时电感电流的增量为： 矿 a l ( + ) = 等z - d = i v r ( 1 4 9 ) 山 上式中我们可以看到，电感电流的增 量等于电感峰值电流。这是因为每个周期 电感电流都从零开始。 ( 1 - 4 8 ) 图1 8 不连续导通电感电流 第一章开关型稳压电源概述 开关雷关聊时，电感电流将减少全零。 虬卜) = v o 上- v , k = v o f - v , d 2 b ( 1 - 5 0 ) 在稳态时电感电流增量也等于电感电流减少量，这与连续导通模式相同。我们可 以得到： 邶墨挚o f f 耶警 ( 1 5 1 ) 172 现在计算输出电流，即d 2 期间的电感电流在整个周期的平均。 厶= 鲁= 丢哇k d 2x 五) = 垒塑警坐互( 1 5 2 ) 联解方程( 1 - 5 1 ) 和( 1 - 5 2 ) 可得： ：巧。1 + 1 | i 1 + 4 x k d 2 。， 上式中： d = 肛习瓦而( 1 5 4 ) 斛足= 麓，膨专 ( 3 ) b u c k - b o o s t 型转换器( b u c k - b o o s tc o n v e r t e 0 b l l c k b o o s t 犁转换器中。存债裁i - 产生的电压的极性与输入电压的极件相反 图1 9b u c k b s t 型转换器拓扑结构 于开关的导通时间。因此，该拓扑 ( 图中实线表示s 1 闭合时环路中的电流) 结构既可以用于升压也可用于降 ( 图中虚线表示s 1 打开时环路中的电流) 压当s 1 导通时，能量流向l 1 电 感，电感电流线性增加，其上升斜 率为： 刃朋 了一j 一 ( 1 - 5 5 ) at j “工1 此时由于二极管d l 处于反偏，输出级电路对输入级无影响，负载电流( 流过r l 1 4数模混合电源管理芯片) a d j 6 3 9 8 的设计 的电流) 由输出端电容c l 提供。 当输出电压下降至内部比较器的设定值时，s 1 打开，输入电路与输出级不发 生连接关系。由于电感的突然切换且其电流不能突变，电感l 1 在二极管d l 的阴 极处产生一负电压，电感电流就会通过地和负载r l 流向处于正偏的d 1 的阳极， 同时为负载电容充电。这时电感电流线性减小，下降斜率为： 鲁= 孚 似s 6 ， 衍l 电感释放所储存的能量。同上述推导可以得出： 吸一- 8 ) m 5 7 ) 即可实现输出负电压的目的，同时由于输出电压的极性与输入电压的极性相反， 因此从采样电阻取得的电压反馈至控制电路的比较器时，必须注意比较器两输入 端的极性关系。 在基本电源转换电路的基础之上再添加某些功能就派生出各种各样的衍生电 压转换电路，其主要特点就是具有电压隔离和多路输出功能。以b u c k 型衍生稳 压电路为例，主要有：前向型转换器( f o r w a r dc o n v e r t e r ) 、推挽型转换器( p u s h - p u l l c o n v e r t e r ) 、半桥型转换器( h a l f - b r i d g ec o n v e r t e r ) 和全桥型转换器( b r i d g e c o n v e r t e r ) 等。 1 3 开关电源转换器的发展趋势 随着应用要求的日趋苛刻和集成电路工艺水平的不断提高，开关电源转换器 发展很迅速，呈现出以下多种趋势和特点。 ( 1 ) 提高效率 当前，电源管理已成为当今便携设备设计师遇到的最严峻的技术挑战，这主 要来源于一个日益明显的矛盾，即新型便携式消费电子设备的功能越来越多，但 同时用户又希望它的工作时间越来越长，因此就要求电压转换器的效率越来越高， 功耗越来越小。 ( 2 ) 减小体积 减小体积有利于产品小型化和降低成本。为了缩小电源管理电路尺寸，可采 用高频化技术，在d c d c 中，作为储能元件的电感一般只能采用分立元件，可 通过提高d c d c 的工作频率来尽量减小电感体积，因此高频化成为d c 。d c 未来 发展的一大趋势。 ( 3 ) 多功能和多工作模式 第一章开关型稳压电源概述1 5 不同的电子设备会有不同的电源需求，另一方面，由于电子设备自身功能愈 加丰富，同一设备也往往会需要不同的电源管理模式，因此转换器的功能与工作 模式也趋于多样化。 一 ( 4 ) 完善的保护措施 开关电源作为一种电力电子集成器件，还需要增加各种保护措旖以提高其可 靠性。如过温保护，过流保护，电池反接保护，e s d 保护等保护电路口5 】【3 0 】。 1 6 数模混合电源管理芯片x d j 6 3 9 8 的设计 第二章x d j 6 3 9 8 关键技术分析与实现 本章以第一章所介绍的开关电压转换器基本结构为基础，对高效峰值电流模 升压型d c 。d c 转换器x d j 6 3 9 8 的系统设计方案、控制模式的选取进行阐述与 分析。 2 1 开关电源转换器控制模式的选取与分析 对于开关稳压电源来说，随着d c d c 的不断发展，出现了许多不同种类的 单片集成d c d c ，按不同的分类标准，有不同的分类方法。根据控制方式可分为： 一、固定频率的脉宽调制模式( p w m ) p w m 控制模式是保持固定的开关频率，通过改变功率开关管的的导通时间 或截止时间来改变占空比来保持稳定的输出电压。p w m 控制模式能够在较宽的 负载范围内保持较高的转换效率。此外由于开关频率是固定的，因而使得噪声频 谱的带宽很窄。这样只需简单的低通滤波器就能大大降低输出电压的纹波，因此 这种控制结构可被广泛应用于电信设备等对噪声干扰较为敏感的应用系统。 二、固定脉宽的频率调制模式( p f m ) 这种控制模式下开关管的导通时间( 或者截止时间) 是恒定不变的，通过改 变开关的工作频率来改变占空比，达到调节输出电压的目的。 三、频率和脉宽都不固定的斩波工作模式( c h o p ) 这种控制方式，也称为混合调制模式，是指同时改变开关管的导通时间( 或 者截止时间) 和开关管的工作频率来改变占空比，维持输出电压的稳定。 多种控制模式各有优缺点，p w m 模式是最常用的一种工作模式，它的优点 是噪声频带比较窄，易于滤波，输出干扰小，缺点是轻负载时效率很低，有时还 有最小负载要求。p f m 模式与p w m 模式正好相反，各种负载时效率都可以做到 很高，但输出噪声频带比较宽，滤波难度大，输出干扰大。c h o p 模式是传统分 立元件开关转换器常用的工作模式，它根据输出电压判断调整管是否导通，所以 输出电压波动在所难免、精度不高0 5 1 。 根据系统的控制环路类型可分为； 一、电压模控制方式( v o l t a g e m o d e ) 电压模控制方式是指d c - d c 控制环路中的比较器检测的是输出端或者负载 两端的电压信号，来控制开关管的脉冲宽度。它具有单一反馈电压闭环设计，对 输出负载变化有较好的响应调节优点；但同时具有对输入电压变化动态相应较慢， 闭环增益随输入电压变化使得补偿网络设计复杂等缺点。 第二章x d j 6 3 9 8 关键技术分析与实现 1 7 二、电流模控制方式( c u r r e n t - m o d e ) 电流模控制方式是指d c d c 控制环路中的比较器检测的是负载或功率开关 管的电流，被检测电流反映负载电流的变化( 即输出电压的变化) 。它具有控制环 路易于设计，暂态闭环响应较快，瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲 限流功能。但在p w m 控制下的峰值电流模控制模式当占空比大于5 0 时会出现 开环不稳定性现象，需要加入斜坡补偿，即使当占空比小于5 0 时，也容易发生 次谐波振荡，也有发生高次谐波振荡的可能【4 9 】。 。 2 1 1 控制模式介绍 在工程设计过程中，常用的控制模式以下五种：固定时钟的脉冲频率调制 ( c l o c k e d p u l s e f r e q u e n c y m o d u l a t i o n ) ，峰值电流限制固定关断时间的脉冲频率 调制( p e a kc u r r e n tl i m i t e dm i n i m u m o f f - t i m ep u l s e - f r e q u e n c ym o d u l a t i o n ) ，电压 模脉冲宽度调制( v o l t a g e m o d ep u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ) ，峰值电流模脉冲宽度调 制( p e a kc u r r e n t - m o d ep u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ) ，平均电流模脉冲宽度调制 ( a v e r a g ec u r r e n t - m o d ep u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ) 。下面针对五种工作模式的工作 特点作逐一简单介绍： 1 、固定时钟的脉冲频率调制 图2 i 固定时钟p f m 控制模式 固定时钟p f m 控制模式是d c d c 系 统中最简单的一种控制模式，如图2 1 所 示。v o u t 输出电压的分压值与基准电压 进行比较，当输出电压低于调整器的设定 值( 即当v o u t 分压值低于v r e f ) 时， 比较器通过r s 触发器使振荡器产生的方 波来控制开关q l 的导通与关断。电感的 周期性充电使得输出电压上升至调节点。 当输出电压达到设定值时，q 1 关断。这种 控制非常简单，但是外部电感器的选择比较复杂，输出电压的峰峰值纹波较大， 噪声和纹波的频谱分布随负载电流的变化较大。 2 、峰值电流限制固定关断时间的脉冲频率调制 峰值电流限制p f m 控制模式与固定时钟的p f m 控制模式很类似，但是这种 控制方式没有使用5 0 占空比的固定时钟，如图2 2 所示，而是加入了峰值电流 限制比较电路( c o m p i ) 和o n es h o t ( 单脉冲触发) 电路。当输出电压的分压 值低于基准电压v r e f 时( 由c o m p 2 进行比较) ，开关管打开，对电感进行充电。 直到电感电流上升至设定的峰值v p k 时，开关管关断，关断时间由o n es h o