（微电子学与固体电子学专业论文）稳压lc电压控制振荡器的研究.pdf

摘要 正确发送接收信息是高质量通信设备的基本要求。电压压控振荡器作为频率 综合器的核心部分，为信号调制或者时钟恢复提供准确的本振信号，是无线通信 系统必不可少的一部分。它的性能对整个通信系统有着重要影响，特别是其抑制 相位噪声的能力直接关系到通信系统的传输正确率。随着通信频率越来越高，相 位噪声越来越强；全集成压控振荡器受到芯片上寄生器件以及其它电路的干扰也 增强了相位噪声。抑制高频射频电路的相位噪声成为了一项艰巨的任务，也因此 成为了工业界和学术界的研究热点。 l c 压控振荡器因其优越的相位噪声性能，被广泛应用到各种通信系统中。 本文详细分析了l c 压控振荡器电路内部各个噪声源对相位噪声的影响，以及不 同工作区域内相位噪声的变化。基于以上分析，优化片上电感的品质因素，采用 数字调谐等抑制相位噪声的技术，设计了一款符合w i f i 通信标准的l c 压控振 荡器。其中心频率为2 4 4g h z ，调谐范围为a ：4 0m h z ，偏离载波频率6 0 0k h z 和 1m h z 处的相位噪声分别为- 1 2 0d b c h z 和1 2 4d b c h z 。 除了受到电路内部噪声源的影响，压控振荡器的外部噪声同样影响着相位噪 声。针对电源噪声向相位噪声的转化，本文采用低压降稳压器隔离电源噪声对压 控振荡器的干扰。全面分析了稳压器中电路稳定性、电源敏感度以及功耗之间的 制约关系。为了克服这个设计难点，分别设计了低功耗的c u r r e n t e f f i c i e n t 稳压 器和优化动态电源抑制的r e p l i c a - b i i s e d 稳压器。c u n e n t e f f i c i e n t 稳压器获得一7 3 d b 的静态电源敏感度，而r e p l i c a b i a s e d 稳压器的最差电源敏感度为- 7 4d b 。分 别应用以上两种稳压器，稳压压控振荡器均能抑制强度在1 0 d 2v 2 h z 以内的电 源白噪声，抗电源噪声干扰的能力大大提高。 整个电路的设计是采用适合于深亚微米集成电路设计的g m 几设计方法，不 仅提高了前端设计的预见性，也实现了低功耗电路设计的要求。 关键词：低压降稳压器，相位噪声，电源噪声，电源敏感度，压控振荡器 a bs t r a c t i ti sa ne s s e n t i a lr e q u i r e m e n to fh i g h - q u a l i t yt e l e c o m u n i c a t i o na p p a r a t u st ot r a n s m i t o rr e c e i v es i g n a l sa c c u r a t e l y a sp a r to ff f q u e n c ys y n t h e s i z e r ，v o l t a g e - c o n t r o l l e d o s c i l l a t o ri sa ni n d i s p e n s a b l eb l o c ko fc o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，p r o v i d i n gp r e c i s el o c a l o s c i l l a t i o nf o rs i g n a lm o d u l a t i o na n dc l o c kr e c o v e r y i tp l a y sa ni m p o r t a n tr o l eo nt h e w h o l es y s t e m e s p e c i a l l y ，i t ss u p p r e s s i o no fp h a s en o i s eh a sac r i t i c a le f f e c to nt h e a c c u r a c yo fd a t at r a n s m i s s i o n p h a s en o i s ei sd e t e r i o r a t e da sf r e q u e n c yg o e sh i g h ， w h i l eaf u l l y - i n t e g r a t e dv o l t a g e - - c o n t r o l l e do s c i l l a t o ri si n t e r f e r e db yt h ep a r a s i t i c sa n d o t h e rc i r c u i to nt h es a m ec h i p s u p p r e s s i n gp h a s en o i s ef o rah i g h - f r e q u e n c yr f c i r c u i ti sat o u g ha n da t t r a c t i v et o p i ci nb o t hi n d u s t r ya n da c a d e m i a d u et oi t sb e t t e rp h a s en o i s e ，l cv o l t a g e - c o n t r o l l e do s c i l l a t o ri sw i d e l ya p p l i e di n t e l e c o m m u n i c a t i o n i nt h i sd i s s e r t a t i o n ，t r a n s f o r mf r o me v e r yi n t r i n s i cn o i s es o u r c et o p h a s en o i s e ，a sw e l la si t sv a r i a t i o ni nt w or e g i m e sa r ee l a b o r a t e d a c c o r d i n gt ot h i s a n a l y s i s ，a nl cv o l t a g e c o n t r o l l e do s c i l l a t o ri sd e s i g n e do ni e e e8 0 2 1lbs t a n d a r d ， w i t ho p t i m i z a t i o no f o n c h i pi n d u c t o r sq u a l i t yf a c t o ra n da p p l i c a t i o no fd i g i t a lt u n i n g i t sc e n t e rf r e q u e n c yi s2 4 4g h z w h i l et h et u n i n gr a n g ei sf r o m2 4 0g h zt o2 4 8 g h z i t sp h a s en o i s er e a c h e s - 12 0d b c h za n d 一12 4d b c h zw i t h6 0 0k h za n d1m h z o f f s e tf r o mc a r d e rr e s p e c t v i e l y b e s i d e si n t r i n s i cn o i s e ，p h a s en o i s ei sa l s oa t t r i b u t e dt oe x t r i n s i cn o i s e a i m i n ga t t r a n s f o r mf r o mp o w e rs u p p l yn o i s et op h a s en o i s e ，l o w - d r o p o u tr e g u l a t o ri su t i l i z e d f o rs u p p l yr e g u l a t i o n i no r d e rt oo v e r c o m et h eu n f a v o r a b l et r a d e o f fa m o n gs t a b i l i t y , s u p p l ys e n s i t i v i t ya n dp o w e rc o n s u m p t i o n ，al o w p o w e rc u r r e n t - e f f i c i e n tr e g u l a t o r a n dar e p l i c a - b i a s e dr e g u l a t o rw i t ha d v a n c e dd y n a m i cs u p p l yr e j e c t i o na r ed e s i g n e d r e s p e c t i v e l yt h ef o r m e ra c h i e v e s 7 3d bs t a t i cs u p p l ys e n s i t i v i t yw h i l et h el a t t e r o b t a i n s 一7 4d bw o r s t c a s es u p p l ys e n s i t i v i t y w i t ht h eh e l po ft h e s et w or e g u l a t o r s ，i t i s r e p o r t e d t h a tb o t h s u p p l y - r e g u l a t e dv o l t a g e - c o n t r o l l e d o s c i l l a t o rm a n a g et o s u p p r e s s 10 。1 2v 2 h zw h i t en o i s ei ns u p p l yl i n ew i t hi m p r o v e ds u p p l yr e j e c t i o n f i n a l l y , t h ew h o l ed e s i g ni sc o m p l e t e db yg m 几m e t h o d o l o g y , w h i c hi sm o r e s u i t a b l ef o rd e e ps u b m i c r o ni n t e g r a t e dc i r c u i td e s i g n i ti m p r o v e st h ep r e d i c t i o ni n f r o n t e n dd e s i g na sw e l la sb e n e f i t sl o w p o w e rd e s i g n k e y w o r d s ：l o w - d r o p o u tr e g u l a t o r ，p h a s en o i s e ，s u p p l yn o i s e ，s u p p l ys e n s i t i v i t y , v o l t a g e - c o n t r o l l e do s c i l l a t o r 论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师的指导下，独立进行研究 工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人 或集体已经发表或撰写过的作品成果。对本文的研究作出重要贡献的个人和集 体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 躲司嗣 日期：。2 跏年多月7 日 学位论文使用授权声明 本人完全了解中山大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留 学位论文并向国家主管部门或其指定机构送交论文的电子版和纸质版，有权将学 位论文用于非赢利目的的少量复制并允许论文进入学校图书馆、院系资料室被查 阅，有权将学位论文的内容编入有关数据库进行检索，可以采用复印、缩印或其 他方法保存学位论文。保密论文保密期满后，适用本声明。 学位论文作者签名： 日期：磊口驴年 多月7 日 导师签名： 一桫 日期：油i 。年6 月苦日 知识产权保护声明 本人郑重声明：我所提交答辩的学位论文，是本人在导 师指导下完成的成果，该成果属于中山大学物理科学与工程 技术学院，受国家知识产权法保护。在学期间与毕业后以任 何形式公开发表论文或申请专利，均须由导师作为通讯联系 人，未经导师的书面许可，本人不得以任何方式，以任何其 它单位做全部和局部署名公布学位论文成果。本人完全意识 到本声明的法律责任由本人承担。 学位论文作者签名： 糊 日期：如尼年莎月7 日 第一章绪论 1 1电压控制振荡器的概述 电压控制振荡器( v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ，v c o ) ，被广泛应用到许多 电子系统，从微处理器中的时钟产生到蜂窝电话中载波合成【1 】 2 。作为锁相环 或者锁相环路频率综合器的重要组成部分，根据控制电压的大小，产生出相应频 率振荡信号的电路模块。图1 1 是一个典型的锁相环路频率综合器的系统框图。 锁相环是一个负反馈环路。v c o 的输出信号圪。经过分频器后，依次经过鉴相器， 电荷泵和低通滤波器( 如果系统采用模拟p d ，c p 和l p f 可以省略) ，获得v c o 的控制信号。动态调整v c o 的输出频率，直到分频输出圪与参考信号 同频同相为止( 即环路锁定) 。吃，稳定输出频率n 倍于圪，的振荡信号。 图1 1锁相环路频率综合器系统框图 振荡器是压控振荡器的核心。振荡器是一个在振荡频率处呈正反馈的环路， 不需要外部信号激励，自身能够输出周期性交流输出信号的电路。图1 2 为一个 振荡器反馈系统的通用模型。系统的闭环传输函数为 堡： h l ( s ) 吃1 + h 1 0 ) h 2 ) 1 + 丁( s ) ， s = j c o( 1 1 ) 其中r ( s ) 为系统的环路增益。当对于所有频率，丁( 缈) - i ，该系统是一个稳 定的负反馈系统；当r ( 国) = - i ，闭环传输函数在趋近无穷大。因此，电路 噪声在处的分量被放大，产生无穷大的输出，即产生了振荡。为了能起振， 第一章绪论中山大学硕士学位论文 闭环增益必须为l 或者更大。因此，振荡器的振荡条件为： t ( j c o o ) = 一q ( j c o o ) 4 ( j o o ) l ( 1 2 ) ( 1 2 ) 可以分解成： i t ( j c o o ) | l ( 1 3 ) t ( j c o o ) = 3 6 0 。 ( 1 4 ) 也就是，只有在环路增益的总相移为3 6 0 。处，环路增益的幅度不小于l ，反馈电 路才会在频率缈0 处振荡，称为“b a r k h a u s e n 判据”。 v l - 图1 2 振荡器的反馈模型 v o u i 按照电路产生振荡的原理，振荡器可以分成：环形振荡器，分布式振荡器和 l c 振荡器。根据电路的振荡原理，改变电路某些参数从而改变输出信号的频率， 就形成相应的压控振荡器。对于一般c m o s 工艺，常见的是环形振荡器和l c 振荡器。 环形振荡器( r i n gv c o ) 是由环路中的若干增益级电路组成。可以是奇数单 端输出的反相器连接成的反相器链( 图1 3 ( a ) ) 或者由若干个差分放大器交叉耦 合( 图1 - 3 ( b ) ) 构成，通过改变器件的负载电容或者有源器件的充放电电流，从 而改变整个环路的充放电时间，达到调频效果。环形振荡器通常用门电路或者放 大器构成，结构简单、容易与其它数字电路集成；输出信号频率只由负载电容或 者充放电流决定，理论的调频范围大，适合应用于数字集成电路，如处理器的时 钟同步，或者高速数据线上的时钟恢复。但因为电路对于电源噪声十分敏感，轻 微的电源噪声会导致输出信号抖动( j i t t e r ) ，相位噪声比较差。 2 中山大学硕士学位论文 第一章绪论 渤 图1 - 3 环形振荡器 ( f 1 ) 三级单端环形振荡器，( b ) 差分延时单元及两级差动环形振荡器 分布式振荡器是通过波在传输线上的反射和干涉等效应，产生振荡信号，并 通过改变传输线上的电容和电感进行调频。分布式振荡器可以分成三类：行波振 荡器、旋转行波振荡器还有驻波振荡器。理论上，分布式振荡器能轻松产生频率 高于2 0g h z 的振荡信号。可是，传输线上容易产生波的多次反射，产生多次谐 波，降低输出信号纯度或者削弱所要信号强度。得到理想的输出信号须对传输线 的设计和制作工艺都有相当高的要求，目前难以普及。而且传输线的大尺寸( 对 于硅工艺，一般是几毫米) 限制了集成度。 l c 振荡器( l c v c o ) 凭借其优越的相位噪声而广泛应用于无线通信中的载 波合成。当一个电感和一个电容并联，就形成一个谐振腔，其谐振频率为： 厶2 鲁= 瓦1 丽 ( 1 5 )。” 2 万 2 万l c ”一7 其中，厶是谐振腔的谐振频率，三，c 分别为谐振腔中的有效并联电感和并联 电容。在谐振频率下，电感的阻抗和电容的阻抗幅值相等而相位相反，总阻抗达 到无穷大。根据( 1 5 ) 可以通过改变谐振腔中的电容值和电感值进行调谐。在实际 工艺上，难以改变片上电感的电感值：通常是通过改变电容值进行调谐。电容值 与电压有关的电容器被称为可变电容器。将在第二章对片上电感和可变电容器作 详细分析、设计以及优化。 第一章绪论中山大学硕士学位论文 1 2 低压降稳压器的概述 稳定的电源电压是电子器件正常工作的必要条件，稳压器( v o l t a g er e g u l a t o r ) 已成为如今电路系统必不可少的部件。随着市场需求的变化以及集成工艺的发 展，芯片的供电电压越来越低，因此要求稳压器的输入与输出的电压差尽可能低。 所以，设计低压降稳压器( l o w - d r o p o u tr e g u l a t o r ，l d o ) 成为了电源模块设计 中的重要环节。本文所研究的稳压器就是l d o 。 稳压器有以下重要性能参数： 输入电压：未经稳压的电源电压。既是l d o 的输入信号，也是l d o 的电源。 输入电压存在最大值。当实际输入超出最大值，l d o 就会失去稳压功能甚至烧毁。 电压降：在稳压器能够提供稳定电流的情况下，l d o 输入电压与输出电压之 间的最小差值。可以表示为： 吆删，= 咖一 ( 1 6 ) 当电压降小于lv ，该稳压器属于l d o 。 电源敏感度：表征l d o 抑制电源噪声的能力，是电源抑制( s u p p l yr e j e c t i o n ) 的倒数。l d o 对输入电压中不同频率分量的噪声的抑制能力不一，动态电源敏感 度表征参数在频域上的变化。在静态情况下，也称为线性校准， 姗：丝 ( 1 7 ) d v , n 、7 负载校准( l o a dr e g u l a t i o n ) ：由于负载电流的变化而产生的输出电压的变化， 也就是输出电阻，即 = 老 ( 1 8 ) 静态电流：l d o 的负载电流为零时，l d o 消耗的电流。静态电流越大，l d o 的功耗越大，效率越低。 输出噪声：由于稳压器自身内部器件在工作期间也会产生噪声( 如白噪声) ， 对于噪声性能要求高的电路，稳压器的输出噪声是一个重要参数。 按照稳压方式，l d o 可以分为：并联稳压器，开关稳压器和串联稳压器。 4 中山大学硕士学位论文 第一章绪论 并行稳压管在电路结构上，负载电路与控制电路并行( 图1 4 ) 。将负载电路 上的电压与参考电压比较，利用差值电压控制并联电流源。在总电流一定的情况 下，改变负载电流，达到稳压的效果。并行稳压管是通过电流控制实现稳压的， 所以特别适用于负载电流变化较大的电路，如数字电路 3 】。 i 州 i i o 一 图l 4 并行稳压管结构图及其电流控制原理【3 】 开关稳压管是通过脉冲宽度调制( p w m ) ，调整脉冲信号的占空比，改变开 关管导通和断开的时间比例，达到稳压效果。由于开关管要么是导通，要么是断 开，稳压器的功耗非常小，所以稳压器的效率很高。开关稳压管中的b o o s t r e g u l a t o r ( 图l 5 ) 能够获得高于输入电压的输出电压。可是，由于稳压器中的 高频开关信号会在输出端上引入电流噪声，所以开关稳压管的输出噪声比较高。 另外，稳压器要使用到电感作为储能元件，要耗费一定的芯片面积。 l 。n l d r 叫1 矿l c 矧 l ld 图1 - 5b o o s tr e g u l a t o r 的结构图和工作原理图 串行稳压器【4 】的控制电路与负载电路串行连接( 图1 - 6 ) 。串行稳压器依靠 负反馈电路稳定输出电压。负反馈回路主要由三部分组成：误差放大器、反馈网 络和p a s st r a n s i s t o r 。当输入电压由于外部干扰发生变化导致输出电压偏离理想 值时，反馈网络把输出电压按一定比例与参考电压在误差放大器中进行比较，并 5 第一章绪论中山大学硕士学位论文 将电压误差放大。误差信号控制相当于可调电阻的p a s st r a n s i s t o r 。阻值的变化 使稳压器的输出恢复到理想值。此过程不断反复，稳压器因此保持稳定电压输出。 只要适当地选择稳压器中的p a s st r a n s i s t o r ，稳压器的电压降可以降低至u 2 0 0m v 左右。另外，当反馈环路的闭环带宽足够地高，稳压器可以迅速地根据输入电压 的变化对输出电压作调整。相对于开关稳压器，串行稳压器在任何时候都有电流 通过p a s st r a n s i s t o r , 所以要耗费相当的能量。串行稳压器是直接对输出电压进行 调节，抑制输出端上的电压噪声。本文重点研究稳压器隔离电源噪声对v c o 相 位噪声的影响，提高信号的纯度。针对这个目的，串联稳压结构更适合。所以本 文提到的l d o 都是串联稳压器。 图i - 6串行稳压器及其电压控制原理 3 】 1 3 论文工作的意义及其组成 近年来无线通信技术发展迅速，在人类的生活中扮演重要的角色。高性能的 通信设备是促进通信技术继续快速发展的必备条件。而正确传输数据信息是高质 量的通信设备的基本要求。v c o 主要用于载波合成，是无线通信电路系统必不 可少的组成部分。v c o 的相位噪声直接影响到通信的质量，严重的相位噪声会 令传输信号被外部干扰淹没，误码率上升。因此，抑制相位噪声是提高通信系统 性能的重要一环。 1 9 6 6 年，d l e e s o n 提出了相位噪声的经验数学模型【5 】。1 9 9 6 年，b e h a r d r a z a v i 提出v c o 中存在频率转换的现象，并提出相应得相位噪声计算方法 6 】。 1 9 9 8 年，t h l e e 和a h a j i m i r i 总结之前的工作，提出创新的相位噪声时变模 型 7 】，【8 】，很好地解释t v c o 器件内部噪声源对相位噪声的影响。2 0 0 3 年，d h a m 和a h a j i m i d i j i x 相位扩散的概念并通过布朗运动的原理解释相位噪声的物 6 理本质 9 】。在相位噪声研究的基础上，一系列抑制相位噪声的技术以及v c o 优 化设计方法 1 0 】不断涌现，例如“n o i s ef i l t e r i n g ”1 11 】，“a u t oa m p l i t u d e c a l i b r a t i o n ( a a c ) ” 1 2 】【1 3 】，都能在一定程度上抑制相位噪声的恶化。1 9 9 9 年，s t a n f o r d 大 学的l e e 和h a j i m i r i 使用0 2 5i n nc m o s 工艺制作了工作在1 8g h z 的全集成l c v c o ，在偏离共振频率6 0 0k h z 上的相位噪声为1 2 1d b c h z ；2 0 0 1 年，加州理工 研究院的h a j i m i r i 和d o n h e e 采用优化的设计方法，在0 3 5i n nc m o s 工艺制作 的l cv c o ，其中心频率为2 4g h z ，偏离中心频率6 0 0h z 上相位噪声为1 1 5 d b c h z ；2 0 0 5 年， b e r k e l e y 大学的n i l ( j n e j a d 和b e m y 采用a a c 技术，在o 1 8 l m a c m o s - f 艺上制作了中心频率为1 8g h z ，偏离共振频率6 0 0k h z 上的相位噪 声为1 2 3 5d b c i - i z 的l cv c o 。在国内，复旦大学的闵吴小组在2 0 0 4 年在0 3 5g m c m o s 工艺上研制了中心频率为1 5g h z ，偏离中心频率lm h z 上相位噪声为 1 2 5d b c h z 的l cv c o 。以上的技术主要是针对v c o 的内部噪声源；电路外部的 噪声同样影响着相位噪声，而且其机理有别于内部噪声 1 4 】。本文其中一个重点 就是分析电源噪声对相位噪声的影响，根据其转换机制设计l d o 隔离电源噪声的 干扰，优化v c o 的相位噪声。在国外，s t a n f o r d 大学的a l o n 在2 0 0 6 年应用9 0n m s o i 工艺并运用线性补偿技术设计的l d o 能够获得4 5d b 的静态电源敏感度；而 2 0 0 8 年，c a d e n c e 公司的x u e j i nw a n g 使用静态电源敏感度为5 7d b 的低压降稳压 器对2 4g h z 的l cv c o 进行稳压，v c o 在偏离中心频率6 0 0k h z 上的相位噪声为 - 1 2 0d b c h z 。 论文中用于隔离电源噪声的l d o ，是电源模块中的重要部分。在片上系统 ( s o c ) 中，电源模块与其他电路集成到同一芯片上；随着器件工艺的发展，电 源电压不断降低，微弱的系统信号更容易受到噪声的影响。l d o 的设计要求因 而不断提高。设计高性能的电源管理模块也是目前i c 设计领域的热点课题。本 文另一个重点就是改进l d o 的电路结构，缓解l d o 中电路稳定性，电源抑制 能力和功耗之间的制约关系。 另外，论文中的l c v c o 是按照i e e e8 0 2 1l b ( w i f i ) 的通信标准设计的。 该标准的调谐范围与b l u e t o o t h 和z i g b e e 等标准的频率范围相近。基于w i f i 标 准通信系统的研究有助于开发基于其他无线通信标准的电路。目前我国正大力发 展无限局域网，w i f i 网络是其中重点建设对象( 广州将于2 0 1 0 内完成w i f i 的 7 第一章绪论 中山大学硕士学位论文 全面覆盖) 。因此，论文的电路设计具有相当的现实意义。 各章节内容安排如下： 第一章“绪论”，介绍v c o 和l d o 的知识背景，论文研究的意义、论文内容和组 织结构等。 第二章“o j i d 设计方法及全定制电路设计流程”，阐述了过驱动电压设计方法在 深亚微米集成电路设计中的局限性并提出更为优胜的g m 几设计方法；介绍在具 体电路设计中基于g m 仃d 设计方法学的器件表征以及全定制电路设计流程。 第三章“谐振腔压控振荡器与相位噪声”，阐述了l c v c o 的基本原理，器件噪 声和v c o 的工作区域对相位噪声的影响；设计中心频率为2 4 4g h z ，调频范围 是士4 0m h z 带开关调谐的l c v c o 。 第四章“电源稳压与低压降稳压器”，介绍电源噪声对相位噪声的转化机制，针对 该转化分别设计了具有低功耗特点的c u r r e n t e f f i c i e n tl d o 和具有优化动态电源 抑制性能的r e p l i c a b i a s e dl d o ，并通过电路仿真验证器件性能。 第五章“电源稳压压控振荡器的仿真”，模拟芯片上的电源噪声，验证l d o 对电 源噪声的屏蔽效果以及v c o 相位噪声的提升。 第六章“总结”，总结本文研究的结果，提出今后研究的方向。 第二章g m 几设计方法学及全定制电路设计流程 2 1深亚微米集成电路工艺与g m 几设计方法学 在过去的十年中，集成电路工艺飞速发展，已经从微米工艺过渡到深亚微米 工艺，目前正不断研发纳米级工艺。工艺技术的发展以及不断提高的电路性能要 求( 特别是低功耗，高能效) 促使集成电路设计工程师研究及使用新的设计方法 进行电路设计。 对于微米级工艺，金属氧化物场效应管( m o s 管) 可以认为是长沟道器件。 在建立模型时对器件做出以下假设：沟道中的电荷只取决于沟道上的垂直电场 ( 即m o s 管的栅极电压) ；沟道中载流子的速率由沟道的横向电场( 即m o s 管的 漏源电压差) 决定；忽略载流子的扩散电流：载流子的迁移率恒定，能够在沟道 中任意加速。因此，基于以上假设，m o s 管的转移特性可以用平方定律表征： 厶= 巳等l ( 一) 一圭l ( 2 1 ) 厶：；1 ，。w ，、e 岱一) 2 ( 2 2 ) ( 2 1 ) 和( 2 2 ) 分别表示线性区和饱和区中沟道电流随m o s 管电极变化的关系。根据 以上两个式子，通常使用过驱动电压一吃作为电路设计参数。已知过驱动电 压就能够计算器件的电流、跨导、输出电阻等参数。 但是，在深亚微米工艺中，由于尺寸的缩小，器件的制作工艺以及结构( 图 2 1 ) 都要比微米级器件复杂。器件中各部分的相互作用更强，短沟道效应越发 明显。 首先，阂值电压不但取决于器件的材料特性和源衬电压，器件的尺寸和漏源 电压都会产生影响。当尺寸比较小，沟道中的掺杂离子也比较少，即使掺杂离子 数量上轻微变化，形成反型层所需的栅极电压都会发生改变；漏源电压扩大了漏 极与衬底之间结电容面积，减少了需要栅极电压“驱赶”的掺杂离子，变相降低金 属半导体之间的势垒( 漏致势垒下降，d i b l ) ，阈值电压跟随下降。 9 = fa 胡d * “j 2 制t 镕* * - l j 太碗 诧 其次，载流于的迁移率不是常数。一方面，载流子在横向电场的加速下达到 定速率时，速率达到饱和，而且横向电场越强，速率饱和越显著；另一方面， 栅极电压产生淘道垂直电场吸引载流子向沟道表面移动，载流子在“粗糙”的散射 效应更显著。 图2 - 1 深微米m o s 管截面图 1 5 】 最后，漏源电压达到一定程度，反型沟道就会“夹断”；随着电压增大，夹断 点不断向源极移动( 沟道长度调制tc m l ) 。在长沟道模型中，c m l 弓l 入的输出 电阻只跟沟道电流大小响关。但是在短沟道器件中，d i b l 和衬底电流体效应 ( s c b e ) 变得显著，漏源电压对输出电阻有明显的影响( 图2 - 2 ) 。在4 , 4 2 中 将详细说明漏源电压对输山电阻乃至电路性能的影响。 一 lm j ，“l 叫 呲 。一” 。 ：孟一。 一卜：， _ - _ 。j 。 。i ： i 。 一j 图2 - 2 输出电阻与漏源电压的芙系【1 5 。，埔；r 中山大学硕士学位论文 第二章g m i d 设计方法及全定制电路设计流程 综上所述，在短沟道器件中，电荷的运动受到垂直电场和横向电场的共同作 用。因此，长沟道器件的模型假设都不在适用，必须使用新的模型表征短沟道 m o s 管。其中，较为常用的是b s i m 3 模型。但是，为了精确表征器件，必须引 入大量的参数，b s i m 3 v 3 模型就有过百个器件参数；另外，受到多个效应共同 影响，表征电学性能的曲线的公式相当复杂，甚至不同偏置阶段需要不同公式表 示。短沟道m o s 管复杂的器件模型加大了电路设计的难度。 低功耗，高能效是现代电子产品的一个重要要求。要获得一定的跨导以及增 益，m o s 管所需的电流比b j t 管的多，因此饱和m o s 管的能效要低于b j t 管。 当m o s 管工作在亚阈区，源极和漏极和衬底之间形成p n 结，较小的栅极电压 令沟道处于弱反型，m o s 管相当于b j t 管( 图2 3 ) ，只是基极电压由串联电容 决定。亚阈区：日m o s 管沟道电流主要是扩散电流而非迁移电流，电流与栅极电 压的关系， i d i o e ( v c s - v , h ) 7 ( n k t q ) ( 2 3 ) 其中，厶是工艺参数，由源衬电压和阈值电压决定；刀是亚阈斜率因子，由串联 电容的比例决定，一般在1 3 范围内。工作在亚阈区的m o s 管一般被认为由于 沟道电流小导致器件速度降低；但是在深亚微米工艺中，电源电压不断下降， m o s 管工作区域“被迫”向亚阈区靠近；沟道长度变小，即使亚阈区中较小的电 流依然能够满足“高速”的要求。可是，亚阈区内的m o s 管功耗较大。 喇yg a t e p s u b a r a t e 图2 - 3 亚阈区的m o s 管【1 6 】 m o s 管沟道在弱反型和强反型之间存在一个过渡区域一适度反型区。在适 第二章g 胡d 设计方法及全定制电路设计流程 中山大学硕士学位论文 度反型区中，沟道电流由扩散电流和迁移电流共同作用。可以在以下的分析中看 到，沟道处于适度反型的m o s 管的电流效率高。因此工作与此区域内的m o s 管适合于低功耗电路设计。然而，该区域的电流特性不能够用强反型或者弱反型 的电流公式表示，只能通过数学拟合得到。因此，过驱动电压无法表征此区域。 基于器件的精确建模以及低功耗设计要求，需要使用新的设计方法进行集成 电路设计，这种方法就是g 。1 i d 设计方法。对于m o s 管，高能效指在消耗一定电 流的情况下，获得可能高的增益。而m o s 管的本征增益决定于器件的跨导。因 此，可以用跨导和电流的比例表征器件的“跨导产生效率”。另外，g 。厶是电流 的自然倒数对栅极电压的微分【1 7 】： 旦：上盟：塑业：o n i a ( w l ) ) 厶la a a 吃 、 7 工作在弱反型区的m o s 管，电流与栅极电压成指数关系：比成平方关系的饱和 区m o s 管的“跨导产生效率”高；g 。厶只与器件的工艺和器件的类型有关，与器 件的尺寸无关；器件的跨导和电流都能通过测试获得，有利于器件的表征；随着 m o s 管偏置电压的变化，厶连续变化( 图2 - 4 ) ，因此能够表征适度反型区 q 3 m o s 管的特性。将g 。l 进行变形，获得跨导产生效率的电压表达形式， v = 2 ( g r , , i d ) = 2 i d g 。 ( 2 5 ) 对于长沟道器件，v ，跨导产生效率等效于过驱动电压。无论是m o s 器 件还是b j t 器件，都能够用g 。厶表征器件的跨导产生效率。可见，参数g 。l 具有比过驱动电压更广泛的普遍性。 1 2 毳 ， 图2 4 g ，厶与栅源电压的关系 中l l j 入学硕士学位论文 第二章g 。设计方法及全定制电路设计流程 2 2基于g m 几设计方法学的全定制集成电路设计流程 2 2 1 基于g m 几设计方法的器件表征 具体电路设计之前必须对所使用的器件进行表征。根据g m i d 设计方法学的 要求，必须获得器件的电学性能与g 。厶或者v 的关系曲线：( 1 ) 栅源电压：( 2 ) 电流密度的；( 3 ) 本征增益和( 4 ) 发射频率。电流密度是单位宽度内传导的电流大 小，等于漏极电流与器件宽度的比值；本征增益是器件跨导与输出电阻的乘积， 4 = r o ；发射频率是器件能够达到的最高频率，z = g 。2 万c 嚣，其中c 昭为 器件的栅极电容。另外，表征漏源电压对器件输出电阻乃至本征增益的影响，需 要( 5 ) 本征增益随输出电压的变化曲线。 由于m o s 管的漏源电压对g 。l 的影响很小，因此表征( 1 ) - ( 5 ) 的曲线可以 把m o s 管连接成二极管，扫描栅源电压，测量所需的参数并绘制所曲线。 c 啊删d e t a t v 体v ( a ) 电流密度 咖g | 峨h u ( b ) 本征增益 1 3 譬-暑-v基鲁：、_ 一皇ll 第二章g , g h 设计方法及全定制电路设计流程中山大学硕士学位论文 ( c ) 发射频率 图2 5 基于g m i d 设计方法学的器件表征曲线 表征m o s 管的本征增益在一定的偏置电流下随漏源电压的变化关系。如图 2 - 6 ( a ) ，理想放大器确保m o s 管的漏源电压与扫描电压相等，并提供合适的栅极 电压。测量m o s 管的跨导和输出电阻，根据结果绘制特性曲线( 图2 - 6 ( b ) ) 。 1 4 - ( a ) 仿真电路( b ) 仿真结果 图2 - 6 输出电阻与漏源电压关系表征 善一bo誓蓦基暑f 中山大学硕士学位论文第二章g i l t ，i d 设计方法及全定制电路设计流程 2 2 2全定制集成电路前端设计流程 基于g m 几设计方法的全定制集成电路的前端设计流程如图2 7 。 根据系统的要求推导并验证具体电路的性能要求( s p e c i f i c a t i o n s ) ；利用晶圆 厂提供的器件模型，使用仿真软件( 如h s p i c e 或者s p e c t r e ) 对单个器件进行仿真 ( 如2 2 1 所述) ，得到表征曲线图，即“d e s i g nc h a r t s ”；根据性能要求，选择或 者设计能够满足要求的电路结构，计算并验证电路中各个参数之间的关系，代入 性能要求计算电路中各个有源器件所需要的偏置电流( 电压) ，跨导、本征增益 ( 输出电阻) 或者发射频率( 栅极电容) 中的其中两项，其它的参数可以查阅2 2 1 中的器件特征曲线，并最后获得每个器件的尺寸( 1 即h a n dc a l c u l a t i o n s ) ；确定器 件尺寸，获得电路的物理实现( c i r c u i t ) ；使用仿真软件验证c i r c u i t 的性能( 如直 流偏置，交流相应、瞬态响应等) 能否满足性能要求，并根据仿真结果修改c i r c u i t ， 耳1 s p i c e ：验证通过后就能获得最终的电路( r e s u l t s ) 。 图2 7 全定制集成电路的设计流程【16 】 在h a n dc a l c u l a t i o n 中，先根据“本征增益与漏源电压”的关系曲线确定器件的 长度，保证电路在输出范围内都能获得足够的增益；根据性能要求或者设计经验， 设定器件的g 。l 或者v ，通过电流、跨导和g 。厶三者之间的换算，以及图2 - 5 中器件参数的表征曲线获得器件的本征增益( 输出电阻) 、栅极电容；将查表结 果代入电路的参数关系式中计算其它器件的参数，如此类推，直到计算出电路中 所有器件的参数为止；最后，根据各个器件的g 。厶，确定由源器件的尺寸以及 偏置情况。在整个计算过程中，应该为各个器件的参数留有足够的设计余量，避 1 5 第二章g 矶设计方法及全定制电路设计流程 中山大学硕士学位论文 免电路的寄生效应或者器件失配等，在器件表征中未能获取的信息，影响实际电 路的性能。 由于设计过程中只需要查阅g 。厶与不同电学参数之间的关系曲线，关系曲 线中的数据是单个器件的仿真结果，仿真软件已经考虑了各种效应的影响，数据 的可信度足够高，能够正确直观地指导电路设计。即便在手工计算中也能准确把 握电路的性能实现系统化设计。另一方面，设计过程免却了大量的器件表征参数 和复杂的公式计算，提高了手工计算的准确率，简化了设计的过程，提高设计效 率。 2 3 小结 本章从器件的精确表征和低功耗电路的优化设计两个方面，比较过驱动电压 设计方法，阐述了g j i d 设计方法在亚深微米集成电路设计中的优越性。介绍了 以“跨导产生效率_ 如厶为核心设计参数的器件表征方法，制订了基于g m 几 设计方法的全定制电路设计流程。从第三章和第四章的实际电路设计可以更加清 晰了解g 棚d 设计方法的准确性和高效性。 第三章l c 电压控制振荡器与相位噪声 3 1l c v c o 的工作原理 由理想的电容和电感并联而成的谐振腔能够产生频率为谐振频率的振荡信 号。可是，在实际的电路实现中，用于制作电感的金属导线会消耗能量；变化的 电流通过电感会产生感应电场等寄生效应，还有其他一系列的寄生效益。由无源 器件所构成的谐振腔会消耗能量，可以用电感的串联电阻足表征能量的损耗( 在 一般情况下，变容器的能量损耗可以忽略) ，如图3 一l ( a ) 所示，所得到的谐振 腔模型称为简单模型。 移 尼 曩)(” 图3 1 谐振腔模型 ( a ) 实际谐振腔的简单模型；( b ) 简单模型的等效并联电路 为了方便分析r s 对l c v c o 设计的影响，先把简单模型转化为等效并联电路( 如 图3 - 1 ( b ) ) 所示。q 为谐振腔的品质因数。在理想的情况下b = 0 ，谐振腔的 品质因素无穷大；当品质因素足够大，存在以下近似： 岛 ( 3 1 ) r p q 2 r s ( 3 2 ) q ：土：盟( 3 3 ) j c o o l pr s 、7 串联电路上的电感几乎全部转化成并联电感，而并联电容是串联电容的q 2 倍。 品质因素越高，并联电阻就越大，流过电阻的电流就越小，损耗的能量越少。 利用一个电流脉冲激发谐振腔，部分电流在电容和电感间循环往复，产生振 第三章l c 电压控制振荡器与相位噪声中山大学硕士学位论文 荡信号；另一