（微电子学与固体电子学专业论文）红外读出电路用12位adc的设计与实现.pdf

中文摘要 图像处理、通信和音视频处理等技术的广泛应用，推动了模数转换器( a g c ) 向低功耗、高速和高分辨率的方向发展。与其他结构相比，流水线结构的a d c 能够在中高分辨率时很好地折中功耗和速度。针对红外探测器读出电路的应用背 景，本文立足于低功耗，设计和优化了一款应用于红外读出电路的1 2 位2 5 m s p s 流水线a d c 。 本文基于流水线a d c 工作原理和误差机制，精确选取每一级的电路参数， 在满足精度和速度的前提下尽量减小过度设计( o v e rd e s i g n ) ，降低不必要的功 耗。设计了特殊结构的前端采样保持电路，使得该a d c 实现单端输入。本文从 流水线a d c 的工作原理着手，在分析了流水线各级分辨率选取对功耗和噪声性 能的影响之后，采用y ( 2 5 + 1 5 x 8 + 2 ) 的系统结构。分析了流水线各级的非理想因 素对系统性能的影响，并给出了理论计算公式。由于级问增益的存在，后面各级 电路的非理想因素对系统的影响被大幅度削弱，因此受噪声性能约束的采样电容 值便可以逐级递减，据此设计了满足各级精度要求的采样电容，仿真结果表明采 样电容逐级递减可以有效降低功耗。 在完成a d c 的系统设计之后，本文着重讨论了a d c 关键模块参数的选取： 根据系统设计对流水线各级的精度要求，确定了各级运算跨导放大器的直流增 益、带宽和摆率；由于数字校正技术的使用，大大降低了对比较器精度的要求， 因此本文使用了失调较大但功耗很低的动态比较器。并在完成电路仿真之后计算 了整个a d c 的功耗：3 3 v 单电源供电时的功耗约为1 2 4 m w ，在电路设计上达 到了系统对功耗的要求。 本设计的流水线a d c 采用c h a r t e r e d0 3 5 u r nn - w e l lp s u b2 p 4 m 标准c m o s 工艺实现，芯片关键模块的版图已绘制完成。 关键词：高速流水线a d c 低功耗运算跨导放大器动态比较器数字校正 a b s t r a c t t h ed e v e l o p m e n t so fi m a g ep r o c e s s i n g ，t e l e c o m m u n i c a t i o n sa n da u d i o v i d e o p r o c e s s i n ga r ed r i v i n gt h ea d c st o w a r d sh i g h e rs p e e d h i g h e rr e s o l u t i o na n dl o w e r d i s s i p a t i o n i nh i g h - r e s o l u t i o nc o n v e r s i o n ，p i p e l i n e da d ch a sab e t t e rt r a d e o f f b e t w e e ns p e e da n dd i s s i p a t i o nt h a no t h e ra r c h i t e c t u r e s a c c o r d i n gt ot h eb a c k g r o u n d o fi n f r a r e dd e t e c t o r , t h i sp a p e rd e s i g n e da12 - b i t2 5 m s a m p l e sp i p e p l i n e da d cu s e d i ni n f r a r e dd e t e c t o rr e a d o u tc i r c u i ta n do p t i m i z e dt h ea d c sp o w e rd i s s i p a t i o n b a s e do nt h ep r i n c i p l ea n de r r o rm e c h a n i s m s ，t h i st h e s i sc h o o s e sc i r c u i t p a r a m e t e r sp e r c i s e l yt op r e v e n to v e r - d e s i g na n du n n e c e s s a r yd i s s i p a t i o n as p e c i a l s a m p l ea n dh o l dc i r c u i ti se m p l o y e dw h i c he n a b l e sa d ct os a m p l eas i n g l e e n d e d s i g n a l a ( 2 5 + 1 5 8 + 2 ) p i p e l i n e ds t r u c t u r ei su s e da f t e ra n a l y z i n ge f f e c t so f r e s o l u t i o np e rs t a g eo ns y s t e mp o w e rc o m s u p t i o na n dn o i s ec h a r a c t e r i s t i c t h e nh o w t h en o n i d e a lf a c t o r si n f l u e n c ea d c sp e r f o r m a n c ei sd i s c u s s e d , a n dd e d u c e di n m a t h e m a t i c a lw a y d u et ot h ei n t e r - s t a g eg a i n ，t h en o n i d e a lf a c t o r s i n f l u e n c e sa r e w e a k e n e dd r a m a t i c a l l yd o w nt h ep i p e l i n e ds t a g e s ，w h i c hv a l i d a t e ss a m p l ec a p a c i t o r s r e d u c t i o na l o n gt h ep i p e l i n e t h es a m p l ec a p a c i t o r so fe v e r ys t a g ea r ec a l c u l a t e d a c c u r a t e l y , a n dp r o v ep o w e re f f i c i e n c yb ys i m u l a t i o n t h i sp a p e rp a y sm u c ha t t e n t i o nt oc i r c u i tp a r a m e t e r ss e l e c t i o n sa f t e rt h es y s t e m d e s i g ni sa c c o m p l i s h e d t h ep a r a m e t e r so fo p e r a t i o n a lt r a n s c o n d u c t a n c ea m p l i f i e r , s u c ha so p e nl o o pg a i n ，b a n d w i d t ha n ds l e wr a t ea r ec a l c u l a t e dt os a t i s f yt h ea c c u r a c y r e q u i r e m e n to fe a c hs t a g e s i n c ee r r o rc o r r e c t i o nt e c h n i q u er e l a x st h ec o m p a r a t o r s o f f s e tr e q u i r e m e n t s ，t h i sd e s i g n e m p l o y sd y n a m i cc o m p a r a t o r sw h i c hh a v el a r g e o f f s e t v o l t a g eb u tu l t r al o wp o w e rd i s s i p a t i o n t h et ( t a ld i s s i p a t i o no fa d ci s c a l c u l a t e db yt r a ns i m u l a t i o n ：a b o u t12 4 m wa t3 3 vs i n g l ep o w e rs u p p l y , s u i t a b l e f o ri n f r a r e dd e t e c t o ra p p l i c a t i o n t h ep o r p o s e d12 一b i tp i p e l i n e da d ci si m p l e m e n t e dw i t hc h a r t e r e d0 35 u r n n w e l lp - s u b2 p 4 ms t a n d a r dc m o st e c h n o l o g y , a n dt h el a y o u to fk e ym o d u l e si s a c c o m p l i s h e d k e y w o r d s ：h i g hs p e e dp i p e l i n e da d c ，l o wp o w e rd i s s i p a t i o n ，o p e r a t i o n a l t r a n s c o n d u c t a n c ea m p l i f i e r , d y n a m i cc o m p a r a t o r , e r r o rc o r r e c t i o n 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得墨盗盘鲎或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：签字日期：年月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解叁鲞盘鲎有关保留、使用学位论文的规定。 特授权墨鲞盘堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：导师签名： 签字日期：年月日签字日期：年月日 第一章前言 1 1 项目背景 第一章前言 现实世界中的模拟量必须转换成数字量才能被数字系统收集、分析和处理。 模数转换器( a n a l o g - t o - d i g i t a lc o n v e r t e r , a d c ) 便是用于将模拟信号转换成数字信 号的电路，被广泛应用在信号采集和处理、数字通信、多媒体技术等领域。 使用数字信号处理的技术来处理模拟信号有突出的优势：首先可以达到很高 的精度；其次由于数字量容易存储且不易丢失，因此信号失真小，并且数据可传 输；数字处理可以实现很多复杂的算法，与直接处理模拟信号相比可以对信号进 行复杂的操作。并且通常数字系统的功耗都很低。 但是数字处理受到模数转换器性能的制约。随着各个领域对数字处理的精度 和速度的要求越来越高，对低功耗的要求越来越迫切，必然推动a d c 朝着高速、 高精度、低功耗的方向发展。然而a d c 的这三个主要性能指标之间是相互制约， 不同结构a d c 有着各自不同的侧重点：全并行结构a d o ( f l a s ha d c ) 的速度最 快，但硬件成本和功耗很高，因此一般不会超过8 位分辨率；- 的分辨率很 高，通常可以达到1 6 位以上，但由于采用了过采样技术，其输入信号的频率受 到限制不适合用于高速场合。流水线结构a d c ( p i p e l i n e d a d c ) 在高速、中高精度 ( 8 位1 2 位) 的应用时具有突出的低功耗优势。 本课题的目标是设计一款用于红外读出电路的低功耗a d c 。为了减小芯片 面积提高信号处理的一致性，采用芯片级a d c ，因此需要较高的采样速度。并 且通常焦平面红外探测器要求8 1 2 位分辨率。于是本设计的指标为：1 2 位， 2 5 m s p s ，3 3 v 单电源供电。为了实现这个指标并且具有较低功耗，本文采用了 流水线结构。 1 2 几种常见结构a d c 的性能比较 本节将首先介绍a d c 一些重要的性能参数，然后讨论了几种常用a d c 结 构的特性。 ， 第一章前言 1 2 1a d c 的性能参数1 1 】 衡量a d c 性能的参数很多，可分为为静态性能参数和动态性能参数 静态性能参数 1 ) 分辨率( r e s o l u t i o n ) 分辨率用于表述a d c 的最小量化能力。分辨率定义为a d c 将输入满量程 电压分成的子区间数以2 为底的对数，即当a d c 将满量程电压分成m 个子 区间，则该a d c 的分辨率n = l o g ，m 。分辨率决定了a d c 最低有效位( l s b ， l e a s ts i g n i f i c a n tb i o 的大小：1 l s b = v v s r 2 ；进而决定了a d c 的动态范围、代 码宽度和量化误差。一个高分辨率的a d c 能比低分辨率a d c 更精确地转换出 更小的模拟信号。但通常a d c 的有效分辨率会因噪声、非线性等因素而低于标 称值。 2 ) 量化噪声( q u a n t i z a t i o nn o i s e ) 9 1 0 j a d c 是用有限个点表示一个连续的信号，由于分辨率不是无限值，因此量 化后输出的值与真实的信号之问存在误差，称之为量化误差。这种误差的特性和 噪声类似，因此也被称作量化噪声，如图1 1 所示为一个理想3 位分辨率a d c 的输入输出曲线和量化噪声的情况。n 为a d c 的量化噪声可以表示为： - 嗍= 厨忑画= 箍= 丽v f s r m ， 其中为输入满量程电压。 3 ) 漂移误差( o f f s e te r r o r ) 漂移误差是指a d c 在零点时的偏移。对于理想的a d c 来说，第一个转换 点电压应该距离零点i 2 l s b ，漂移误差就是指实际的转换点压与理想的1 2 l s b 的偏差。漂移误差可以通过校准来修正。 4 1 增益误差( g a i ne r r o r ) 增益误差是指实际a d c 的零点到满量程点连线的斜率与理想斜率之间的偏 移，也可以通过校准技术修正。 第一章前言 d i g i t a l o u t l l l 1 1 0 3 - b i ta d c ：1 0 1 却u t - o 咖u t 觚塔向c u 彭l o o 0 l l 0 1 0 0 0 1 0 0 0 o 5 l s b q u a n t i z a t i o nn o i s e o 5 l s b 一 图1 - 1 理想3 位a d c 的输入输出曲线和量化噪声情况 5 ) 非线性误差 非线性误差包括微分非线性( d n l ) 和积分非线性( i n l ) ，如图1 2 所示。d n l 是指代码实际宽度与理想1 l s b 之间的偏差。理想的a d c 中每一个代码宽度都 是1 l s b ，因此理想a d c 的d n l 是0 。d n l 小于或等于1 l s b 能够保证传输函 数的单调性，没有失码。d n l 在定义及测量时需要首先消除增益误差( g a i n e r r o r ) 。d n l 可以表示为： d n l = 脚( 螋避f l 墼s b 也) 小1 ，2 ，3 ，2 一1 ( 1 - 2 ) l ， i n l 是指实际a d c 的输入输出曲线与一个理想直线( 即分辨率为无穷的输入 输出曲线) 之间的偏差。i n l 定义和测量时需首先排除漂移误差( o f f s e te r r o o 和增 益误差( g a i ne r r o r ) 。d n l 和i n l 有直接的联系：积分非线性误差是微分非线性 误差积累的结果： i n l ：y d n l j _ ( 1 3 ) 第一章前言 动态性能参数 3 - b i ta d c ： i n p u t - o u t p u tt r a n s f e rc u l w e ： d i s t a l 图1 - 23 - b i t a d c 的非线性误差 1 ) 信噪l l ( s n r , s i g n a l t on o i s er a t i o ) 信噪比是评价a d c 的一个重要指标。定义为在给定的输入和采样频率下，满 量程正弦模拟输入信号的基频幅值的均方n ( r m s ) 与除直流和前5 次谐波以外的 所有频谱分量的均方值( r m s ) 之和的比值【5 】o s n r ( d b ) = 2 0 l 0 9 1 0 ( 4 忉耐 r m s a t o 埘一。船 瑚惦】) ( 1 _ 4 ) 其中4 劬口， 册s 为正弦模拟输入信号的基频幅值的均方直( r m s ) ， 4 。脚。妇 瑚s 包括量化噪声、热噪声等所有噪声源之和的r m s 。 对于理想a d c ，只考虑式( 1 1 ) 决定的量化噪声，信噪比为： 肌堙t 如，( 掳) = 2 0 l 0 9 1 0 ( 4 删 伽】4 一酬。【嬲】) - 2 0 1 0 9 1 0 ( 箍描 ( 1 - 5 ) = 6 0 2 n + 1 7 6 3 ( d b ) 这是n 位a d c 所能达到的最大信噪比。 2 ) 信噪失真比, ( s n d r ，s i g n a lt on o i s ea n dd i s t o r t i o nr a t i o ) 信噪失真比s n d r 是指在给定的输入和采样频率下，满量程正弦模拟输入 吡 m 叭 瑚 m 斌川 m m 川 州 咖 第一章前言 信号的基频幅度的均方根( g m s ) 与除直流以外的所有频谱分量( 包括谐波分量和 本地噪声) 的r m s 之和的比值。 s n d r ( d b ) = 2 0l o g 。o ( 4 枷d 【r 舔】彳n o i s e + h a r m o n 记 r 朋s 】) ( 1 6 ) 3 ) 有效位数( e n o b ，e f f e c t i v en u m b e ro fb i t s ) 有效位数( e n o b ) 是指由信噪失真比( s n d r ) 计算出来的比特数。 e n o b = ( s n d r - 1 7 6 ) 6 0 2 ( 1 7 ) 4 ) 输入带宽( i n p u tb a n d w i d t h ) a d c 的转换能力是和输入信号频率有关的，a d c 的s n d r 会随着输入信号 频率的升高而降低，因此定义使s n d r 下降3 d b 的输入信号频率为输入带宽。 5 ) 动态范围( d r ，d y n a m i cr a n g e ) 额定满度输入量程f s r 对最小分辨率的比值： 分贝表示： d r = 面f s r = 丽f s r = 2 l s bf s r 2 6 ( 1 8 ) d r ( d b ) = 2 。l 。9 1 。面f s r = 2 0 l o g , o 丽f s r = 2 0 l o g , o2 u = 6 0 2 n ( d b ) ( 1 9 ) 衡量a d c 性能的参数还有很多，如无杂散动态范围，总谐波失真，互调失 真，孔径延时等，这里不再一一介绍。 1 2 2 几种常用a d c 的性能比较 早期a d c 的主要以全并行、积分型、压频变换型等结构为主，随后出现了 折叠插值、逐次比较、分步式结构。9 0 年代起，采用p i p e l i n e 技术的高速中等分 辨率的a d c 和采用一技术的高精度低速a d c 逐渐成为主流。和大部分电路 设计类似，a d c 的各个性能指标也相互制约，必须根据应用场合的不同要求， 选取合适结构的a d c 并进行优化。本节将简要讨论当今比较常见的a d c 结构。 全并行结构a d c ( f l a s ha d c ) 全并行结构的a d c ，又称f l a s h a d c ，几乎能在同一瞬问完成满精度转换， 第一章前 言 是迄今为止速度最快的a d c 。一个典型的n 位f l a s h a d c 是由2 一1 个比较器和 2 一1 个参考电压组成，参考电压则是由2 个电阻将参考电压分压而来。图1 3 为一个8 位f l a s h a d c 的结构图，比较器个数为2 8 1 = 2 5 5 。f l a s h a d c 的转换 时间只受比较器和逻辑门的延迟时间限制，一次完成2 一1 个比较过程，经编码 器将比较器输出的温度计码转换成n 位2 进制数输出，是高速和超高速应用中 的一种常见结构。 d a t a 7 ：0 】 图1 38 位f l a s h a d c 结构图 f l a s h a d c 的缺点就和其超高速的优点一样突出： 首先是对比较器数量的要求。n 位的f l a s ha d c 最少需要2 一1 个比较器， 这对于中高精度烈 8 ) 的a d c 就会占用很大的芯片面积和消耗很高的功耗。并且 如图1 1 所示，输入信号形。接2 5 5 个比较器的输入端，这么多比较器作为输入信 号的负载大大提高了对前端采样保持电路的要求。 其次是对比较器精度的要求。f l a s ha d c 要求每一个比较器都达到全精度， 即失调电压 ，缸一 i 一 。i - i i， 圪们+ 圪甜 图2 3 电荷转移结构的采样相( a ) 和保持相( b ) + 圪埘一厂d d 第二章p i p e ii n e df i d e 的基本结构和系统分析 如图2 3 所示，电荷转移型采用保持电路在采样阶段跟踪输入信号，在保持 阶段仅将采样电容中的电荷差值部分转移到反馈电容，c 。作为采样电容，c 沩反 馈电容。采样相时，采用电容c 。的下极板( 为了减小电容下极板寄生电容的影响) 连接到输入信号，同时运算跨到放大器( o t a ) 的输入接输入共模电平v j 。，反馈电 容下极板接输出共模电平v 。保持时，反馈电容c f 下极板接放大器输出，两个 采样电容的下极板短接。对于开环增益非常大的o t a ，其正负输入可以看作是虚 短，因此采样电容上电荷的差分部分全部转移到反馈电容上。输出v o u t 与输入v i n 的关系为： 2 唔 本设计中取e = c ，使s h a 的增益为1 。 b ) 电容翻转结构 c | 矿i 埘一1 矿i 1 e 吃，+ 多7 0 u t 一 ( a ) ( b ) 图2 _ 4 电容翻转型s h a 的采样相( a ) 和保持相( b ) ( 2 - 2 ) 圪辨 圪加 如图2 4 所示，电容翻转型s h a 用同一对电容既作为采样电容又作为反馈 电容。采样时，电容下极板采样输入信号，而运放的输入端短接到输出端提供电 压偏置，这样做的一个好处是能自校准运放的输入失调。在保持阶段，采样电容 的一端转接到运放的输出端，保持采样到的输入信号。 c ) 两种结构对比 电荷转移型s h a 在保持相时仅将输入信号的差模传递到输出，输入信号的 第二章p i p e i n e da d c 的基本结构和系统分析 共模电平不会影响到运放的共模输入电平，因而电荷转移型s h a 具有很出色的 单端输入性能，在没有片外单端信号差分化电路的情况下仍能正常工作。电容翻 转型s h a ，由于使用的是同一对电容既作为采样电容又作为反馈电容，如果输 入信号的共模电平和运放的共模电平不同，则由采样阶段到保持阶段时，运放的 输入共模电平发生改变，因而运放必须具有足够大的输入共模范围。 电容翻转型s h a 的优点在于：较大的反馈系数厂带来的低功耗和低噪声( 这 里的噪声是指运放内部的噪声，而不是开关导通电阻的热噪声) 。如果不考虑运 放输入端寄生电容的影响，在保持阶段，电荷转移型电路的反馈系数厂= o 5 ( 取 c 。= c ，) ，而电容翻转型的反馈系数为1 。而开关电容的理想信号带宽 b w = 厂g b w 【2 0 】，其中g b w 是运放的增益带宽积。所以在负载相同的情况下， 要达到同样的速度，电容翻转型的运放增益带宽积是电荷转移型的一半，因而功 耗也相应的降低了。 另一方面，采样相时，运放输出管的热噪声通过电容反馈到输入端的能量， 电荷转移型为： 2 翻型岛2 塑c ( 2 - 3 ) 。e g ( e + g ) q 弓 而电容翻转型仅为前者的一半： 2 坚鱼三2 坚 e c ( 2 4 ) 保持相时，运放的等效输入噪声( 假设主要来源是差分输入管的沟道热噪声) 为：吒2 = 2 x 4 k t ，其中g 卅为输入晶体管的跨导。带宽b w = f g 。( 4 q ) ( 单 j g m 极点近似) ，q 是等效负载电容。则采样保持电路的等效输入噪声能量为： 一= 署 ( 2 5 ) 从式( 2 - 5 ) 可以看出反馈系数大的电容翻转型采样保持电路在保持阶段的噪 声是电荷转移型的一半。 第二章p i p e ii n e d d c 的基本结构和系统分析 实际上，电容翻转型在功耗和噪声上的优势并不很明显：电路中大量的寄生 电容很大程度上减低了其反馈系数的优势。并且电容翻转型电路对输入共模范 围的要求高，大输入范围的要求进一步抵消了其反馈系数厂较大带来的功耗优 势。并考虑到有单端输入的可能，于是本设计中s h a 采用电荷转移型。 2 3 2 流水线各级电路结构和工作原理 n b i t s 图2 5 流水线各级电路原理图 图2 5 是流水线各级电路f 最后一级为标准2 b i tf l a s ha d c ) 的原理图，对于第 一级n = 3 ，第二到第九级n = 2 。每一级都是由s u b a d c ( f l a s ha d c ) 、数模转换器 d a c 、减法电路和增益电路组成。信号在输入到每一级时先由低精度的f l a s h a d c 进行量化，输出一个nb i t 的数字输出( 由于采用了数字校正技术，其中有l b i t 是 冗余位) ，再将数字输出对应的参考电压从输入信号中减去得到余数电压，随后 放大2 ”1 倍作为下级的输入，直至最后一级。流水线a d c 总的分辨率是各级 有效分辨率之和。 相同的分辨率下，与f l a s h a d c 的全并行处理方式相比，将高分辨率的模数 转换分成若干步大大降低了系统对比较器数量的要求，并且由于每一级都有lb i t 的冗余，因此也降低了对比较器精度的要求。 图2 - 6 是2 5b i t 级和1 5b i t 级的输入输出曲线，输入信号范围为 一形订杉订。 在实际的电路实现中应用c m o s 开关电容电路技术，图2 5 中虚线框内的功 能均由名为m d a c ( m u l t i p l y d a c ) 完成【1 5 】【1 6 】。这样整个流水线a d c 就只有三个子 模块：前端s h a 、低精度的模数转换器( s u b a d c ) 和m d a c 。1 5b i t 的具体框图如 图2 7 所示，为方便说明图中只画出了单边电路。 第二章p i p e ii n e d d c 的基本结构和系统分析 乙 | v 。 j | ll 1 l| | 1 | i 叱|l 1|l 卜乙 户b 扛 ； 2 一 一吒 j 匕 y 7v 。 7 f -毛 一； l。 一 f7 i _ k 。 吒 ； 2 一 一 一吒 ( 丑)( b ) 图2 - 6 输入输出曲线( a ) 2 5 b i t s t a g ec o ) 1 5 b i t s t a g e 图2 - 71 5b i t s t a g e 具体原理框图 圪埘 在采样相时，差分输入信号u 输入到s u b a d c ，由一个比较器阵列进行粗 量化输出2b i t 数字量，这里k 的范围为一，比较器的阈值为+ _ v r e f l 4 。 同时输入信号v ：。被采样电容e 和反馈电容c ，采样。采样相结束时，s u b a d c 的输出被锁存。在紧接着的保持相时，反馈电容c ，跨接到运放( o t a ) 的输入和输 出端，形成负反馈。而采样电容e 的下极板接到d a c 的输出。s u b d a c 的输出 通过控制一个模拟多路选择器( m u x ) 输出电压。该级的输出圪斫便为放大后 的余数信号。 假设运放的开环增益为无穷大( 非理想模型将在后面的章节分析) ，并取 e = c ，则1 5 b i v s t a g e 的传输函数可以表示为： 第二章p i p e li n e da d c 的基本结构和系统分析 = 2 圪一( 一v 呵2 ) ，一 一4 2 吆，一4 4 ( 2 - 6 ) 2 ( v - v 矿2 )，4 2 4 数字校t f ( d i g i t a le r r o rc o r r e c t i o n ) 对于不含冗余位的流水线a d c 各级，由于比较器的阈值的变差或者m d a c 的失调( o f f s e t ) 会使该级输出的余数电压超出下一级的输入电压范围，而造成失 码。为了降低对比较器阈值精度的苛刻要求，流水线a d c 一般都会每一级加1b i t 的冗余位并采用数字校正技术。本节以1 5b i t s t a g e 为例，分析其原理。 1b i t s t a g e 的输入输出曲线如图2 8 所示，其中( a ) 为理想曲线，曲线的斜率即 为m d a c 的增益，输入电压k 。 ，超出下一级的输入 电压范围( 图2 8 ( b ) ) 。并且若m d a c 存在失调( o f f s e t ) ，也会出现这种超量程的现 象( 图2 - 8 ( c ) ) 。 上m r e s h o i do h j|7j 7 ? 。 一舵。1 jf 厂 if ? 图2 8 1b i t s t a g e 输入输出曲线 ( a ) 理想情况( b ) 比较器阈值偏差( c ) m d a c 存在失调( o f f s e 0 为了避免这种超量程现象，首先在保持该级m d a c 增益不变的情况，每一 级都多加lb i t 的冗余，对于1b i t s t a g e 来说意味着多2 4 比较器，而对于2 b i t s t a g e 意味着多4 个比较器。1 5b i t s t a g e 的输入输出曲线如图2 - 9 所示，其中( a ) 是理想 曲线，与lb i t s t a g e 相比在2 各多了一个比较器，但是传输曲线的斜率仍然 第二章p i p e li n e da d c 的基本结构和系统分析 为2 ，于是本级的理想输出范围变成一2 2 。从图2 - 9 ( b ) 可以看出，这 样做的好处是当比较器的阈值偏差在4 以内，本级的输出就不会超出下一 级的有效输入范围，大大降低了对比较器的精度要求。同时又由于造成比较器阈 值偏差的原因除了固有的器件失配，还有参考电压的漂移，因此这也降低了对比 较器参考电压的精度要求。 另外，由于有个比较器的阈值电压为0 ，这会造成当流水线a d c 的默认输入 电压为0 时，轻微的电压波动造成大量的比较器翻转。为了避免这种情况，将其 输入输出曲线向右平移4 ，如图2 1 0 ( a ) 所示。因为在输入输出曲线中超过 2 小于的部分可以被下一级检测出来，那么可以去掉阈值为3 4 的比 较器，简化电路设计。最后的输入输出曲线和传输函数如图2 1 0 ( b ) 所示。 v o , a 一 j， ，2 , i fi _ v 呵， ，7 v 呵 7 1 ” 丢 2 一j 7 一 一 一 矿 w ， t ，j _ v 呵9 ，j k 7 t ，卜渊4 l 一 ( a ) ( b ) 图2 - 9 增加1b i t 冗佘位后的输入输曲线 ( a ) 理想情况( b ) 比较器阈值失调的最大容限 l ，t r 阿 2 j 一事r f ， 1 弋， 卢嘲 7 一。- v 一 ? v 耵 ， 一畸 专三 2 ， 一 图2 1 0 修改后的1 5 b i t s t a g e 输入输出曲线 ( a ) 向右平移v r e f 4 ( b ) 省略3 v r e f 4 处的比较器 第二章p i p e lir a n da d o 的基本结构和系统分析 对于整个流水线a d c 来说，第一级2 5b i t s t a g e 输出的3b i t 和第二级到第十 级输出的2b i t 错位相加得到最终的1 2b i t 数字输出，其原理图如图2 1 1 所示， m s b 表示2 进制数的最高位，l s b 表示2 进制数的最低位。 1s ts t a g e2 5b i t s t a g e 【：j5ji!i：li：i：口f：【：回 1 2b i t sd i g i t a lo u t p u t 图2 - 1 1 错位相加产生1 2b i t 数字输出的原理图 以一个总分辨率为5b i t ( 3 级1 5b i t s t a g e ，l 级2 b i tf l a s ha d c 组成) 的流水线 a d c 为例，说明数字校正的工作原理。假设输入电压为0 4 v r e f , 则理论计算得 到的理想的数字输出为1 0 1 1 0 ，其理想的电压传输情况如图2 1 2 ( a ) 所示。图2 1 2 ( b ) 为比较器阈值发生偏差的情况，从中可以看出，虽然比较器的阈值发生了偏 差( o 2 5 ) ，但最终仍然输出正确的数字量。 - o s v 面 八o l 。 1 一o 一1 一l v ： 1 入八l o l 。 1 一0 一1 一1 图2 1 2 数字校正工作原理 ( a ) 理想境况( b ) 第二级的一个比较器阈值发生偏差 da e h 5 姆 t岫 br - i ，j 纠 呼舻 学蹭 暑l咖；渤苎 耐m 洲 掀姗 j 同 第三章1 2 _ b i t s2 5 1 5 p sp i d e ii n e da d c 的电路设计 第三章12 - bit2 5 m s p spip ei in e da d c 的电路设计 根据第二章选定的系统结构，本章将讨论本项目设计的1 2 b i t2 5 m s p s 流水 线结构a d c 的具体电路结构和工作时序、a d c 整体性能指标与电路参数估算以 及流水线结构a d c 固有的误差来源和克服方法。 本文设计的流水线a d c 的所要达到的性能指标为：1 2 位，2 5 m h z 的采样 频率，3 3 v 单电源供电。 3 1 具体电路结构和工作时序 本节主要讨论流水线a d c 具体的开关电容电路结构及其工作时序。 3 1 1 各级具体电路结构 前端采样保持电路( f r o n t e n ds h a ) + v 幡一 图3 - 1 前端采样保持放大器的具体电路结构 + 如图3 1 所示为本设计所采用的电荷转移型前端采样保持电路。为运放 第三章1 2 - b i t s2 5 m s p sp i p e ii n e da d c 的电路设计 的输入共模电压，圪。，为运放的输出共模电压，采样电容e 和反馈电容c ，取相 同的值，所有开关均在其控制时钟为高电平时闭合，低电平时断开。c l k l 和c l k 2 为两相不交叠时钟，c l k 2 与c l k 2 的上升沿同步，c l k 2 比c l k 2 先跳变成低电平。 时钟的时序关系如图3 2 所示。 下面结合图3 - 1 ，讨论s h a 的工作流程： 1 ) c l k 2 和c l k 2 同时上升为高电平，此时c l k l 为低。采样电容上极板接输入 共模电平，下极板对输入信号进行采样。运放两个输出端短接，差模输出为0 。 冰，卜广1 d 眨扩叫 c 尥 li r 1 厂 2 ) c l k 2 首先跳变为0 ，其控制的开关首先断开。即运放的输入端与输入共 模电平分离，这一动作会在采样电容和反馈电容中引入注入电荷。但正负输入端 注入的电荷量相等，因而会被差分结构完全抑制，不会产生失真。而运放正负输 出端的开关引入的注入电荷会被运放的输出管吸收，一段时间稳定后，不会对输 出电平造成影响。 3 ) c l k 2 控制的开关随后断开，使采样电容脱离输入信号，反馈电容脱离运 放的输出共模电平。由于运放输入端此时对地没有电流回路，因此采样电容和反 馈电容下极板所接的开关引入的注入电荷不会造成误差。 4 ) c l k l 控制的开关导通，电容进入保持阶段。反馈电容下极板转接到运放 输出端，两个采样电容下极板短接，由于理想运放的输入端虚短，采样电容上的 差分部分全部转移到反馈电容上。不考虑寄生电容且无电荷损耗的情况下，输出 电压= v , o e c r 。 第1 级2 5b i t s t a g e 和第二章中讨论的一样，第一级的结构如图2 5 所示，其中n = 3 ，s u b a d c 是由6 个动态比较器组成的阵列，其阈值分别为5 8 ，3 8 ，1 8 ，1 8 ，3 8 ，5 8 v ， m d a c 的放大器倍数为4 。动态比较器的结构和工作原理将在第四章中详细讨 论，这里只说明第一级m d a c 模块的结构和工作原理。 如图3 3 为第一级2 5b i t s t a g em d a c 的电路结构。采样阶段，m d a c 对输 第三章1 2 - b i t s2 5 m s p sp i p e ii n e da d c 的电路设计 入信号采样，保持阶段完成数模转换、减法和4 倍增益功能。 d 虹 i m i c l k 2 图3 - 3 第一级2 5 b i t s t a g em d a c 2 4 第三章1 2 - b i t s2 5 m s p sp i p e ii n e da d c 的电路设计 上图中，= + 一一= i v ，e 2 + = e l + = c 。+ = e ：一= e 。一= e 。一= c ，= c ， ( + + 一) 2 = ( + + 圪叫一) 2 = ( + + 一) 2 = = 1 6 5 v 。c t r l 8 ：0 是由本级 的比较器阵列产生的温度计码转换成的9 位控制信号，用于控制保持阶段，采样 电容下极板所接的点位。 采样阶段，6 个采样电容和2 个反馈电容均对输入进行采样。采样阶段结束 后，输入信号的差模被存储，即：q = 4 c ，其中圪= + 一一。保持阶段， 取决于输入信号的幅值，采样电容的下极板接到不同的参考点平上， 0 2 = 3 c + 吃，c ，其中= ( 吃：+ 一吃“+ 吃。+ 一h + 吃0 + 一吃o + ) 3 。由于 运放输入端对地没有直流通路，根据电荷守恒q 1 = 0 2j = 4 ( v i - 3 4 ) 。 这便实现了减法和增益的功能。如图3 - 4 所示( a ) 为本级的输入输出曲线，图3 - 4 o ) ( c ) 分别为采样相和保持相电路连接情况。 1 | | |。|。l | |1_| 1 一喜一昙 一三 iii 5 l t l 吃，q 三一 i + 吃。垒l i 一吃吲 一刊 吃，d ( a )( b )( c ) 图3 4 本级输出曲线( a ) 以及采样相( b ) 和保持相电路连接情况 p 0 + 一 根据控制信号c t r l 8 ：0 的情况，吃：+ ，吃：一吃。等于+ ，0 或一。并令 = ( 吃：+ 一吃：+ + 吃。+ 一吃h + 吃。+ 一吃。+ ) 3 ，则运放的输入共模电压不论是在 采样相还是保持相均为圪。= 1 6 5 v 。 输入信号差模值圪、s u b a d c 输出的温度计码和c t r l 8 ：0 n l n ；j 出电压的 关系如表3 1 所示。 h h h 叫d h h 吲 第三章1 2 一b i t s2 5 m s p sp i p e ii n e da d