（微电子学与固体电子学专业论文）电荷泵dcdc转换器子电路的研究与设计.pdf

赢磊磊意赢磊一嬲电荷泵d c 川转换器子电路的研究与设计 。i io u d o 微电子学与固体电子学 。 陈宇签名：监垒 论文题目 学科专业 研究生 指导教师卢刚副教授签名 摘要 便携设备的飞速发展使得电源电路越来越重要，为了满足电子产品小型化和低成本化 的需要，小型、高效、节能、环保和s o c 等当成为了当前开关电源的发展趋势。由于电 荷泵d c d c 相比电感式的结构而言更小巧、安静，并且效率适中，因此本文采用的是电 荷泵结构的d c d c 。 本文首先介绍了2 ) ( 1 x 电荷泵电路的基本工作原理，并对电荷泵电路的几个关键性 能参数进行了详细的分析，提出了一种以基于跳周期模式的新型电荷泵拓扑，并通过仿真 验证了该电荷泵拓扑的正确性。 接着介绍了各个子电路模块的设计，包括基准电流源、带隙基准、比较器、振荡器、 电平转换电路、逻辑控制电路过热保护电路等等，并着重对带隙基准和比较器进行了分析 与设计。在本文所设计的带隙基准中采用了高阶补偿以及p s r r 提高技术，因而具有极低 的温度系数( o 8 9 9 p p 州) 和较高的电源抑制比( 7 4 d b ) ；在比较器中采用了高速运放， 系统的反应速度得到提高，同时还降低了系统的输出电压纹波。 本文采用台积电的o 1 8 微米工艺，使用c a d e n c e 的s p e c 仃e 进行电路仿真，仿真结果 表明各子电路的仿真结果均达到预期目标，符合电荷泵电路的设计理论，为后续工作奠定 了基础。 关键词。电荷泵跳周期模式带隙基准比较器 a b s t r z i c t t i t i e ：t h es u b c i r c u l td e s i g na n dr e s e a r c ho fc h a r g ep u m p d c d cc o n v e r t e r m a j o r ：m i c r o e i e c t r o n i c sa n d s o de i e c t r o n i c s n a m e ：c h e n y u s u p e r v i s o r ：a s s o c i a t ep r o f l ug a n g a b s t r a c t s i g n a t u 陀： s i g n a t u r e ： 功励塌 t h ed e m 锄df o rt l l ep o n a b l ee l e c 们i l i cd e v i c e sm a k e st l l ep o w e rs u p p l yc i r c u i tm o r e 锄d m o r ei m p o r t a i l t t om e e t 也ei i l j 嘶a t u r i z a t i o no fe l e c 仃0 i l i cp r o d u c t s 锄dt 1 1 en e e df o r l o wc o 吼 s u c h 弱s m a j l ，e 衔c i e 咄e n e r g ys a v i n g ，e n v 拍n m e m a lp r o t e c t i o n 锄ds o ca r et l l e 仃e n d so f s 诵t c l l i n gp o w e rs u p p i y c o m p a r e dt oi i l d u c td c d c ，t l l ec h 硼驴p u l 】叩s 廿1 j c t u r ei nt e 肌so f i n d u c t i v es m a l l q u i 瓯卸dm o d e s te 硒c i e n c y ，s o ，i nt l l i sp 印e riu s e dac h a r g e 弘肌pg t m c t u l 呛 f o rt h ed c d cc o n v e r t e r 1 1 1 i sp a p e ri n t r o d u c e s2 ) ( lxc h a 唱ep u n l pc i r c u i tb 商cw o d d n gp 血c i p l e ，t l l e nd e t a i l e d a n a l y s e ss e v e m ik e yp e d 0 珊a n c ep 猢e t e r si nc h a r g ep u m pc i r c u i t s ，a n dp r e s e n t sac h a r g e p 啪pt o p o l o g yb 舔e do ns l d pc y c l e s ，锄db ys i i t l u l a t i o nw ev e r i f i e dt l l ec o r r e c 协e s so fm e c h 盯g ep 啪pt o p o l o g y t h e ni n 臼o d u c e dm ed e s i g no fe a c hs u b c i r c u i tm o d u l e s ii n c l u d i n gt l l ec u r r e n tr e f e r e n c e ， b 锄d g a pr e f e r e n c e ，c o m p a r a t o r o s c i l l a t o r ，l e v e lc o n v e r s i o nc i r c u i t ，o v e r h e a tp r o t e c t i o nc i r c u i t l o 西cc o n 仃0 l lc 沁u i t s ，e t c ，锄df 酏鸺o n 也eb 锄d g 印r e f e r e n c e 锄dc 0 m p 删0 rw e r ec a 而e do u t a r 试y s i s 锄dd e s i 印i i lt l l i sa n i c l ei i lb a n d g 印他f e r e n c ed e s i 印u s i n gc u r v a n j r e c o m p e n s a t i o n 锄dp s l 汛e n h 锄c e dt e c h n o l o g ) ，w l l i c hh 丛av e 巧l o wt e m p e r a 臼鹏己o e f f i c i e n t ( 0 8 9 9 p p i i l ，) 鲫dh i 曲p o w e rs u p p l yr e j e c t i o n 棚o ( 7 4 d b ) ；u s e di r ik 曲一s p e e dc o m p 删o ro p 锄p ，e i l l 姗c e d t l l es p e e do f s y s t e mr e s p o n s 嗡柚da l s o 陀d u c e st l l es y s t e mo u t p u tv o l t a g er i p p l e 1 1 1 伽sp 印e r t s m c s0 18m i c r o np r o c e s s ，c a 币e do u t 哪i n gc a d e n c e ss p e c 船c i r c u i t s i i i l u i a t i o 玛s 证l u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt t 圮s i m u l a t i o n 代s u l t so fm ev a r i o u ss u h i r c u i t sa r et 0 a c t l i e v em ed e s n do b j e c t i v 懿，i nl i n e 谢t l lt l l ec h a r g ep 啪pc n u i td e s i g nt l l e o 巧，l a i dt l l e f b u i l d a t i o nf o rt l l ef 0 o w u p 1 ( e yw o r d s ：c h a 唱ep 啪p s l ( i pc y c l e s ，b 锄d g a pr e f e i - e n c e ，c o m p a r a t o r u 1 绪论 l 绪论 1 1 电压源管理芯片的研究现状与发展趋势 近年来，随着电子技术的飞速发展和不断创新，各类电子产品层出不穷。随着人们生 活水平的提高，大量电子产品进入人们的日常生活当中，像手机、数码相机、m p 3 、m p 4 等便携电子产品甚至成为了人们日常生活的必需品，而所有这些电子设备都离不开可靠的 电源。电子技术的不断发展与创新，同时也推动了电源管理技术的发展。 电源管理芯片主要分3 类：线性低压降稳压器( l d o ) 、电感式d c d c 变换器、电容 式d c d c 变换器( 电荷泵) 。这3 类芯片各具特点。 l d o 具有封装体积小，成本低等特点，它是根据负载变化时自动调节调整管的内电 阻，进而实现输出电压的稳定。由于l d o 稳压采用是线性调节方式，故具有极低纹波电 压以及输出噪声( 5 毗) ，而且由于不需要电感、电容等储能元件，e m i ( 电磁干扰) 也极低，但l d o 相对较低的电源转换效率限制了它的使用，主要用于i 强、音频以及其 它噪声敏感型应用。 电感式d c d c 利用电感作主要储能元件，无论升压型还是降压型，都具有非常高的 电源转换效率，比如t i 公司的t p s 6 2 5 1 0 ，转换效率最高可达9 8 ，对使用电池的便携设 备来说，如此高的转换效率将非常有利于提升待机时间。电感式d c d c 的主要缺点是纹 波电压较大，且需要外接电感、电容等储能元件，这需要占用较大的p c b 面积，并且很 容易造成电磁干扰，不适合用于一些对电磁敏感的场合。 电容式d c d c ( 电荷泵) 利用电容作为储能元件，通过内部的功率开关管阵列控制 泵电容的充、放电来实现升、降压的功能。相比l d o 和电感式d c d c ，电容式d c d c 具有较高的转换效率( 可以达9 0 以上) 、适中的输出电压纹波( 高于l d o 但小于电感 式d c d c ) ，只需要外接几个片外电容，具有较低的e m i 以及较小的体积。但其主要缺 点是，电荷泵只能以一定倍数( 分数倍或者整数倍) 来实现升、降压，并且其最大输出电 流一般都在5 0 0 m a 一下，这意味着电容式d c d c 不适合大功率应用。但电容式d c d c 作为一种折衷方案，在需要同时考虑效率、成本、体积的中低功耗场合中得到了很广泛的 应用。 当前，便携产品电源管理l c 的发展主要朝着可编程化( 数字电源) 、小型化、更高的 效率、更低的成本、更高的开关频率、更小的输出纹波、接口形式灵活多样以及模块化等 方面发展2 3 们。动态电压调节d v s 便是目前研究得比较多的一种高效、节能、环保的 电源管理解决方案，比如美国国家半导体( n s ) 的l m 2 7 7 0 、l m 2 7 8 8 等产品，无需加设 电感器，采用动态增益结构，体积小，功率转换效率在9 0 以上。 1 2 选题的背景与意义 如前文所述，电源管理i c 是便携设备的心脏，电源管理i c 的好坏在很大程度上决定 西安理工大学硕士学位论文 了便携设备性能的优劣。电子技术的飞速发展也对电源管理l c 提出了更高的要求。目前， 电源管理i c 市场有八成以上都是被t i 、n s 、飞兆半导体公司、安美森、s t 、m a ) ( i i t l 及 凌力尔特等i d m 厂商所占据，市场的竞争格局基本没变；仍然是国外厂商占统治地位， 而国内在电源管理i c 设计领域几乎还处于起步阶段，鲜有真正成熟的产品。因此，大力 开发具有自主知识产权的电源管理i c 是大势所趋，本课题就是在这样一种背景下，设计 了一款d c d c 电源芯片，以期能满足市场的需求。 对于便携电子设备来说，一是要体积小，其次要有尽可能长的待机时间以及尽可能低 的电压纹波。因此，本文采用了基于电荷泵d c d c 的电源解决方案，采用跳周期控制模 式以及被称作“分裂晶体管”的技术，所设计出来的芯片同时具备高效率与低纹波的特点。 1 - 3 本文的主要工作 第1 章简要介绍了开关电源的研究现状以及发展趋势，说明了本论文选题的背景与重 要意义； 第2 章详细介绍了电荷泵的基本工作原理，分析了电荷泵的主要性能参数，并进一步 讨论了如何提高电荷泵效率以及降低电压纹波，比较了电荷泵两种主要控制模式的优缺 点，并最终确定采用基于跳周期控制方式来设计本文的电荷泵电路，接着对功率开关管进 行了设计，并在此基础上提出了电荷泵电路的整体结构并进行了模块划分； 第3 章分析了各子电路模块的原理，完成了电荷泵d c d c 转换器中各子电路，包括 基准电流源、带隙基准源、比较器、振荡器、电平转换电路以及逻辑控制等，同时，对电 路参数进行了分析和设计； 第4 章对本论文所做的工作进行了总结，并指出了一些存在的问题以及工作展望。 本文采用的仿真工具为c a d e n c e 公司的s p e c 仃e ，使用t s m c0 1 8 微米c m o s 工艺库。 2 2 电荷泵电路的分析与设计 2 电荷泵电路的分析与设计 2 1 电荷泵电路的工作原理 电荷泵电路主要由电容器( 泵电容和输出电容) 和模拟开关( 一般为工作在深线性区 的p m o s 和n m o s ) 阵列构成，它利用电容进行存储和传输能量，通过泵电容和输出电 容将能量从输入转移到输出，为负载提供所需的电压和电流。由于采用电容作储能元件， 基于电荷泵电路的d c d c 芯片基本上无e m i 干扰，并且还具有噪声小、成本低以及较小 的静态电流及输出电压纹波等优点。但电荷泵电路一般最大只能输出5 0 0 m a 左右的电流， 因此电荷泵电路主要用于中低功耗应用场合。 电荷泵电路的转换效率与输入电压成反比，根据开关阵列的不同，常见的拓扑有1 5 x 型、2 x 型、3 x 型和分数倍型等多种结构，也就是说，随着升压倍数的提高，电源转换效 率也随之降低，因此，在实际应用中，电荷泵的升压倍数一般都不超过3 。为了实现尽可 能高的电源转换效率，电荷泵d c d c 转换器中大都采用如2 x l x 、2 x 1 5 ) ( 1 x 等多种结 构相组合的形式。 虽然采用多结构组合的电荷泵可以具有更高的效率，但这同时也会增加电路的复杂 度，而且，由于电荷泵中采用的开关管均是大尺寸的m o s 管，比如，当使用2 x 1 5 x l x 形式的电荷泵时，需要9 个开关管，这将占用过多的芯片面积。综合考虑，本论文采用 2 x 1 x 结构的电荷泵5 1 ，如图2 1 所示，主要由泵电容( 嘞、输出电容( ) 和4 个m o s 开关管组成。其中，m 4 为n m o s 管，m l m 3 均为p m o s 管，鼽( 磊) 、9 ，为两相非交叠 时钟，通过对开关管周期性的开与关来控制电容的充放电，从而将能量由输入转移到输出。 9 2 一 瓦一 图2 12 1 x 电荷泵电路 f i g 2 - l2 ) “lxc h a 唱ep u m pc i r c u i t 当输入电压比输出电压低时，电荷泵工作于2 x 升压模式：而当输入电压比输出电压 3 西安理工大学硕士学位论文 高时，电荷泵工作于1 x 降压模式。 2 j 12 x 电荷泵电路的工作原理 当电荷泵工作于2 x 模式时，4 个开关管两两交替导通，即m 1 、m 4 导通时，m 2 、 m 3 关闭；m 2 、m 3 导通时，m 1 、m 4 关闭。电荷泵一个完整的工作周期如图2 2 所示， 包括充电阶段( a ) 、传输阶段( b ) 和等待阶段( c ) 三个阶段6 1 。 u il a bc 图2 - 2 电荷泵一个完整的工作周期 f i g 2 - 2ac o m p l e t cw o r kq ，c l ec h a r g ep u m p 在充电阶段( a ) ：仍为低电平、缈2 为高电平，此时，m 1 、m 4 导通，m 2 、m 3 截止， 通过m 1 、m 4 对c 厂充电。设充电时间为厶“，时钟频率为，若仍、妒2 的占空比为5 0 ， 则“= 1 垆f ，由于开关管上导通电阻( 为了方便讨论，假设所有开关管导通电阻均为 尺册) j 以及泵电容c 厂上等效串联电阻的存在( 设为e s r ) ，泵电容g 上的压降将小于。 设a 阶段充电的平均电流为h ，则a 阶段泵电容g 两端的电压为： ，= 一，( 2 r 佩+ e 躲) ( 2 1 ) 在传输阶段( b ) ：仍为高电平、妒2 为低电平，此时，m l 、m 4 截止，m 2 、m 3 导通， 泵电容c 厂通过m 2 、m 3 对c 伽l 放电。设传输时间为厶纭，则f 萨l 2 厂_ 厶厶设b 阶段充 电的平均电流为历，则b 阶段泵电容c 厂两端的电压为： ，。= 匕埘一k 一+ ，口( 2 尺硼+ 勰) ( 2 2 ) 等待阶段( c ) ：仍、9 ：均为高电平， m l m 4 均截止，此时，只有输出电容对 负载放电，等待阶段持续的时间为o 。 根据上述分析，显然，电荷泵一个完整的工作周期为： 产厶纠+ 厶馏+ m = 2 什厶晰2 正 ( 2 3 ) 如果电荷泵已处于稳定状态，根据电量守恒，对泵电容c 厂所充的电荷( 阶段a ) 应该等于在泵电容c 厂对输出电容所放的电荷( 阶段b ) ： ，厶，= ，矗， ( 2 4 ) 因此，厶= 厶； 在一个完整的工作周期内，平均输入电流为： l ：三二垒掣：2 l 血正 ( 2 5 ) 4 2 电荷泵电路的分析与设计 由于泵电容g 只在b 阶段对输出电容巳，放电，而在a 、b 、c 三个阶段均对负 载放电，故在一个完整的工作周期内，气，对负载所放的电荷等于在b 阶段所充的电 荷，即： i 。i t = ibx & 也即： i 咖= ibx & xf e 比较式( 2 5 ) 和式( 2 7 ) ，可得： i i i l = 2 i 删 ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) 又由于泵电容g 在等待阶段没有发生能量转移，故g 上的电荷在a 、b 两个阶段之 间的差值也就是电荷泵一个完整工作周期内流向负载的净电荷，因此 q = q 一一绋2c ，( 。一y c ，。) v c l 、遗c | 尹厶q | c f2 l 呲x 1 | c f 整理得： ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) 一 哦一l ( t + 斜志枷一脚 仁。 2 i 2l x 电荷泵电路的工作原理 当电荷泵工作于l x 模式时，m 3 恒导通，m 2 、m 4 截止，通过控制m l 酌导通与截 止来实现输出电压的稳定。在这种模式下，通过m l 、m 3 对输出电容直接充电， 一个完整的工作周期如图2 3 所示，包括传输阶段( a ) 和等待阶段( b ) 两个阶段。 1 全厂1 厂一 图2 31 x 模式下一个完整的工作周期 f i g 2 - 3ac o m p l e t ew o r kc y c l ei n lxm o d e 传输阶段( a ) ：持续的时间为f ，仍为低电平，m 1 导通，能量从向输出电容 巳，和负载转移。设a 阶段平均电流为i a ，则输出电压表示为： 圪哪= 一2 ，一只册 ( 2 1 2 ) 等待阶段( b ) ：持续的时间为o 。仍为高电平，m 1 截止，输出电容对和负载 放电。 如果电荷泵已经处于稳定状态，那么，在电荷泵一个完整的工作周期t 内，只有阶 段a 才有到地的的通路，故t 内的平均输入电流为： ，加= ， r 丁= ，_ ，= ，4 ，( ，+ ，。) ( 2 1 3 ) 西安理工大学硕士学位论文 又因为在a 阶段对输出电容c 伽，充的电荷应等于在一个有效周期t 内c 伽，对负载 所放的电荷，故t 内的平均输出电流为： l = ，_ ，以 ( 2 1 4 ) 比较式( 2 1 3 ) 和式( 2 1 4 ) ，有：舻。 联立以上各式，整理得： = 圪_ 2 l ( 1 + 告卜 ( 2 1 5 ) 2 1 3 电荷泵电路的控制方式 为了在输出端得到稳定的输出电压，必须通过一个闭环负反馈系统进行控制。由式 ( 2 1 1 ) 和式( 2 1 5 ) 可以看出，可以通过调节灭硼或者0 两种方式来稳定输出电压， 这分别对应电荷泵电路的两种控制方式m 啪：线性模式( l i n e a r ) 和跳周期模式( s 虹p c y c l e ) 。 工作在线性模式( l i i l e 盯) 下的电荷泵拓扑如图2 4 所示。电阻砌、i 匕和误差放大 器( e n d r 舢) 组成电荷泵的反馈网络。当电荷泵工作时，如果输出电压发生变化， 那么反馈点f b 的电压也会发生变化，和基准电压之差为误差信号，它通过误 差放大器放大后，产生一栅控制电压动态调节开关管导通电阻r 册的大小，从而将输出电 压稳定到一定的值。 图2 - 4 线性模式的电荷泵 f i g 2 4l i n e a rm o d ec h a r g ep u m p 工作在跳周期模式( s l ( i pc y c l e ) 下的电荷泵拓扑如图2 5 所示。反馈网络由电阻r 1 、 l 匕和迟滞比较器( h y s t e r e d cc 咖p a r a l o r ) 组成。当咋8 比迟滞比较器的上迟滞电压、r + 丌冲 要高时，比较器输出为高电平，振荡器停振，关断所有功率m o s 开关管，并根据输出电 压的大小，有选择的跳过n 个时钟周期，此时，负载提供所需要的全部电流均是由输出 电容提供的。直到当输出电容上电压逐渐减少到小于比较器的下迟滞电压，比较器 状态发生翻转，输出低电平，振荡器重新开启，电荷泵又重新正常工作，通过泵电容把电 6 2 电荷泵电路的分析与设计 荷从输入转移到输出。显然，跳周期模式下的电荷泵工作在大信号状态，这跟线性模式下 的电荷泵不同。 图2 - 5 跳周期模式的电衙泵 f i g 2 - 5s k i pm o d ec h a r 苫ep u m p 2 1 4 电荷泵的主要性能参数 l 、输出电压纹波纡f p p i ! e 由于c 伽t 周期性地充电与放电，输出电压必然会有纹波产生。由于输出电压纹波通常 都是一个比较小的值，和稳态输出电压相比可以忽略，设输出电压的平均值为， 当输出电容充电结束时电压最高，其值为： 删：一生韭坐掣划+ 乙( 1 + ，) 脚 ( 2 1 6 ) l 叫 当输出电容厶，放电结束时电压最低，其值为： 删：一生竽掣+ l 脚 ( 2 1 7 ) l 枷 从而我们可以得到纹波电压的峰峰值： = 掣+ 2 l 脚+ k 脚等 ( 2 1 8 ) 从上式可以看出，电荷泵的控制模式与输出电压纹波的大小与密切相关。在同等条件 下( 负载及电源相同) ，采用线性模式( l i n e 对) ( “= o ) 的电荷更具有更低的输出电压 纹波。 2 、静态电流坫 静态电流是指芯片内部消耗能量，它也是由提供但对负载电流没有贡献，也就是 说没有经过泵电容9 就直接转移到中的电流。它由两部分组成：伽和如。其中如 的大小通常为几十微安，它是芯片内部各子电路维持正常工作所必须的电流，一般情况下 可以认为是常量( 电源电压或者温度等因素对它的影响可以忽略) ：妇为功率管栅电容充电 7 西安理工大学硕士学位论文 电流，是电荷泵功率开关m l m 4 在每一个周期中开启所需要的，它取决于电荷泵一个完 整的工作周期t ，对2 x 模式的电荷泵来说，t = 2 f + “，整今静态电流平均值可以表示 为： 乇2 + k 2 如+ 矗等长善 ( 2 1 9 ) 式中，似为功率管栅控制信号的最高电平。显然，静态电流的大小也与控制模式 直接相关，在相同负载和电源的情况下，跳周期模式( s k i pc y c l e ) ( “o ) 的静态电流 要小于线性模式( l i n e 盯) ( “= 0 ) 的静态电流。 3 、效率叩 效率是便携式设备的最重要指标。在2 x 模式下，电荷泵电路的效率可由输出功率 和输入功率之比得到。 叩寺= 镪= 而瓦尚阿厕 ( 2 2 。)。 圪l【2 + ，2 ，+ ，。2 址j 、。 显然，效率也与控制模式直接相关，在相同负载和电源的情况下，跳周期模式( s 虹p c y c l e ) ( ，w o ) 的效率要高于线性模式( l i n e a r ) ( “= 0 ) 的效率。 4 、电流输出能力 电荷泵的电流输出能力和输出电压、泵电容大小及开关频率有关。由式( 2 1 1 ) 和式 ( 2 1 5 ) 分别可得，2 x 模式和l x 模式下的 l ：f j 当二二 一 ( 2 x 模式) ( 2 2 1 ) 叫2 f 下一 l z 偎a ， l 厶z i j i 击+ s 如“脚l ( 1 + 虬他 ，圪一 k 2 瓦赤莓两 ( 1 x 模式)( 2 2 2 ) 从上可以看出，在相同负载和电源的情况下，线性模式( l i n e 盯) ( “= o ) 要比跳周 期模式( s l d pc y c l e ) ( “o ) 具有更好的电流输出能力。要提高电流输出能力，泵电容 可采用具有低e s r 的陶瓷电容，并且取较大的电容值，另外，采用较高的开关频率也能 提高电流输出能力。 2 2 提高电荷泵效率的设计 上一节已经提到，采用跳周期模式( s b pc y c l e ) 的电荷泵要比采用线性模式( l i n e 孤) 的电荷泵具有更高的效率。另外，电荷泵的转换效率与电荷泵的升压倍数m 成反比，在 同一种升压模式下，还可以通过降低电荷泵自身的功耗以提高电荷泵的转换效率。本论文 采用跳周期模式的2 ) ( l x 型电荷泵以保证更高的效率。 电荷泵的功耗主要由电阻功耗和动态功耗两部分组成吟，电阻功耗与功率开关管的 8 2 电荷泵电路的分析与设计 栅宽w 成反比，而动态功耗与功率开关管的栅宽w 成正比，当电阻功耗与动态功耗的值 相等时，电葡泵总的功耗最小，因此，需要对栅宽w 进行设计。功率开关管最优化栅宽 的表达式，如式( 2 2 3 ) 所示： = 蒜拦琵 1 + 急 - l 仁2 3 ， 式中，n 倒为开关管的最大栅控制电压，炸忉船为纹波电压大小，岛，s 为单位沟道 宽度的漏或源电容。 根据上述理论，对图2 1 中的功率开关管m l m 4 的w 进行了优化设计，从而保证 了电荷泵自身的功耗最小。优化设计后各个功率开关管的w 值为( 其中l 均为o 18um ) ： m l ：4 6 6 0m 2 ：6 7 8 0m 3 ：4 6 6 0m 4 ：2 2 4 0 2 3 降低电荷泵纹波的设计 由式( 2 1 8 ) 可以看出，输出电容采用具有低等效串联电阻( e s r ) 的贴片陶瓷 电容，并且取较大的容值，以及提高开关频率均可以降低纹波电压的大小。由于本论文采 用的是基于跳周期模式的电荷泵，相比线性模式电荷泵具有更高的电压纹波。在重负载时， 由于“时间很短，两种模式下纹波电压大小近乎相等；但是在轻负载情况下，“时间 较长，因此，本文采用了文献中提到的一种叫做“分裂晶体管 的技术，当电荷泵工 作于轻负载时，可以降低f w 值，从而可以实现轻负载时电荷泵电路也具有较低的纹波。 这种方法是将图2 1 中的m 3 分裂成两个或更多的晶体管，如图2 6 所示： 图2 6 分裂晶体管 f i g 2 6s u b t i i 锄s i s t o r s 如图2 6 中，分裂的晶体管m 3 a i b 。栅长和m 3 相等，栅宽分别为m 3 原来宽度的l 2 、 。 3 8 、l 8 ，且可以各自独立工作，m u x 是3 选l 数据选择器，在不同的负载情况下选择 导通m 3 ”m 3 b 、m 3 。中的某一个。重负载时，导通m 3 ，。；而在轻负载时，导通m 3 c 即 导通最小尺寸的分裂晶体管，以此实现降低纹波电压的大小。其原理是：当导通m 3 。时， 放电回路放电时间常数变大，这在单位时间由泵电容c ，向输出电容传输的电荷减少，使 得输出电压上升的最大幅度降低，从外在表现看来，f w 时间大大的降低了。 9 西安理工大学硕士学位论文 2 4 整体结构设计 2 4 1 系统整体结构 本文所设计的电荷泵结构如图2 7 所示。 图2 7 电荷泵电路整体结构图 f i g 2 7t h et o t a ls n l j c t i 鹏c h a 唱ep u m p c i r c u i t 整个系统包括l x 2 x 电荷泵、基准源( 包括电压基准和电流基准) 、比较器、振荡器、 电平转换、模式选择、逻辑控制和过温保护模块，图中，电荷泵中的m 3 晶体管使用分裂 晶体管，它通过一个三选一的数据选择器控制导通分裂晶体管中的某一部分。为了 减小大电流对其他电路的影响，把功率地( p g n d ) 和普通地( 模拟地a g n d 和数字地 d g n d ) 分开。 2 4 2 预期设计目标 前文中已经分析到，电荷泵两种控制方式各有优缺点。根据2 1 4 节的分析，采用跳 周期模式的电荷泵具有更高的效率，而采用线性模式的电荷泵则具有更低的输出纹波电 压。但在实际应用中，有时需要电源同时具备较高的转换效率以及较低的输出电压纹波， 为了满足这种需求，本文设计了图2 7 所示的电荷泵电路拓扑结构。 预期的设计目标如下： l 、输入电压范围：2 o v 5 v ，输出电压3 3 v ： 1 0 2 电荷泵电路的分析与设计 2 、最大输出电流：5 0 m a ： 3 、开关频率为1 m h z ； 4 、最高转换效率：9 2 ； 5 、输出电压纹波 3 0 m vp p ； 6 、静态电流 1 0 0 p f ) 故动长项通常比惫要小，因此选取户1 m h z 。 图2 8 、图2 9 、图2 1 0 分别列出了在5 0 0 k h z 、1 m h z 、2 m h z 开关频率下，图2 5 所示电荷泵( 不考虑负反馈) 在轻负载下的输出，其中，盼2 5 v ，尺工= 5 0 0 k q ，c 删= l u f 。 2 1 烈l i 7 9 u s 5 厂 l ( 1 2 菇j - 8 1 v ) ， 厂 l | l s ol ol s t i m u 图2 - 8 产5 0 0 l 刚z 时电荷泵的输出 f i g 2 8t h eo u t p u to fc h a 喀ep u m pw h i i e 户5 0 0 k h z 西安理工大学硕士学位论文 ，一 一2 1 坚! ：! l 一一一 厂j 弋二：=j s 5 0 7 v ) ? l | l s ol o 1 5 t l m ( u 图2 - 9 产l m h z 时电荷泵的输出 f i g 2 - 9t l l l eo u t p u to f c h 曜ep 啪pw h i l e 产1 m h z i g i l l m u i n o n o ( 11 2 1 ! t 1 4 广一? 、11 3 5 u 摹4 s 2 v ) ， j 一 。! 广 r ? 图2 - 1 0 产2 m h z 时电荷泵的输出 f i g 2 - 10t h eo u t p u to fc h a 唱ep 岫pw h i l e 产2 m 通过图2 8 图2 1 0 的仿真结果，可以看出，电荷泵能够实现2 倍升压，将2 5 v 的输 入电压升高到4 5 v 左右。从仿真结果还可以看出，频率越高，电荷泵的输出纹波也越低。 但随着频率的升高，电荷泵输出的最高电压也逐渐降低，这是因为：随着频率的升高， m o s 开关管上的管压降也随之增加，同时，电荷泵的功耗也随之增加。因此，开关频率 并非越高越好，而是应该取一个折中值。本文中所取的开关频率值为户l 砌z 图2 1 l 所示为在l m h z 开关频率下，图2 7 所示引入了“分裂晶体管”电荷泵( 不 考虑负反馈) 在轻负载下的输出，其中，盱2 5 v ，尺f 5 0 0 k q ，c 喇= l 皿 1 2 2 电荷泵电路的分析与设计 | 一 ，一 m 。麓i ：詈 厂 。， 一 ? 厂 厂 j 厂 os oi ol s2 0 t i m c u s ， 图2 1 1 户l m h z 下，引入了“分裂晶体管”的电荷泵的输出 f i g 2 1 1t h eo u t p u to fc h a r g ep u m pu s es p l i n i n gt 啪s i s t o rw h i l e 产2 m h z 图2 1 l 的仿真结果表明，再引入“分裂晶体管 技术后，电荷泵的输出电压纹波相 比图2 9 得到了明显的降低。 图2 1 2 所示为在l m h z 开关频率下，图2 7 所示引入了“分裂晶体管 电荷泵( 不 考虑负反馈) 在轻负载下，当输出电容取值为c 删= 0 5 u f 时的输出，其中，= 2 5 v ， 尺= 5 0 0 kq ， i g i c i m u i u o n ，v j v 一一厂芝跫篷 ；m 厂卜厂、厂、 i 厂、 _ - l 8 9 9 2 u i 2 8 v ) 西安理工大学硕士学位论文 对比图2 9 、图2 1 2 的仿真结果，可以发现，输出电容越大，纹波电压越小，但电荷 泵充放电速度也将放慢，也即系统反应速度变慢。因此，输出电容也并非越大越好，而是 应该取一个折中的值。本设计中，输出电容e 。取值为l u f 。 2 5 本章小结 本章首先分析了电荷泵电路的基本工作原理，并对电荷泵电路的主要性能参数进行了 详细的分析。通过对比电荷泵电路的两种常用控制方式，比较了各自的优缺点，接着对如 何提高电荷泵电路的效率以及降低纹波电压节进行了探讨，最终采用了一种基于跳周期模 式的电荷泵电路拓扑，并通过仿真验证了该拓扑结构的正确性。 下一章将对电荷泵d c d c 转换器电路外围所需的各个子电路进行分析与设计。 1 4 3 子电路设计与仿真 3 子电路设计与仿真 3 1 基准电流源 3 1 1 基准电流源的基本原理 在电荷泵d c d c 转换器中，带隙基准和比较器是两个非常重要的模块，需要用到高 精度和低温度系数的偏置电流，电流源的精度将直接影响到它们乃至整个系统的精度和 稳定性。因此，一个电流受温度和电源电压的影响都很小的基准电流源是必须的。本文 设计了一种使用运放作为反馈的的低功耗基准电流源1 3 l 。 电源电压和温度是影响基准电流源的两个最重要因素，所以需要产生一个受电源电压 和温度影响都很小的基准电流源。如图3 1 所示为一与电源电压无关的偏置，其中m 1 和 m 2 可工作在饱和区或亚阈值区。 图3 - l 基准电沉源的原理图 f i g 3 - lc u r 陀m 陀f e 他n c e h e m a l i c ( a ) m o s 管工作在饱和区 若m l m 4 均工作在饱和区，m 3 和m 4 的宽长比为 五) 3 ：蟛么 ! = k ，采么通过 m 3 和m 4 的电流之比，i ：j 2 = k 。，由于r s 上有压降，m 1 与m 2 的不相等，假设m l 的宽长比是的k 倍，由于2 = + 尺，则 + 2 = 忽略体效应的影响，则，= ：，那么式( 3 1 ) 可以写为： 因此 + l + ，l b ( 一罔啪 扣嘲* 围2 ( 3 1 ) ( 3 2 ) ( 3 3 ) 1 5 西安理工大学硕士学位论文 这样，在m 4 端便得到j 一个与电视泉甩雎尢天阴基准电流。式( 3 3 ) 中的载流于过 移p 。和电阻尺，仍与温度有关，为得到低温漂系数的基准电流，需要进行温度补偿。 基准电流源的一阶温度系数的计算公式如下： 即去等一去等等 4 ， i l r e j f d t p 。d t rd t 、 载流子迁移率随温度的变化关系可表示为： 舻一 5 ， 式中，a 1 5 ，j l l r o 为参考温度瓦下的载流子迁移率大小。对上式求导，可得： 一a 丛吨。1 去等= 等一手 6 ， p 。刀 f ，丁、一a r 、。 l 耐 将式( 3 6 ) 代入式( 3 4 ) ，可得基准电流的一阶温度系数为： 玛= 手一2 陀足 ( 3 7 ) 其中，t c r 为电阻的温度系数。由此可见，如果通过适当的设计使得电阻的温度系数 能与载流子迁移率的温度系数相抵消，就可以得到低温漂系数的基准电流，从而提高基 准电流的温度特性。 ( b ) m o s 工作在亚阈值区 工作在亚阈值区的n m o s 管，其源漏极电流表达式为： ，= 詈舾慨 x 1 _ e x p ( 一剀 b 8 ， 其中，厶为单位饱和电流，= ， 是非理想因子。如果，巧，那么e x p ( 一等 近似等于o 。所以 ，= 詈厶e x 倍) q 9 ， 三” 1i 芒k j 、 设和m 4 的宽长比蟛l ： ! = k 。，m 2 与m l 的宽长比 l ：蟛) 2 = k ， m 3 和m 4 中通过的电流比，i ：，2 = k l 。若m l 和m 2 工作在亚阈值区，则： ( 孙唧( 纠瑙( 警卜x p ( 鲁) 邯舶， 3 子电路设计与仿真 2 = l + ，i 尺， 所以 ，一驯n ( 。) 厶= 膏型 ( 3 1 1 ) ( 3 1 2 ) 工作在亚阈值的m o s 管也可以产生与电源电压无关的基准电流源。由于工作在亚阈 值区的基准电流不受载流子迁移率的影响，其温漂系数只由尺。和巧这两个与温度有关的 因子决定。因此可以通过不同种类电阻的组合产生一负温度系数的值，跟具有正温度系 数的巧相叠加，使r ，和的温度系数相互抵消，从而得到具有良好温度特性输出基准电 流。 3 1 2 基准电流源电路的设计 3 1 2 1 基准电流源的整体结构 一般工作于饱和区的m o s 管流过的电流为u a 级的，而本文设计的基准电流输出为 i 认级，如果m l 和m 2 工作在饱和区，要得到纳安级别的基准电流输出，那么m l 和m 2 必须就使用倒比管，但这将占用过多的芯片面积，因此应使m l 和m 2 工作在亚闽值区。 如图3 2 所示为本文所设计的基准电流源的实际电路图。 詹， r ： w j m l | m l l 图3 2 基准电流源的电路图 f i g 3 - 2c i r c u i to fc u r r e mr e 佬r e n c e ( 1 ) 启动电路 由于简并工作点的存在，当电源上电时，所有晶体管均传输零电流，导致电路无法启 动。因此需要在电路中增加一个启动电路，以保证基准电流源在电源上电时能正常启动。 启动电路要求其既能保证电路摆脱简并工作点( 也即初始的零电流工作状态) ，但在电路 正常工作时尽可能的不影响对主体电路工作，同时还要考虑其功耗以及电路设计的复杂 1 7 西安理工大学硕士学位论文 因素。 启动电路由m 9 m 2 0 构成，其中m 2 用以检测电路的工作状态，其栅极接m l 的栅 极，m 1 0 m 1 2 是小尺寸的n m o s 管，为基准电流源电路提供一定的启动电流：为降低 功耗，m 1 3 m 2 0 不宜通过太大的电流，因此需要使用倒比管( 缈三毫o 2 2 朋5 朋) 。当 电路工作于简并工作点时，m l 栅压为o ，于是m 9 关断，m l o m 1 2 导通，从而拉低m 3 和m 4 的栅压，使电流源主电路启动；当电路启动后，m 9 导通，其漏端电压降低，使得 m l o m 1 2 关断，此时启动电路关断，不会影响基准电流源主电路。 图3 3 所示为启动电路仿真曲线。电源电压v d d _ 2 v ，当电源上电后主电路未启动时， 启动电流为4 0 0 n a ；当主电路启动后，启动电路输出电流为零，启动电路关断，所以， 电路正常工作时，启动电路对主体电路输完工作没有影响，不会对基准电流源主电路引 入误差。 l ； i 、 o l 2 出o m 0 j 4 0 05 a c 咖 图3 3 启动电路仿真 f i g 3 - 3s t 乏l n 。u pc h u i ts i m u l 撕 ( 2 ) 基准电流源主电路 如图3 2 所示的电路中，m l 小似、r l r 2 和m 5 m 8 构成基准电流源的主电路，其 中m l m 4 和r l r 2 是构成一与电源电压无关的偏置，m 5 一m 8 构成简单的差分放大器， 其作用是通过电压箝位保证m 3 m 4 的漏极电压相等，这样由电源电压变化以及m o s 管 沟道长度调制效应所引入的电流失配的对电流源的影响得到降低，使基准电路几乎不受电 源电压的影响。r l = 2 0 k ，是n 、e l l 电阻：l 也= 1 6 4 k ，是高阻多晶硅电阻，由于n 、e l l 电阻与高阻多晶硅电阻分别具有正负温度系数，这样可以得到一个低温度系数的电流。 3 1 2 2 基准电流源仿真 ( 1 ) 直流特性仿真 图3 - 4 所示为基准电流随电源