（微电子学与固体电子学专业论文）新型电源管理电路与低功耗频率补偿.pdf

摘要 摘要 本课题源于国家8 6 3 项目“智能功率集成技术研究”( 2 0 0 2 a a l l z l 5 4 0 ) 。 该智能功率i c 在控制模式和工艺设计上均有独到之处，该芯片的研制成功将为 p s o c ( p o w e rs y s t e mo i lc h i p ) 的研制奠定坚实的基础，具有重大的理论意义和应 用价值。在进行新型电源管理i c 的设计中，本文首次提出了一种带增益级 ( g a i n e n h a n c e ds t a g e ，g e s ) 的双复数零极点相抵消( d u a lc o m p l e xp o l e z e r o c a n c e l l a t i o n ，d c p c ) 的频率补偿模式放大器，即d c p c 补偿模式放大器：设计 了一种采用跨周期调制与电流极限状态机相结合工作模式的新型电源管理i c ； 完成了i c 的版图、流片以及测试。 本文提出了一种应用于低压低功耗多级放大器的频率补偿模式。即一种带 增益级的d c p c 频率补偿模式。该模式基于一对复数平面零点和一对复数平面 极点相抵消的原理，获得了跟单级放大器相似的频率响应，同时将有效输出跨 导放大了增益级的倍数，且仅需一个微小补偿电容就能实现系统稳定，实现了 高增益、高带宽、高相位裕度和高稳定性的多级放大器系统。迄今为止，国际 上低压低功耗多级放大器习用n m c ( n e s t e d m i l l e rc o m p e n s a t i o n ) 频率补偿模式实 现系统稳定。该d c p c 频率补偿模式在相同功耗前提下，其增益带宽( g a i n - b a n d w i d t h ，g b w ) 是n m c 频率补偿模式增益带宽的l o 倍左右。通过h s p i c e 采用 标准的0 6 - mc m o s 工艺模拟仿真表明在电源电压为i v ，驱动5 0 0p f 负载电 容时，获得增益带宽为1 2 3m h z ，直流增益1 l l d b ，相位裕度为8 6 。，单一补偿 电容为1 4p f ，系统功耗仅为0 2 9m w 。 本文还设计了一种新型开关电源的系统控制回路，它采用跨周期调制和电 流极限状态机相结合的工作模式，使其在能量转换效率、瞬态响应速度、负载 调整率、抗扰动性能等方面得到显著提高；并应用频率抖动( f r e q u e n c yj i t t e r ，f j ) 技术实现了开关电源低e m i 、高e m c 性能。作者着重分析了该电源i c 中的过 流比较器、基准电压源和振荡器电路。采用新型b c d ( b i p o l a r 、c m o s 、d m o s ) 工艺，在p 型单晶衬底上实现了低压控制电路和高压l d m o s 功率器件的集成， 并完成了i c 的版图、流片和测试，其测试结果达到了预期指标。 关键词：新型电源管理i cn m cd c p c 增益带宽 a b s t r a c t a b s t r a c t t h i s p r o j e c t i s s u p p o s e db yn a t i o n a l 8 6 3i t e m “s m a r tp o w e ri n t e g r a t i o n t e c h n o l o g yr e s e a r c h ( 2 0 0 2 a a l l z l 5 4 0 ) t h i ss m a r tp o w e r i ch a s p e c u l i a ra d v a n t a g e s i nc o n t r o lm o d ea n d p r o c e s sd e s i g n d e s i g ns u c c s e s so f t h i sp o w e ri cw i l lb e c o m ea n i m p o r t a n tb a s i so fp o w e rs y s t e m o n c h i p ( p s o c ) s ot h i si ch a sg r e a tt h e o r ym e a n i n g a n da p p l i c a t i o nv a l u e w h e nd e s i g n i n gt h i sn o v e lp o w e rm a n a g e m e n ti c ，ad u a l c o m p l e xp o l e z e r oc a n c e l l a t i o n ( d c p c ) f r e q u e n c yc o m p e n s a t i o nm o d ew i t hg a i n e n h a n c e ds t a g e ( g e s ) f o rt h r e e - s t a g ea m p l i f i e ri s f i r s t l yp r o p o s e di nt h i sp a p e r ；a n o v e lc o n t r o lc i r c u i to fp o w e rs u p p l ym a n a g e m e n ti n t e g r a t e dc i r c u i t ( i c ) 、v i t l lp s m a n dc u r r e n tl i m i ts t a t em a c h i n ei sd e s i g n e di nt h i sp a p e r ；m o r e v o e r , i cl a y o u ta n d m e a s u r ea r ef i n i s h e d a d c p c 丘e q u e n c yc o m p e n s a t i o nm o d ew i t hg e s f o rl o wp o w e r l o w v o l t a g e t h r e e - s t a g ea m p l i f i e ri sp r o p o s e di nt h i sp a p e r b a s e do nt h et h e o r yo fd u a lc o m p l e x p o l e z e r oc a n c e l l a t i o n ，a 丘e q u e n c yr e s p o n s es i m i l a rt os i n g l e s t a g ec a l lb eg a i n e d m e a n w h i l e ，t h ee f f e c t i v et r a n s c o n d u c t a n c eo fo u t p u ts t a g ec a nb ei n c r e a s e db y s e v e r a lt i m e sw h i c ha r ee q u a lt o g a i no fg e s ，a n dt h ep o w e rd i s s i p a t i o nc a nb e d e c r e a s e dw h e nag e si si n t r o d u c e d s of a r , t h en e s t e dm i l l e rc o m p e n s a t i o n ( n m c ) i sv e r yc l a s s i c a l a p p r o a c ht o r e a l i z es y s t e ms t a b i l i t yf o rl o wp o w e r & l o w v o l t a g e m u l t i - s t a g ea m p l i f i e r u n d e r t h es a m ep o w e rd i s s i p a t i o n ，d c p c g a i n b a n d w i d t h ( g b w ) i se x p e c t e dt o b ei n c r e a s e da b o u t10t i m e sc o m p a r e dt ot h ec o n v e n t i o n a l n m c a p p r o a c h m o r e o v e r , t h i st e c h n i q u er e q u i r e so n l yo n ev e r ys m a l lc o m p e n s a t i o n c a p a c i t o re v e nw h e nd r i v i n g al a r g el o a dc a p a c i t o r t h eh s p i c e ss i m u l m i o nr e s u l t s s h o wt h a tag b wo f1 2 3m h z ，d c g a i no f 111 d b ，p mo f8 6 0a n dp o w e rd i s s i p a t i o n o fo 2 9m wc a nb ea c h i e v e df o ral o a dc a p a c i t o ro f5 0 0p fw i t has i n g l em i l l e r c o m p e n s a t i o nc a p a c i t o ro f1 4p fa t a 士i vs u p p l yi nas t a n d a r d0 6 一g mc m o s t e c h n o l o g y an o v e lc o n t r o lc i r c u i to fp o w e rm a n a g e m e n tw i t hp s mo p e r a t o nm o d ea n d c u r r e n tl i m i ts t a t em a c h i n ei s d e s i g n e d t h e c h a r a c t e r i s t i c so fe n e r g yt r a n s f e r e f f i c i e n c y ，t r a n s i e n tr e s p o n s es p e e d ，l o a dr e g u l a t i o na n da n t i - p e r t u r b a t i o nh a v eb e e n e x t r e m e l yi m p r o v e dt h r o u g hp u l s es k i pm o d u l a t i o na n dc u r r e n tl i m i ts t a t em a c h i n e ； a b s t r a c t w e a ke m ia n dh i 曲e m cc h a r a c t e r i s t i c sh a v eb e e nr e a l i z e db y a p p l y i n gf r e q u e n c y j i t t c ls o m es u b - c i r u c u i t so f p o w e ri cs u c ha sc u r r e n tc o m p a r a t o r , r e f e r e n c ec i r c u i t a n do s c i l l a t o ra t ec o m p l e t e l yd i s c u s s e d i np r o c e s sd e s i g n ，an o v e lb c d p r o c e s si s i n t r o d u c e d l o wv o l t a g ec i r c u i ta n dh i 幽v o l t a g ep o w e rd e v i c ei si n t e g r a t e do f ff i a e s a r n es i n g l ec r y s t a lp - s u b s t r a t e a f t e rf i n i s h i n gt h ei cl a y o u t ，t h ec h i ph a sb e e n p u t i n t op r o d u c t i o na n dt h et e s to ft h ec h i ph a sa l s oc o m p l e t e d t h et e s tr e s u l t so f c h i p s h o wt h a tt h i sn o v e lp o w e rm a n a g e m e n ti ci ss u c c e s s f u la n dt h ed e s i g na i mi sw e l l r e a l i z e d k e y w o r d s ：n o v e l p o w e r m a n a g e r i cn m cd c p cg b w 1 1 1 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的 地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不 包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示谢意。 签名：垒塞日期：，。 年3 月( 日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论 文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和 磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位 论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、 缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：摩灌 导师签名： 日期：舛年3 月日 第一章引言 第一章引言 随着功率集成电子学和微电子加工技术等的快速发展，集成了开关控制器 和高压功率器件的单片电源管理i c 应运而生【”。单片开关电源自7 0 年代问世以 来便显示出了强大的生命力，它作为一项极具发展前景和影响力的新产品，引 起了国内外开关电源界的普遍关注。单片开关电源具有高效率、高集成度、高 性价比、最小体积、最轻重量、最佳性能指标、最简单外围电路等特点1 2 】。现已 成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源以及开关电源系统的优选设计方 案。在未来的几年里，数字技术的不断进步、终端设备中日益增加的分布式电 源结构( d p a ) 以及便携电子产品市场的成长是电源管理技术进步的三大推动力。 人们对更高效率、更高可靠性、更高电源密度、更小芯片面积和更低成本解决 方案的无休止追求，从而对开关电源设计提出了全新的要求。要满足这些新要 求，离不开开关电源设计的创新和新一代开关电源控制器的鼎力相助【3 】。新型开 关电源控制电路要支持更高功率密度和更高的系统可靠性，而且这些电路将具 有提供时序、占空比控制、故障保护、回路调节、负载共享、热插拔和电源开 关控制等功能【4 l 。本项目研制的耐压7 0 0 v 的电源管理i c 涵盖高压功率器件、 控制和集成理论，是当前电源管理芯片的典型，代表了新型电源管理芯片的发 展方向。 1 1 国内外发展动态 新型开关电源的发展史其实就是智能功率集成电路( s p i c ) 的发展史。s p i c 是指将高压功率器件与信号处理系统及外围接口电路、保护电路、检测诊断电 路等集成在同一芯片的集成电路1 5 1 。智能功率集成电路是p s o c 的核心技术和关 键技术，是机电一体化的关键接口电路，它将信息采集、处理与功率控制合一。 s p i c 出现于七十年代后期，由于单芯片集成，s p i c 减少了系统中的元件数、 互连数和焊点数，不仅提高了系统的可靠性、稳定性，而且减少了系统的功耗、 体积、重量和成本j 。但由于当时的功率器件主要为双极型晶体管、g t o 等， 功率器件所需的驱动电流大，驱动和保护电路复杂，s p i c 的研究并未取得实质 性进展。直至八十年代，由m o s 栅控制、具有高输入阻抗、低驱动功耗、容易 保护等特点的新型m o s 类功率器件如功率m o s f e t 、i g b t 等的出现，使得驱 第一章引言 动电路简单，且容易与功率器件集成，才迅速带动了s p i c 的发展，但复杂的系 统设计和昂贵的工艺成本限制了s p i c 的应用【7 】。进入九十年代后，随着b c d ( b i p o l a r 、c m o s 、d m o s ) 工艺的发展，s p i c 的设计与工艺水平不断提高， 性能价格比不断改进，s p i c 逐步进入了实用阶段。迄今已有系列s p i c 产品问世， 包括功率m o s 智能开关，电源管理电路、半桥或全桥逆变器、两相步进电机驱 动器，三相无刷电机驱动器，直流电机单相斩波器，p w m 专用s p i c ，线性集 成稳压器，开关集成稳压器等【”。在国际上，s p i c 的生产者主要有国际整流器 ( i r ) 、国家半导体、摩托罗拉( m o t o r o l a ) 、意法半导体、i x y s 、h a r r i s 、s g s 、 安森美( o n s e m i ) 、p o w e ri n t e g r a t i o n ( p i ) 、德州仪器( t i ) 、三菱、三垦、东 芝、日立等世界著名的半导体公司，它们已将s p i c 产品系列化、标准化，市场 垄断的趋势日益明显。s p i c 按集成形式可分为两类：一类是单片集成式s p i c ， 其典型代表为i r 公司采用c d ( c m o s 、d m o s ) 工艺的i r 2 1 1 0 、i r _ 2 1 3 0 系列 功率m o s 驱动i c 、p i 公司采用b c d 工艺的t o p s w i t c h 系列单片开关电源 集成电路以及意法半导体公司采用b c d 工艺集控制与驱动功能一体的电子整流 器控制驱动集成电路l 6 5 7 4 。i r 2 1 1 0 、i r 2 1 3 0 在5 0 0 v 或6 0 0 v 电压下工作，最 大峰值电流2 a ，工作频率5 0 0k h z ，可承受大于5 0 v n s 的高d v d t 。新推出的 i r 2 2 3 3 、i r 2 2 3 5 工作电压可高达1 2 0 0 v ，输出驱动电流0 4 a ，t o n t o f r 为7 0 0 n s 。 同时i r 公司最近还推出了命名为i c r i c 7 1 1 3 的用于太空工业的第一种高压抗辐 射加固的功率m o s 驱动，其工作电压达4 0 0 v ，可承受总剂量为1 0 0 k r a d ( s i ) 辐 射剂量而不会导致性能下降1 9 j 。另一类为混合集成式s p i c ，以东芝公司的i p m 系列模块( i n t e l l i g e n tp o w e rm o d u l e ) 为典型代表【1 0 1 。它把控制电路、保护电路、 输出功率管i g b t 集成于一体，具有过流、欠压、过温保护能力，可直接驱动负 载( 如电动马达) 。该系列中最高工作电压可达1 2 0 0 v ，最大输出电流为4 0 0 a 。 据美国c s f b 公司( c r e d i ts u i s s ef i r s tb o s t o nc o r p o r a t l 0 n ) 2 0 01 年5 月2 3r 公布的数据表明，全世界s p i c 的销售额己超过1 0 0 亿美元，并将 以超过1 0 的速度增长，预计2 0 0 6 年s p i c 的市场份额将接近2 0 0 亿美元。 智能功率集成电路总的发展趋势是工作频率更高、功率更大、功耗更低和 功能更全。目前s p i c 的主要研究内容为：开发高成品率、低成本且兼容于c m o s 工艺的研究；针对包括多个大功率器件的单片s p i c 的研究：能在高温下工作并 具有较好坚固性的s p i c 的研究 ：大电流高速m o s 控制并有自保护功能的横 向功率器件的研究。 第一章引言 1 2 实用价值与理论意义 半导体功率器件的不断发展使许多电子产品越来越小而轻。这些体积小、 重量轻但功能丰富的终端产品广泛应用于计算机和通信，如手提式电脑和 p d a 1 2 1 。 本课题功率i c 在控制模式和工艺设计上均有独到之处，设计的新型开关电 源采用跨周期调制和电流极限状态机相结合的工作模式，使其在能量转换效率、 瞬态响应速度、负载调整率、抗扰动性能等方面得到显著提高；应用频率抖动 ( f j ) 技术实现了开关电源低e m i 、高e m c 性能；采用新型b c d 工艺，在p 型单晶衬底上实现了低压控制电路和高压l d m o s 功率器件的集成。该芯片的 研制成功将为p s o c 的研制成功奠定坚实基础，具有重大的理论意义和应用价 值。 1 3 本文主要工作 本文的主要工作是：1 ) 提出了一种带增益级( g e s ) 的双复数零极点相抵 消( d c p c ) 的频率补偿模式放大器，相同功耗前提下，获得了增益带宽( o b w ) 是习用频率补偿模式- n m c 增益带宽的1 0 倍左右：2 ) 设计了具有过热、过 流、欠压等自动保护功能的新型电源管理i c ，它采用跨周期调制和电流极限状 态机相结合的工作模式，使其在能量转换效率、瞬态响应速度、负载调整率、 抗扰动性能等方面得到显著提高；3 ) 完成了i c 的版图、流片以及测试，其测 试结果满足设计指标。 第一章介绍电源管理i c 的国内外发展概况及应用，论述了本文设计的新型 电源管理集成电路的理论意义和实用价值并对本文的章节进行安排。 第二章介绍了离线开关功率变换器的常见的拓扑结构以及控制模式，给出 了新型离线式单片电源管理i c 的系统设计。 第三章介绍了低压低功耗下多级放大器的频率补偿模式，提出了一种带增 益级( g e s ) 的双复数零极点相抵消( d c p c ) 的频率补偿模式。该模式基于一 对复数平面零点和一对复数平面极点相抵消的原理，获得了跟单级放大器相似 的频率响应，同时有效输出跨导被放大了增益级的倍数，且仅需一个微4 , 1 1 偿 电容就能实现系统稳定。 第四章介绍本文设计的具有过热、过流、欠压等自动保护功能的新型电源 3 第一章引言 管理i c ，它采用跨周期调制和电流极限状态机相结合的工作模式。简要概述了 该新型电源管理i c 的各单元电路的功能，并详细分析了该电源i c 中过流比较 器、基准电压源和振荡器电路的工作原理以及仿真结果。 第五章介绍了部分子电路和总体电路的版图设计，该项已通过流片和测试， 其测试结果达到了预期目标。 第六章总结了本文所作的工作。 4 第二章离线开关功率变换器拓扑结构 第二章离线开关功率变换器拓扑结构 电源犹如人体的心脏，是所有电设备的动力。标志电源特性的参数有功率、 电压、频率、噪声及带负载时参数的变化等。在同一参数下，又有体积、重量、 形态、效率、可靠性等指标，设计者可照此去“塑造”和完美电源，因此产生 了各式各样不同用途的电源，但一般电源要经过转换力能符合使用的需要。 按照电力电子学的称谓，a c d c 称为整流及离线式变换，d c a c 称为逆变， a c a c 称为交一交变频，d c ，d c 称为直流变换【l “。儿用半导体功率器件作为开 关，将一种电源形态转变为另一种形态的主电路都日q 做开关变换器，转变时自 动控制闭环稳定输出，并有保护环节的开关变换器则称为开关电源。离线式开 关变换器( o f f - l i n es w i t c h i n gc o n v e r t e r ) ，是a c d c 变换，常称为开关整流器， 它不单是整流的意义，而且整流后又做了d c d c 变换。所谓离线并非变换器与 市电无关，只是变换器中有高频变压器隔离，故称为离线。 2 1 开关功率变换器的电路拓扑结构 开关功率变换器按照主回路拓扑可以分为四种：b u c k 变换器、b o o s t 变换器、 b u c k - b o o s t 变换器和c u k 变换器。 b u c k 变换器也称为降 压变换器，如图2 1 所示。 s 闭合后，除向负载供电 外，还有一部分能量储存 于l 、c 中，v d 截至。s 断开时，l 上产生极性为 左负右正的反电动势，使 v d 导通，l 中的电能传送 给负载，维持输出电压不变。 b o o s t 变换器也称升压 变换器，如图2 2 所示。s 图2 - 1b u c k 变换器电路 图2 - 2b o o s t 变换器电路 第章离线开关功率变换器拓扑结构 闭合后，l 上有电流流过而储存电能，二极管v d 截l e 。s 断丌后，l 上产生的 反向电动势极性为左负右正，使v d 导通，l 上储存的能量经v d 向负载供电。 b u c k b o o s t 变换器如 s 图2 3 所示。当s 导通时， 电流流过l ，l 储存能量， 当s 断开螽，怠流有减小 趋势，上负下f ，续流二 极管v d 导通，电感给电 容充电负载上有了输出 电压，电容c 充电储能。 图2 - 4 是c u k 变换器 的电路图。当开关隅合时， 输入电流使l l 储能，c l 的放电电流使l 2 镰能，并 供电给负载，开关流过输 入、输出电流之和。当开 圈2 - 3b u c k b o o s t 变换器l 乜路 图2 - 4c u k 交换器电路 关s 断开盾电源输入和l 1 的释能电流i i 向c 1 充电，同时l 2 的释能电流i 2 用以维持负载。流过v d 电流也为输入、输出电流之和【1 4 1 。 2 2 调制方式 开关模式功率变换器的调制方式主要有脉冲宽度调制( p w m ) 方式，其开 关频率恒定。通过调节导通脉冲宽度来改变占空比，从而实现对电能的控制， 称之为“恒频调宽”：脉冲频率调制( p f m ) 方式，其脉冲宽度恒定，通过调节 开关频率，从而实现对电能的控制，称之为“恒宽调频”；混合调制方式，以上 两种制式的复合，脉冲宽度和频率均不固定【15 】：脉冲跨周期调制( p s m ) 方式， 脉冲宽度恒定，选择性的跳过某些工作周期的方式调节电能输出。 2 2 1p w m p w m 调制方式是开关功率变换器中最常采用的控制方式，其控制机理是： 通过负载端反馈信号与内部产生的锯齿波进行比较，然后输出一路恒频变宽的 6 第二章离线开关功率变换器拓扑结构 方波信号对功率开关管进行控制，依据负载状况实时调节开关管的导通时间， 从而稳定输出电压。其工作波形图如图2 - 5 所示。 目前p w m 控制方式是开关电源中使用最普遍的一种控制方式，它具有以下 优点：在负载较重情况下效率很高，频率特性好，电压调整率高，线性度高， 输出纹波较小，适用于电流或者电压控制模式【1 6 】。其主要缺点是轻负载时，效 率较低。 2 2 2p f m 图2 - 5p w m 工作原理图 p f m 也是开关功率变换器中经常使用的调制方式，为达到最佳控制效果， 在实际应用中多与p w m 结合使用。其控制机理是：通过负载端反馈信号与基准 信号进行比较，输出误差信号对工作频率进行调节，然后输出一路恒宽变频的 方波信号对功率开关管进行控制，依据负载状况实时调节开关管的工作频率， 从而稳定输出电压。其工作波形图如图2 - 6 所示。 目前p f m 控制方式是开关电源中使用已经比较普遍，具有以下优点：克服 了p w m 控制在轻负载时效率较低的缺点，频率特性好，电压调整率高，适用于 电流或者电压控制模式。其主要缺点是：它的峰值频谱分布没有规律，给开关 电源的滤波器设计带来了困难。 2 2 3 p s m p s m 调制方式是开关功率变换器中一种新的控制方式，称为脉冲跨周期调 制。其控制机理是：将负载端反馈信号转换为数字电平，在时钟上升沿检测该 7 第二章离线开关功率变换器拓扑结构 反馈信号电平，决定是否在该时钟周期内工作，调节开关管的导通时间，从而 稳定输出电压。其工作波形图如图2 7 所示。 目前p s m 控制方式已经用于开关功率变换器，具有以下优点：在负载较轻 情况下效率很高，工作频率高，频率特性好，功率管开关次数少，适用于小功 率电源管理i c 7 j 。纯p s m 控制的缺点是：输出纹波电压较高。但是采用跨周期 调制和电流极限状态机相结合的工作模式可以抑制该缺点。 图2 - 6 p f m 工作原理图 d m a x i d r a i n 图2 - 7 p s m 工作原理图 2 3 新型离线式单片电源管理i c 该i c 是一种增强型隔离式微型单片开关电源集成电路，具有高效、低成本 特性的四端单片开关电源。它工作电流很低，空载时有偏置线圈时功耗小于5 0 m w 。无偏置线圈2 6 5 v 输入时功耗小于2 5 0m w 。集自动重启，线欠压检测和 第二章离线开关功率变换器拓扑结构 频率抖动于一体。采用跨周期调制和电流极限状态机相结合的工作模式，调节 速度比一般的p w m 要快，对输出电压纹波的抑制能力加强。无须加反馈线圈及 相关电路，不用补偿回路，外围电路简单【”j 。 其典型应用框图如图2 8 所示，外围电路极其简单。输入交流整流后的直流 电压，经过一个相位相反的变压器，在功率管导通期间，由于二极管反偏，初 级电感储存电能，关断时，次级有电流输出。齐纳二极管击穿电压与输出电压 比较，当输出高于基准时，光耦导通将e n u v 端电压拉低，相反则e n u v 端 电压较高。b p 外接o 1 心旁路电容通过d 端的高压电流源充电维持内部芯片的 供电。d 为功率m o s f e t 的漏极输出引脚。s 为功率m o s f e t 的源极连接点和 公共接地端。 该电源管理i c 性能上相对于传统的电源管理i c 有很大的加强，系统成本 低，元器件少，而且能有效抑制音频噪声。在单片芯片上集成了7 0 0 v 的l d m o s 、 振荡器、高压开关电流源、自动重启、线欠压检测、频率抖动、电流限制、热 关断电路等控制电路。控制回路的工作电源来自l d m o s 漏端，消除了次级偏 置线圈和辅助电路。采用跨周期调制和电流极限状态机相结合的工作模式，减 小了音频噪声。自动重启电路使芯片始终工作在安全工作区。额外的线欠压检 测电阻对母线阈值电压可编程，消除了掉电时输入存储电容电荷泄放引起的干 扰【”4 ”。同时1 3 2k h z 的工作频率也减小了准峰值和平均e m i ，减小了滤波元 件。 图2 - 8 该新型电源l c 典型应用框图 该i c 采用的电流极限开关控制( p s m 与电流极限控制混合) 与普通的电流 模式控制不同，该控制模式消除了常规电流模式控制的一般缺点，同时增加了 9 第二章离线开关功率变换器拓扑结构 反馈带宽，改善了调节能力，如图2 - 9 所示。电流极限开关控制在每个开关周期 定义固定的输出能量来进行开关控制，通过内部振荡器输出的时钟，在每个开 关周期的初始时刻，通过开关决定是否将固定的能量输出给次级线圈来维持输 出稳定，如果开关断玎，将等待下一个周期的到来，如此循环；否则，就在该 周期输出能量，当达到最大占空比或者线圈上电流达到极限值时，开关将会被 关断。 c i o “一0 0 图2 - 9 电流极限开关控制示意图 0 第三章多级放火器频率补偿模式 第三章多级放大器频率补偿模式 运算放大器是模拟i c 设计的灵魂，放大器的频率补偿更是模拟i c 的重点 和难点，也是开关电源设计的关键。模拟i c 设计师对放大器频率补偿的最求是 永无止境一方面希望放大器的增益带宽( g b w ) 越高越好：另一方面又希望 其消耗的功耗越低越好。非常遗憾，这两者相互矛盾。因此如何折衷，取得两 者的最优值是模拟i c 设计师面临的永恒挑战。 随着工艺制造技术的不断发展，共源共栅或单级堆积放大器不再适合低压 低功耗设计，而多级串联放大器则显得尤为迫切需要：再者，亚微米c m o s 晶 体管短沟道效应明显，它将导致晶体管输出阻抗迅速降低，从而急剧降低放大 器的增益【2 卜2 8 】。通过对多级放大器( 三级) 的深入分析和研究，本文提出了 种带增益级( g e s ) 的双复数零极点相抵消( d c p c ) 的频率补偿模式放大器。 该模式基于一对复数平面零点和一对复数平面极点相抵消的原理，获得了跟单 级放大器相似的频率响应，同时将有效输出跨导放大了增益级的倍数，且仅需 一个微小补偿电容实现系统稳定，实现了高增益、高带宽、高相位裕度和高稳 定性的多级放大器系统泌“。迄今为止，国际上低压低功耗多级放大器习用 n m c 频率补偿模式实现系统稳定。该带增益级d c p c 频率补偿模式的放大器， 在消耗相同功耗条件下，其增益带宽( g b w ) 是n m c 频率补偿模式增益带宽的 1 0 倍左右。通过h s p i c e 采用标准的0 6 “mc m o s 工艺模拟仿真表明在电源电 压为：e l v ，驱动5 0 0p f 负载电容时，获得带宽为1 2 3m h z ，直流增益1 1 l d b ， 相位裕度为8 6 。，单一补偿电容为1 4p f ，系统功耗仅为0 2 9m w 。 3 1 多级放大器频率补偿的介绍 对于多级放大器，传统的频率补偿方法是基于极点分裂技术( p o l es p l i t t i n g ) 以及将右半平面( f i g h t - h a l f - p l a n e ) 零点推向高频位置或者利用电阻和电容采用 极点和零点相抵消( p o l e - z e r oc a n c e l i a t i o n ) 的技术 3 0 - 3 2 】。这些常规频率补偿方法 的主要不足是：不得不接受放大器增益带宽( g b w ) 下降的事实。同时，采用 这些频率补偿方法驱动大电容负载时，将需要两个较大的频率补偿电容是另外 一个遗憾，这也是设计者不愿看到的事实。最近报道一种新的频率补偿方法不 第三章多级放大器频率补偿模式 需要频率补偿电容( n om i l l e rc o m p e n s a t i o nc a p a c i t o r ，n m c c ) ，它能克服使用大 电容的不足，但却不得不忍受特别大功耗的事实，特别是为了获得高增益放大 器超过两级的时候【3 卜”】。基于以上事实。激发了我们设计一种新的频率补偿方 法来解决对于低压低功耗多级放大器优化设计的挑战。 为了满足当前多级低压低功耗放大器设计的要求，我们针对三级串联放大 器，提出了一种带增益级( g e s ) 的双复数零极点相抵消( d c p c ) 的频率补偿 模式。该补偿模式的增益级( g e s ) 能够增大放大器输出级的有效跨导，从而实 现增大增益带宽( g b w ) 而没有增加功耗( p o w e rd i s s i p a t i o n ) 利用放大器的一 对复数零点和一对复数极点相抵消的原理，实现三级放大器的频率响应跟单级 放大器相似。因此，与传统的n m c 频率补偿模式相比较，d c p c 频率补偿模式 具有较高的增益带宽和接近9 0 。的相位裕度( p m ) 以及较好的s r ( s l e wr a t e ) 和建立时间( s e t t l i n gt i m e ，t s ) ：同时整个系统仅仅需要一个微小的频率补偿电 容。 下面将详细的分析和设计两种不同频率补偿模式的多级放大器。为了简化 分析，以下推导传输函数分析所用的符号( 如：r ( 1 - 4 ) ，c 叛l - 2 ) ，c p o - 2 ) ，g m ( o 4 ) ) 具有 通常的含义和三个假设： 1 ) g , o r o ；舫i r l ；g a r 2 ；g m 3 r 3 和跏皿 1 2 ) c h l 2 ) 和q c 众l - 2 ) 3 ) 放大器中间级耦合电容忽略。 对于假设1 ) 在设计放大器时，我们认为总是成立；对假设2 ) 和3 ) 当放 大器驱动大负载电容的时候也是成立的。 3 2n l c 理论分析 对于多级放大器，n m c 是习用的频率补偿方法。图3 - 1 是典型n m c 架构 示意图。三级n m c 放大器的传输函数为： 钏= ( 3 - 1 ) 其中，a d c = 踟1 踟2 孙球lr 2 r 3 是放大器直流增益，p 3 棚= ( c u l 踟2 9 旃月l 飓 r 3 ) 1 1 是放大器主极点。另外一个附加条件是g 卅l 踟i 和孙2 。该三级放大器的 2 第三章多级放大器频率补偿模式 其它两个非主极点( p 2 和p 3 ) 频率位置被传输函数式3 1 中分母的二阶函数决 定。根据系统稳定条件，有以下两种方法可以获得非主极点频率：1 ) 实数极点 法：2 ) 复数极点法。 图3 - 1n m c 补偿模式架构示意图 为了简化分析，我们假定实数分析方法条件满足。 为分离实数，且g 8 腱( 1 弛) s 如。因此非主极点满足： 堕 1( 3 - 2 0 ) c ， 、7 妣躺一丽1 两 仔：， 同理可知，通过分析和求解方程3 - 1 3 分子中的二阶函数，可以得到d c p c 放大器的两个复数零点( z l 和z 2 ) 为： 疆= 盎巫萼磊垂乎 如果 g m o r o g m 5 卜卜g m l ( 3 - 2 2 ) ( 3 - 2 3 ) z ”酗一丽1 燕 b ：一， 当条件g m o r o g 。a 踟i 满足时，带增益级d c p c 放大器的复数非主极点和复 数零点匹配。事实上通过调整实际电路中晶体管参数，上述条件很容易满足。 因此，提出的带增益级( g e s ) 的双复数零极点相抵消( d c p c ) 是可行的频率 1 9 第三章多级放大器颓率补偿模式 补偿模式。 在理想条件下，通过调整电路参数，d c p c 放大器的复数极点和复数零点可 以实现完全匹配，此时带增益级的d c p c 放大器将无条件稳定。当然，在实际 电路设计中，完全匹配抵消零极点是不现实的。但是只要零点和极点之间的失 配( d o u b l e t ) 不是特别高，这个失配对放大器的频率响应的影响将是非常微小 的【3 5 3 6 1 。再者，这两对复数零点和极点实质上是被其二阶函数所决定，因此， 只要控制该二阶函数的阻尼因子( d a n p i n gf a c t o r ) 的大小，但不需要大于或者等 于1 2 来避免产生频率尖峰，这是因为复数零点和极点已经接近完全抵消。 3 4 仿真结果与讨论 为了便于比较，n m c 和带增益级d c p c 两种放大器的实际电路都通过数值 方法加以分析和仿真验证。 n m c 和带增益级d c p c 的两种放大器的实际晶体管架构分别如图3 - 6 和图 3 - 7 所示。它们之间的主要区别是：在驱动相同负载情况下，n m c 放大器需要 两个补偿电容( c m l = 1 7 8 p f 和c 把= 4 4 p f ) 来保证系统稳定；但是带增益级d c p c 放大器仅需要一个补偿电容( c u = 1 4 p f ) 和一个补偿正馈级( m 7 m 1 3 和m 1 5 ) 来 保证系统稳定。两个放大器所有器件参数如图所示。 v a a m 1 2 b 0 1 ：乙型竺! ! 旧1m 1 4 1 0 1 ： v l n n i l 。u a m 5 2 12 m 2m ： 1 4 4 12 j 2 5 叭 - - a n p m 7 l ，j r m 8 炒 1 3 1 4 t l2 i上l j m l l 面p f 7 3 0 12 l 图3 - 6n m c 补偿模式放大器电路 仿真验证表明，带增益级d c p c 补偿模式放大器能够获得较高的带宽效率 和相位裕度，如图3 8 所示。同时，通过观察仿真波形，可以发现带增益级d c p c 放大器频率响应在4 m h z 附近有微小的相位凹陷( p h a s ed i p ) ，它就是由前文讨 2 0 第三章多级放火器频率补偿模式 论的零极点失配引入的。由于失配出现的频率位置远远高于系统的增益带宽 ( g b w ) ，因此这个相位凹陷对系统稳定性的影响是非常微小的。 图3 7 带增益级d c p c 补偿模式放大器电路 f r e q u e n c y ( h z ) ( i o 曲 f r e q u e n c y ( h z ) ( 1 0 曲 图3 - 8n m c 和带增益级d c p c 放大器在驱动5 0 0 p f 负载时的频率响应 图3 - 9 显示了n m c 和带增益级d c p c 连结成单位增益放大器，在满足输入 0 ，5 v 的阶跃信号和建立时间( t s ) 为1 的条件下获得的放大器瞬态响应。由于 放大器的s r 主要取决于电路的偏置电流和补偿电容，而放大器的建立时间( t s ) 主要取决于相位裕度( p m ) 和s r 。图3 - 9 表明带增益级d c p c 放大器具有较好 2 l ( _ p ) g 亩o 第三章多级放人器频率补偿模式 的s r 和t s 特性，这是由于d c p c 放大器具有较小的补偿电容和较高的相位裕 度。图3 - 9 同时表明由于零极失配导致建立时间的增大的影响是微小的，这是由 于失配出现的频率位置远远高于系统的增益带宽( g b w ) 。 图3 - 9n m c 和带增益级d c p