（微电子学与固体电子学专业论文）脉冲体制超宽带系统（iruwb）及其同步技术研究.pdf

固表素弓 图表索引 图1 1 啪与其他通信系绕的频段及允许功率 图1 2u w b 与其他通信系统的空间容量比较 图1 3 ln 】l ，b 信号的多径传输 图2 iu 、v b 收发器简要框图 图2 2t h p p m 信号的发射方案 图2 ，31 h p p m 的信号结构 图2 4d s 队m 信号的发射方案 图2 5d s p a m 的信号结构 - l - 一2 - 3 - 一5 一6 一7 - 7 - 一8 - 图2 6s - v 信道模型的典型p d p 1 1 臣2 7 四种典型l r w b 标准信道模型下的冲激响应实现，1 3 一 图2 8 发送s ( t ) 和接收 t ) 的in v b 信号波形，无噪声1 s 图2 9 典型d s 系统的捕获与跟踪 图2 1 0 具有 k 个并行相关器的r a k c 接收机 图2 1 l 具有 k 个并行相关器和时延单元的r 丑k 接收机1 8 一 图2 ，1 2 基于离散时同信道模型的r a l 【e 接收机 图2 1 3d p s k 接收机结构【卅 图3 1 文献【3 6 】的算法框图 图3 ，2 文献 3 7 】的算法框图 舀3 t 3 文献【4 9 】的二级搜索使用的模板 图3 4 文献【5 2 1 算法示意框图 图3 5 文献【5 3 】算法中使用的同步信号的构成 图3 6 文献【5 4 】算法的m s e 性能曲线 图3 7 文献【s 5 1 算法的m s e 性能曲线 1 9 2 0 一2 2 一 2 4 - ，- 2 5 一 - 2 5 - 图3 8 两类应用于同步的不同模板 图3 9 丌算法的性能曲线 图3 1 0 能量检测算法图示 3 2 图3 1 l 能量检测算法的仿真结果- 3 4 一 图3 ，1 2 能量检测算法的实现框图， 图3 1 3l s 算法的仿真结果 图3 1 4l s 算法的实现框图 图4 1 获得接收信号及其自身延迟的乘积的能量长度积分序列 3 4 ，7 - 3 7 4 0 图4 ，2 两种方案的m s e 性能比较一“- 图4 3k ；“的情况下不同方案对于误码率的影响 图4 4 不同的能量比例情况下e | m ) | 的理论值与信噪比的关系 图4 5 文献【6 9 】的算法示意以及b e r 性能 图4 f 6 文献【7 q 算法的b e r 性能 4 s 图4 7 能量比例算法与1 1 y r 算法结合的二级同步 图5 1 文献【7 l 】的脉冲发生器实现方案 图5 2 文献【7 2 】的脉冲发生器实现方案 图5 3 文献【7 3 】【7 4 】的脉冲发生器实现方案 图5 4 文献【7 5 7 7 】的脉冲发生器实现方案 图5 5 脉冲发生器实现方案框图 论文独创性声明 本论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果论文中 除了特别加以标注和致谢的地方外不包含其他人或其它机构已经发表或撰写 过的研究成果其他同志对本研究的启发和所做的贡献均已在论文中作了明确 的声明并表示了谢意 作箍名：j 警l 喊学 论文使用授权声明 本人完全了解复旦大学有关保留、使用学位论文的规定即：学校有权保 留送交论文的复印件允许论文被查阅和借阅：学校可以公布论文的全部或部 分内容可以采用影印、缩印或其它复制手段保存论文保密的论文在解密后 遵守此规定 作者签；名= 埠导师鼙名：监日期：半 第一章绪论 u 、b 通信系统的第二个特点是，与其他的通信系统共享带宽，功耗很低， 安全性好。从图1 i 中可以看到，它所占用的带宽是和很多窄带通信系统占用的 带宽重叠在一起的，比如在1 5 g h z 的g p s ( g 1 0 b a lp o s i t i o n i j 珥掣s t e m ) ，l ，9 g h z 的p c s ( p e r n a ic o m 眦蚵c a t i o ns e r “) 以及2 4 0 h z 的b l t 0 0 恤。为避免u w b 对其它通信系统造成干扰，它的平均发射功率被限定得很低，甚至低于f c c 规 定的电磁兼容背景噪声电平，这使得它只适应于短距离的传输。但也由于它的低 功耗，使得其传输的安全性较高，不容易被截取。 ir 、v b 通信系统的第三个特点是，短距离内可以达到很高的数据传输率。前 面提到由于其发射功率被严格限定，使得它只适用于短距离的传输。而其短距离 传输的最大优势在于很高的数据传输率。对于无线通信网络来说空间容量 ( s p a t i a jc a p a c i t y ) 是一个很有效的效率衡量指标，单位b m 2 。它表征了时间空 间里的数据密度。下面以它作为比较手段，来评价几个不同的无线通信系统图 1 2 显示了短距离( 1 0 米以内) 的比较结果，可以看到i 照毋的空阃容量最离可 达1 m b 倒i n 2 。 u i a lw i d e b a n d 1 0 0 0k 卸掌m 2 量h 蕾甜1 2 7 。援旺啦1 5 j ， 图1 2u 1 m i 与其他通信系统的空间容量比较 在著名的香农( s h a 邶眦1 ) 公式中： 文 c = b 1 0 9 2 ( 1 + 书 ( 1 2 ) v 其中c 为信道容量，占为带宽，s 和分别为信号和噪声的能量。要提高系 统的容量，一是增加带宽。带宽与容量成线形关系：另一个是提高信噪比，与容 量成l o g 关系。因此，增加带宽使得容量提高的效率比提高信噪比要高。在窄带 系统中，带宽很窄且被设定好了，但在u w b 中可利用带宽很大，所以在短距离 内u w b 的容量远大于现有的窄带系统。 u w b 的第四个特点是。多径传输抗衰落，高分辨率。由于它发送的极窄脉 冲，增加了多径的分辨率，即不同路径传输的信号，不易叠加互扰。发送一个脉 2 一m r 一 千一 仆曲 一 搿- + 一 tt-tttt工t。t土 懈 缃 o e暑o)i)圣可可孑。一一；可口 第一章绪论 于传统o f d m 系统本身的优点，m b o h ) m 可以有效减少i s i 的干扰，较容易 地收集多径能量，在接收端对时间抖动不敏感。但是它的发射机设计复杂，需要 珲f t 的运算单元，还需要很快的l o c 以便在不同频带间切换。 由于m b o a 方案接近常规的正弦系统，已经超出了冲激无线电的范畴，从 本质上来说并不属于真正的超宽带。本文主要讨论0 u 、b 系统及其同步。 1 2 论文的研究对象及主要工作 同步技术是无线通信系统中的关键技术，精确的同步是接收机准确工作的保 障，在瓜i 九b 通信系统中更是如此。这是由于： 1 超宽带脉冲的持续时间极短，对同步的精度要求很高。 2 由于发射功率的限制，导致接收信号信噪比很低，难于检测。 3 由于1 九v b 信道的密集多径效应，本来就很低的脉冲能量分散到几十甚 至上百条路径上去，增加了信号同步的难度。 4 超宽带系统传输速率极高，达到几百m b i 以的数据速率，因此必须提 高捕获速度以利于降低系统开销。 因此，基于同步技术的重要性以及挑战性，本文将熙u w b 系统的同步作 为重点的研究对象。后文中的i n b 如无特别说明，均指0 u w b 。 本文研究并比较了国内外主要的同步算法，指出它们的优点以及存在的问 题：基于已有的算法进行了创新，提出了一种基于能量比例的粗同步方法；对系 统各个模块的硬件实现进行了讨论。 1 3 论文的章节安排 本文共分六章，各章节安排如下： 第二章对u 、v b 系统进行综述，给出系统框架，按照通信链路简要讲述了系 统链路的各个主要部分，包括调制端的信息编码，脉冲调制及发射，传输信道以 及接收机的同步和解调。 第三章介绍了目前本领域国内外主要的同步算法。 第四章提出了一种基于能量比例的同步方法，该算法复杂度较低，并且可以 快速得到帧层面的同步。 第五章讨论了系统各个部分的硬件实现方案，并且提出了第四章中新算法的 硬件结构。 在第六章中，作者总结了所做的研究工作，并对后续工作作出展望。 4 第二章u w b 系绕综述 第二章u w b 系统综述 在本章中，首先对u 、阳系统的通信链路进行了介绍，简要说明了系统的特 点及其各个部分的功能。然后重点阐述了发射端的两种信息调制方式p p m 和 p a m ，信道的特点和模型，以及接收端的同步、跟踪以及解调。 2 1u w b 系统结构 典型的u w b 通信系统的结构框图如图2 1 所示，主要分为发射和接收两部 分。发射部分各模块的功能为：时钟振荡器用来产生精确的时钟信号，给信号脉 冲的发射提供一个时间基准；编码器对发送信息进行信源编码；脉冲发生器用来 产生u 、b 通信所使用的脉冲信号，在经过调制器调制以后通过天线发射出去。 接收部分各模块的功能为：相关器接收来自天线的脉冲信号，并与本地匹配脉冲 进行相关积分；脉冲发生器用来产生与接收信号相匹配的模板波形。经过同步以 后，采用合适的方式解调和采样，并送往判决器进行判决。 i f b n n a d s o l | f c e m e 蛆a 群 科m b o b t i f o m i 岫 s i n k m e s 矩c 蚋幡b o b 丘 c h m l 抽d u l s o n s p o m 口。曲n a l 口e 删 图2 1u v b 收发器简要框图 由于u w b 的发射信号是宽度为皮秒或纳秒级的窄脉冲( 可以选用高斯脉冲 或高斯导数的脉冲) ，发射信号有着很宽的频谱特性。我们无需将这样的窄脉冲 调制到更高频就可以直接发送了。因此，相对于传统窄带通信系统，u w b 系 统省去了载波调制和解调，这使得u 1 b 收发器结构比较简单。 第二章u w b 系绕综述 2 2u w b 信号的产生 在发射端。信息数据符号通常先经过重复编码，然后对脉冲进行调制，其调 制方式可以有多种。脉冲位置调制( p u l s ep o s m o m o d u l a t i o n ，p p m ) 和脉冲幅 度调制( p u l 辩a m p l i t u d em o d u l 撕o n ，队m ) 是最常用的两种方式1 3 一。 除了要对脉冲进行调制外，为了形成所产生的信号的频谱，还需要用伪随机 码或伪随机噪声( p n ) 对数据符号进行编码。若编码后的数据符号引起脉冲在 时间轴上的偏移，这就是所谓的跳时超宽带( t h u 、糟，n m e h o p p 吨i 隔，b ) 。 而直接序列扩谱( d s s s ) 就是编码后的数据符号对基本脉冲的幅度进行调制， 这在双中放称为直接序歹f j 超宽带( d s - 【n 俜，d i f e c t - s e q w n u w b ) ，这种调 制方式的优点在文献 5 ，6 ，7 ，8 】中均有阐述。 2 2 1t h p p m 调制 在结合了二进制p p m 的t h u 1 糟中，ir 、b 信号的产生如图2 2 所示。 - 寺 屯= 等= 毒足= 等2 j b 2 鲁2 吉 ( 6 伯，nr 符 ，n f 脉冲，j ) 图2 2t h p p m 信号的发射方案 给定待发射的二进制序列6 = ( ，6 b ，岛，钆，以。) ，其速率墨= 1 瓦( 6 力， 图2 ，2 中的第一个模块使每个比特重复，次，产生一个二进制序列： ( ，6 0 ，6 l ，轨，岛，。玩，玩，良m 玩+ ，钆+ ”) = ( ，口o ，q ，巳，q “，r ) = 口 新的比特速率为如= ，瓦= l 正p j ) 。这里实际上使用了重复编码( 一种信 道编码方式) ，即将一个比特重复，次，如果是二元调制，就传输，个脉冲表 示l b - t 的信息。重复编码是为了提高信息传输的可靠性，误码率b e r 会随着重 复参数，增加而降低。但是，的增加又降低了数据传输率，所以需要选取适当 的，来得到最优的配置。 第二个模块是传输编码器，应用整数值码序列c = ( ，岛，c j ，。，巳。) 和二 进制序列口= ( ，口0 ，a l ，口，口，+ 1 ，) 产生一个新序列d ，它的一般元素表达式为： 嘭= q 瓦+ q 占 ( 2 1 ) 式中c 是t h 码的码片时间( c h i pt i f 嘴) ，而占是p p m 调制引入的时间位移量。 它们都是常量 第二章u w b 系绕综述 p ( 力= ( 1 4 石白2 ) p 一( 2 - 5 ) 还有五阶的高斯脉冲也是常用： 舻( 5 ，_ 4 。石导+ 1 6 簪e 等 ( 2 妨 通过改变脉冲波形。可以调整频谱分布。一般有三种方法：改变脉冲宽度： 对脉冲进行微分；通过组合基函数来合成脉冲。 为简单起见，我们首先采用最常用的高斯二阶脉冲作为接收端的脉冲，则在 发送端将有离斯一阶脉；申馈入天线。为了使发送频谱更符合国家规定的频谱规 则，一般会在发送天线前再加一个脉冲形成滤波器来调整发送的波形频谱。 在d s u w b 的提案【8 】中，用的是根升余弦( r o o tr a i 辩c o s i i l e ) 低通滤波器作 为脉冲形成滤波器。其频率响应是： 圈。= 2 3u w b 信道 ，o s 阴 石 o ，i 卅2 矿一石 ( 2 7 ) 信道是指以传输媒质为基础的信号通道，它是整个通信系统中客观存在的一 部分，其时频特性直接决定接收端信号相对于发射端信号的变化，从丽影响到接 受端的同步与解调模块的设计。因此，从客观测量中抽象出来的信道模型非常重 要，其与实际信道的吻合程度极大地左右着通信系统的性能。 在无线移动通信信道中，信号在空间中自由传播受外界信道条件的影响很 大。由于天气的变化、建筑物和移动物体的遮挡、反射和散射作用以及移动台的 运动造成的多普勒频移的影响等，信道的参数时刻发生变化，因此可以认为这种 信道为变参信道，已经有许多论著专门讨论无线传播信道模型问题【9 io 1 l 】。 超宽带通信系统中的信道作为移动通信信道中的一种，它符合移动信道共同 的一些特征参数，如存在各类的路径损耗，多径效应，多普勒效应等但这种信 道又是一个相对崭新的信道，它具有自身的一些特殊性。瓜u 、b 发射信号是由 理想的，时问上互不重叠的脉冲串组成的，每个脉冲都被限定在某个具体的时阃 间隔之内并且脉冲本身的持续时间是有限的，完全没有i s i ( i m * s y m b o i 第二章u w b 系绕综述 i l l t e m 阳n c e ，符号间干扰) 。但是经过实际信道传输之后，情况就并不如此了。 例如，在室内环境中，由于墙壁和障碍物的存在，电磁波通常会发生反射、衍射、 散射等，接收机接收到的信号是许多分量的叠加。这种无线移动通信系统中信号 从发射端通过多条反射路径到达接收端的现象称为多径传播( m u m p a 也 p r o p a g a t i o n ) 。它会使接受信号的振幅、相位以及角度产生波动，这种现象称为 多径衰落( m 山t i p a 也最l d m g ) 。尽管在连续传输系统中。多径会引起接受信号包 络的波动从而引起系统性能的严重下降【1 2 j ，但是在0 i n b 情况下，由于多径 表现为单个发射脉冲经时延和衰减后的一个脉冲序列，最终它们在接收端可以成 功分离。通过合并多个脉冲，判决过程中使用的能量增加了，因此，在0 u w b 中，多径的存在反而提商了系统性能。但要收集到分布在密集多径上的能量就必 须对于信道有一个准确的估计，否则将会影响到接收端的同步和解调，进而给系 统造成性能损失。因此，用恰当的信道模型准确、合理的描述出其特性，对于超 宽带系统设计面言有着十分重要的意义。 超宽带系统功率由于受到f c c 的限制，因此其传播距离仅为帖l o m ，因 此绝大部分文献中分析的超宽带信道模型均为室内信道模型，在我们的实际课题 项目中，现阶段也只涉及到超宽带信号的室内传输因此接下来所讲到的超宽带 信道模型均指超宽带室内信道模型。 对室内多径信道的最初研究可以追溯到1 9 5 9 年【，从那时起，已经提出了 多个用于室内窄带传输的模型【此1 4 阍针对啪情况，也进行了多次室内传播 铡量实验，提出了许多不同的信道模型【i 丑l 。2 0 0 3 年，正e e8 0 2 1 5 s g 3 a 信道 模型分委会发布了一个经过删减的u w b 信道模型，用于评估提交给正e e 8 0 2 1 5 s g 3 a 工作组的各种u w b 物理层协议i 矧。我们将这个模型称为e e 信道 模型，并且应用于本文的仿真。 2 3 1 孓v 模型 u w - b 信道模型是在1 9 8 7 提出的著名的s a i c h 、e n z u e l a ( s - v ) 室内信道模 型【1 5 】基础上的修改。s v 模型是基于对1 0 i l s 宽，中心频率为l ，5 g h z 的低功耗短 脉冲在一个两层的中等大小的办公楼中传输的测量得到的。在s - v 的模型中， 多径分量以簇的形式到达接收机，如图2 6 所示簇的到达过程是一个速率为a 的泊松分布。而每一簇内的多径分量分布则满足速率为九的泊松分布，其中珍a 。 p ( 五i 正一) = 人唧【( 一a ( 巧一巧一- ) 】 。、 p ( 气j 一l ) = a e ) 币卜a ( 一q 1 j ) 】 卜 下面是其信道冲激响应的数学表达式： 第二章u w b 系统综述 2 3 3 离散时间信道模型 正如1 2 】提出的那样，表征多径信道更加方便的模型是使用离散时间冲激响 应模型。在这个模型中，时问轴被划分成小的时间区间，每个时间区间称为一个 时间仓( 劬eb i l l ) ，每个时间仓或者包含一个多径分量，或者不包含多径分量， 但是不容许一个时间仓包含多个多径分量。因此，可以把时间仓看作接收机能够 区分的两条多径分量的最大时间间隔，也就是信道估计设备的分辨率。 引入离散时间信道模型可以简化多径信道下系统性能的分析与仿真。 2 4u w b 的信号同步与跟踪 超宽带信号的同步通常分为捕获( a c q l l i s i 胁n ) 与跟踪c l 【i n g ) 两个阶段。捕 获是使本地参考信号与接收信号的相位差小于一定范围，使接收机能确定信号的 起点，从而给解调提供一个时间参考点：而跟踪则是使这种相位差进一步减小。 或者实时保持这种相位差，不因环境的影响而偏离正常相位。本文主要研究同步 捕获的过程，后文所说的同步，如无特别说明，主要是指同步捕获。 此节主要说明u w b 同步及跟踪所需要做的主要工作以及一般流程，而目前 已有的各种主要同步方法将在第三章中进行详细阐述。 2 4 1 同步 所谓同步，实质上就是估计传输延迟，找到信号开始的起始位置。 一般数字通信的同步( s y n c l 啪n i z e ) 在三个层面上进行： 1 相位，频率同步( f r e q u e n c y 卸dp h a 辩s ”c h r o n i z a _ 吐o n ) 2 符号同步( s y m b d ls y n c l r o 口i z 碰) 3 帧同步呲s y n c 胁n 铡o n ) 相位同步和频率同步，是在将接收信号下变频时要用到的。因为在传统窄带 通信系统中我们将基带信号调制到载波上以便传输。所以在接收端我们要再让 接收信号乘上一个相同的载波信号，以得到原来的基带信号。如果发送端和接收 端的频率相位有偏差，那么我们得到的基带信号就会有偏差，这样即使后面的解 调做得再好。也不能准确解调。所以要进行相位和频率的同步。 而u w b 系统的同步过程由于不存在载波，因此不需要考虑载波的相位，频 率同步这一过程。i m 毋的传输脉冲序列是由符号序列构成的，每个符号传输一 个比特的信息，由 ，个帧( f 啪e ) 组成，而每个帧包含一个调制过的脉冲，如 图2 3 及2 。5 所示。这与传统通信系统中用n 个符号来组成一帧是相反的。所以 对于u w b 来说，同步 第二章u w b 系统综述 接收机可以采用不同的簧略利用分集：选择性分集( s d ) 、等增益合并( e g c ) 以及最大比( m r c ) 合并。所谓s d 方式，就是接收机选择具有最好信号质量的 多径分量，然后只通过对该分量的判决得到发射信号。选择最好的路径通常就是 选择瞬时信噪比最大的路径，这与单纯选择第一条路径相比，可以保证性能有所 提高。另一种增加s n r 的方法是合并多径分量而不是选择信号质量最好的路径。 具体说来，在e g c 方式下。首先将不同的分量在时间上对齐，然后不进行任何 加权将它们直接相加。在m r c 方式下，不同的多径分量首先经过加权，然后再 合并到一起。其权重按照使判决过程中s n r 最大的原则确定。在接收端存在高 斯噪声的情况下，通过给每个多径分量乘一个正比于相应接收信号幅度的权重， 可以使s n r 达到最大。换句话说，m f 方式在合并之前对接收分量进行了调整。 调整的方法是放大最强分量，衰减较弱分量。在没有i s i 的单用户通信系统中， 可以获得最好性能的方法是m r c ，它可以保证合并后输出的s n r 最大。 在上述 x 第二章u w b 系统综述 号 图2 1 0 具有 k 个并行相关器的r a l 【e 接收机 r 丑k e 接收机的另外一种等效实现如图2 1 1 所示， 0 个相关器前增加了时移 单元。这些单元的功能是将所有分量在时间上对齐。图2 ，l l 方案相比于图2 。l o 方案的优势在于这里所有的分支都采用相同的相关掩膜肌( ，) 。 号 图2 1 i 具有个并行相关器和时延单元的r a k e 接收机 按照图2 1 0 和2 1 l ，砌k e 接收机必须知道构成接收信号的多径分量的时问 分布。这个任务的完成，需要给r a k e 接收机提供扫描信道冲激响应、捕获、调 整某些多径分量时延的能力。一般情况下，不同多径分量的时延同步是通过对接 收波形进行相关运算得到的。此外，如果相关器采用s d 或m r c 方法，调整加 权因子时也必须知道多径分量的幅度值。这个任务通常使用信道估计的导频符号 完成。 当信道用离散时间冲激响应表示时，图2 1 l 所示r a k e 接收机方案可以大大 简化。此时。接收机的不同分量在时间上间隔整数倍个时间仓的时间长度f ， r a k e 接收机可以使用单相关器结构，如图2 1 2 所示。相关器将所与接收波形 第二章u w b 系统综述 ，( ，) 相乘，然后积分，其输出结果经f 间隔抽样，再传送给延时单元和合并器。 合并器可以采用前述的s d ，e g c 或m r c 分集方式中的一种。 图2 1 2 基于离散时间信道模型的呲e 接收机 使用r 丑k e 接收机增加了接收机的复杂性，其复杂程度随判决前分析和合并 的多径数目的增加而增大，因此可以通过减少接收机处理的多径分量数目来降低 复杂性。然而，减少分析的多径数目会使接收机获取的能量减少。【3 1 】给出了在 i r u w b 中将r a 妇接收杌捕获能量的百分比与接收机复杂性进行折中的准解析 分析。结果表明，在一般现代办公建筑内，r a k e 接收机要捕获接收波形总能量 的6 0 ，需要大约5 0 个不同的r a k c 分支。【3 2 】分析了采用不同方案降低r 丑k e 接收机复杂性时p r 的下降情况。第一种方案称为选择性r a k e ( s r 丑k e ) ，它从接 收机输入端获得的厶，多径分量中选择厶个最好的分量，这样r a k e 接收机的分 支路径数目可以减少，但接收机仍需跟踪所有的多径分量以便选择。第二种简单 一些的方法称为部分r a k c ( p r a k c ) ，它没有选择过程。直接合井最先到达的厶 个路径。显然。s 凡d 【e 的性能优于p r _ a k e ，因为前者输出更高的s n r 。但是，当 最好的分量位于信道冲激响应的起始处时，如在l 0 s 情况下，两者的性能差距 就会减小 2 5 2 非相关解调 尽管r a k e 接收机的多径能量分集增加了接收端的s n r ，但是正如上节所述。 分析合并的多径数目越多，r 丑b 接收机的复杂度也越大。如果我们直接使用接 收信号作为解调的模板，这就省去了信道估计的过程，使接收机复杂度大大降低 文献【3 3 】提出了一种d p s k 差分检测器，如图2 1 3 所示，并且将这种次最优 ( s u b - 0 p t i i l l a i ) 的解调方法与r 丑l 【e 接收机的性能进行了对比分析 d p s k 接收机相比勋k e 有如下一些优势： 第三章i r _ u w b 系统中的同步算法 第三章i r u w b 系统中的同步算法 3 1u w b 同步算法概述 在任何通信系统中，接收机都必须知道接收信号的时间定位来进行解调。而 在接收机中，用来获取这个时间信息的模块就是同步模块。u w b 系统的极窄脉 冲以及低功率给同步带来了很高的挑战。窄脉冲意味着需要较高的同步精度，也 就是说搜索空间将会很大；而低功率则要求同步时间的增加来获得稳定可靠的定 时估计。已经有很多文章对于1 、糟的同步进行了讨论，提出了多种多样的算法。 以下文献对于同步算法进行了不同的分类。 文献【3 4 】将算法分为基于检测( d e t e c t i o n b 黜d ) 和基于估计 ( e s t i i i 呲i o n j b a s e d ) 两类。基于检测的算法通常是将接受信号与一个本地产生的 模板进行相关，如果某个候选相位( 时间) 的输出超过一个预设的阈值，则认为 达到同步了。衡量候选相位可以采用串行( 蛳i a l ) ，并行( p a r a l i e l ) 或者混合 ( h y 晰d ) 的方式。而基于估计的算法则是将接收信号与模板信号进行相关，在 一组候选时间点中，选取输出最大的点作为同步点。这类算法在确定同步点时不 需要阈值来进行比较，它们大多数利用了u w b 信号的周期性。 文献【2 5 】则按照是否存在同步前导序列来进行分类，一类是数据辅助型同步 ( d 8 t a 。a j d e d ) ，一类是非数据辅助型同步( n d a t a a i d e d ) ，数据辅助型同步 借助已知的前导序列，来估计同步参数，这样将复杂的联合估计问题简化了：而 无数据辅助型同步则通过联合估计来得到参数。 文献【3 5 】提出根据接收机使用的模板信号的不同将现存算法分为使用干净 模板( c l 咖t e m p l a t e ) 和使用污染模板( d 嘶1 e m p l a ：c e ) 的两类。前者是利用 u w b 脉冲波形的延时加权和组成模板( 相当于作信道估计操作) ；后者则不需要 在本地生成模板，而使用接收信号本身作为模板，由于模板信号受到信道以及噪 声影响，所以称为d i r c y1 - e n l p l a t e 。 本章将基于 3 4 】的分类方法，讨论目前应用于i r - i m ，b 同步的一些主要算法， 重点研究基于估计的算法。 3 2 基于检测的u w b 同步算法 3 2 1 几种典型的基于检测的u w b 同步算法 文献 3 6 】对于传统租同步的算法应用于t h - u w b 信号同步的性能进行了分 析。该算法的框图如图3 1 所示。在搜索空间中的待定时刻，接受信号与本地 第三章i r u 、n 系统中的同步算法 低而且相关器数量很多时，r c s p r t 才优于m s p r t ，所以这种算法并不是普遍 适用的。而且它采用的信道是a w g n 信道，没有考虑多径。 文献【4 3 】【4 4 】提出的是一种基于e g c 能量搜集的同步方案，为了搜集到更多 的多径，模板采用多径e g c 模板，分两种方式：s 舭( s q 咄一孤d i n t e g r a t c ) 和 n s ( i n l 耀阳l e 如d s q 嗽) 。在s a i 中，接收到的信号先平方，与e g c 模板的平方 相乘后在积分，与阈值比较。在n s 中，接收信号先与模板相关，再平方。两 种方案各有优劣，视s n r 而定。文献【4 4 】还提出了衄s e t 的概念，这个概念可以 理解为在一定s n r 下，使误码率小于某定值的估计时间的集合。检测出来的时 间如果不在这个时间集合内，被认为是虚警。该算法的不足之处在于复杂度比较 高，r 丑k e 接收机的支路数越多模板就越复杂；并且采用串行搜索的话平均捕 获时间将会较长。 3 2 2 基于检测的算法的改进 现有文献对于基于检测的算法的改进思路大致分为两种：一种是寻求更为有 效的搜索策略，而另一种则致力于减小搜索空间这两种的目的都是为了减少平 均捕获时间，提高同步速度。 搜索策略是指在未知的同步区间内，以如何的顺序来衡量候选相位在u w b 同步过程中，搜索空间中有不止一个的同步相位，此时串行搜索不再是最优的搜 索策略。文献【4 5 】分析了“l o o k - 缸d _ j 岫呻y k - b 埘搜索和比特反转( b i t r e v e r s a l ) 搜索。假设未知同步区间分为很多个时间仓0 ，1 ，j l ，在 l o o k a n d j u m p - b y k b i l l s 搜索中，从时间仓o 开始，搜索相位跳到时间仓k ，接 下来跳到2 k ，依此类推。例如当= 9 ，k = 3 时，该策略按照如下顺序搜索时间 仓： o ，3 ，6 1 ，4 7 ，2 ，5 ，8 。而比特反转搜索策略则将时间仓用二进制数进行编号， 搜索顺序为该位置编号的左右反转。同样如。= 9 时，时间仓编号为 ( o o o ，0 0 1 ，0 1 0 ，o l l ，1 l l ，则搜索顺序为 o o o ，1 0 0 ，0 1 0 ，l l o ，1 1 1 ) ，也就是 f o ，4 ，2 ，6 ，l ，5 。3 ，7 。在该文献提供的多径和系统参数下。比特反转搜索要比普通串 行搜索快了大概1 1 3 倍。 文献【4 6 】【4 7 】提出了一个流程图用来分析不同搜索策略的平均捕获时间当 未知同步区间内的同步相位为k 个连续相位时，若k x 第三章阱u w b 系统中的同步算法 ii 州遴一卜吲“ ( 3 1 ) 其中f 1 ，2 ，j ，d 是札和k 的最大公约数( g c d ，g 陀a t e s tc o 咖o n 而其他一些文献【协”1 则试图通过采用二级的搜索方式来减小搜索空间。在第 一级使用粗搜索将同步相位锁定在一个较小的范围中，然后第二级在此较小的范 围中采用细搜索确定同步相位 文献【4 9 】提出的这种二级搜索策略是针对t h - u w b 信号在a w g n 信道和 m m ( m u l t i p l ea c c e s si n t e 疵r e e ) 中的同步提出的搜索空间分为q 个互不重 叠的区域，每个区域包含m 个连续的相位。在第一级中。用m 个本地产生的脉 冲经过叠加生成模板信号，并与接收信号进行q 次相关，用来确定同步相位在 哪一个区域中。一旦第一级完成，第二级则只用一个脉冲作为模板，来检查该区 域内的m 个相位，确认哪一个是同步相位。整个过程如图3 3 所示( 无噪声， 无m 舭) 。 a a a a a a a a la a a a 图3 3 文献【4 9 】的二级搜索使用的模板 文献【5 0 】的算法与 4 9 】类似。它们都假设同步在a w g n 信道下进行，如果考 虑多径，则这种算法的性能可能会变差。 文献【5 l 】提出了一种称为“n 阶搜索”的算法，将搜索空间划分为m 个组， 其中肘= ，2 ”，刀l 。这种算法的思想与前述的算法是类似的。 文献【5 2 】则提出了一种基于d s t h 混合码扩频信号的二级搜索算法。在第 一级中，先将接收信号与自身相乘以移去d s 码，并且获得t h 码的同步；然后 在第二级中，将搜索空间分为t h 码长度的区间进行搜索，来获得d s 码的同步。 该算法框图见图3 4 第三章i r - u w b 系统申的回步算法 其次，闽值的选取也是个问题。一个典型的基于阈值检测的同步系统包括一 个验证环节来验证一个超过阈值的相位是虚警还是正确的相位，在没有信道衰 落的情况下，增大相关器的相关时俩，可以增大输出的s n r ，因此一个好的验 证环节可以使虚警概率和漏报概率任意小。但是在多径衰落信道的情况下，无论 我们怎样选取阈值，都不可能使虚警概率和漏报概率任意小。如果我们设定一个 阈值使得虚警概率小于某一给定界限，则漏报概率会有一个下界。那么捕获概率 存在一个上界。阈值的选择和验证环节的设计存在比较大的困难。 由于基于检测的算法在实现上的这些困难，本文将基于估计的算法作为研究 重点，在，3 3 节中进行详细阐述。 3 3 基于估计的u w b 同步算法 3 3 1m l 算法 文献【5 4 】提出了一种基于m l ( m a x i m u ml i i l i l l o i d d ) 的同步和信道估计算 法。采用t h 编码，令一) 为1 h 码序列，满足q 疋 弓，w 【o ，弓一l 】，则经过 t h 编码但是没有经过脉冲调制的一个符号内的脉冲可以表示为 ，- 1 g ，( d = g ( ，一_ 弓一巳瓦) 【3 ：，) - o 传输信号为： j ( ，) = 岛器( f 一弓一口i ) ( 3 - 3 ) 其中q o ，l 】，岛仕1 为数据，为p p m 调制时的脉冲偏移量。当岛= 1 ，v f 时为p p m 调制，而珥= 0 ，v f 时为p a m 调制。 在作一个m l 的估计时，首先要做的就是用信道参数来重建一个接收信号的 模板。将信道抽象为一个延迟线( r d l ，鲫dd e l a yl i ) ，其中每个抽头的间 距是相等的，均为e ，而增益则通过信道估计得到。则可以将接收信号重建为： i ( ，) = 艺元5 ( f 一砚一研一晖) ( 3 4 ) 其中j 表示z 的估计值，为t d l 的抽头数目。 ， 为抽头的增益。假设 已知，也就是说同步误差在一个符号以内。需要估计的值为玎，郎求帧层面的同 步值。通过对m 个符号的格形搜索，可以求得帧层面的估计值为： l l 厅2 a r g 嘏1 1 萎，州t ) ( 3 巧) 其中，( 1 7 ；，乙) = ：= = i ，( ，) 钆g j ( f 一饵一，7 弓一，一口i ) 西代表第，个相关器 第三章i r - u w b 系统中的同步算法 输出的m 个脉冲采样值的和。 然后根据下式可以作信道估计： 1 元。宏埘；吗) ( 3 呦 其中置是晶的能量。 该算法由于t d l 的抽头间隔固定，避免了估计信道的延迟。而抽头的增益 相对而言是比较容易估计的，因此减小了算法的复杂度( 当然相应的也会由一些 性能上的损失) 。采用m l 方法进行定时估计，属于典型的基于估计的算法。根 据l 和m 的取值不同，该算法的m s e 表现如图3 6 所示，( a ) 为数据辅助模式。 ( b ) 为无数据辅助模式。 ( a ) 数据辅助模式秭无数据辅助模式 图3 6 文献【5 4 】算法的m s e 性能曲线 3 3 2g l r t 算法 文献【5 5 l 提出了一种g l r t ( g e r d 让列l i l 【c l i h o o dr 觚ot c s t ) 同步算法 该算法主要考虑接收机先行启动状态的同步问题，即在信号到达之前存在一段纯 噪声区间，运用g u 玎的二元假设方法可以检测到信号的到达。 本算法定义所要估计的定时误差为f o # 瞩+ 啊+ 占，其中吃车l f o 亿j 为 误差中包含符号的个数；疗，- i ( o 一一z ) 乃l 为误差中包含帧的个数； o ，弓) 为脉冲层面定时误差 训练序列分两部分，前半部分称为煎导序歹i j ( p r e 纽l b l e ) ，为全“+ l ”序列， 用于估计疗。和形成带噪模板( n t ，n d i s y l 钿1 p l a t c ) 尻( f ) ；后半部分包括全叶l ” 序列以及十l ”和l ”交叠的序列，统称后同步序列( p o s t 蚰b l e ) ；其中全“+ 1 ” 序列用于估计4 ( 单个帧长度内用模扳相关收集到的能量) ；l ”和- l ”交叠的 序列用于估计，( y ，。= 刀，+ 五。以，为定时误差包含的帧数目， 以# ( 1 4 ) 乏c g ( f + 弓一占) 乃( ，) 田，定时误差在脉冲层面的余量，值域为 2 7 第三章艮u w b 系统中的同步算法 耳( 七；f ) = e ，o + 2 z + f ) r o + ( 2 七一1 ) 正+ f ) 毋，v f 【o ，c ) ( 3 一1 8 ) 根据柯西一许瓦兹不等式( c a u c h y - s c h v 删乜s 妇q u a l 时) ，不考虑噪声影响 时，有： ( ) f f 2 ( ，+ 2 七正+ f ) 西f 。f 2 ( f + ( 2 _ j 一1 ) z + f ) 面 ( 3 1 9 ) 当且仅当下列条件满足时，等号才成立； f ( f + ( 2 七一1 ) z + r ) = 肛( f + 2 七l + f ) ，v ，f 【o ，) ( 3 2 0 ) 要满足上式，则必须有 s ( 2 的= 旯j ( 2 七一1 ) = 石2 s ( 2 t 一2 )( 3 2 1 ) 这就要求所有奇数符号的信号都相同( 设为a ) ，并且所有偶数符号的信号 或者为a ( 五= l 时) ，或者为a ( 旯= 一1 时) 。但是如果f = f o ，也就是说没有同 步误差，此时 f ( f + 圮+ f ) = 品( d n ( f ) ( 3 2 2 ) 此时只要采用p a m 调制，就可以满足( 3 - 2 0 ) 式也就是说，当系统采用p ：a m 调制时，达到不等式等号的条件同时。也就找到了同步点，即： 肋( t 力 f f o ( 3 彩) 这就是为什么采用r d t 可以获得f o 的估计值。根据这个思路。该算法提出 了四种t d t 同步实现方式，包括n d a 和d a 两类 方案l ( n d a ) ： 蟊柚5 鹕嬲( 置；f ) 小；咖去喜c p 州m 一删 。 方案2 ( d a ) ： 用于数据辅助n ) t 的 j i i 练序列为s ( 妨= ( - l 妒n j 蟊曲- = 8 r g 署纷，( 芷；f ) 鹏咖去粪c 弘m 冲一删2 。2 5 方案3 ( d a ) ： 厶曲2 = 8 略普跷j 么z ( k ；7 ) 鹏班唼瓣亿叭咖( f + f 删严 仔2 6 方案3 改变了运算顺序，通过平均操作先将噪声方差项消除 第三章i r - u 、娓系统中的同步算法 方粟4 ( d a ) ： 蟊埘2 a r g 嚣缆儿3 ( 足；7 ) ) 么j ( k ；f ) ( r 。f ( ，+ ) - ( ，+ f z ) 出) 2 ( 3 2 7 ) f ( f ) 鲁专( 一矿，( ，+ 2 红) 1 、t - l 方案4 将平均操作优先到第一步。进一步提高了估计的精度。四种方案的 m s e 性能对比如图3 9 ( a ) 所示。每种方案中，当k 增大时，由于平均操作的增 加抑制了噪声，因此性能将会随之提高。图3 9 ( b ) 展示了方案4 使用不同k 时的 b e r 性能。 kl 卿 ( a ) s n r = l d b 时四种方案的m s e 性能( b ) 方案4 采用不同k 时的b e r 性能 图3 9 r d t 算法的性能曲线 该算法最大的优点是无需本地产生模板以供相关操作，旁路了信道估计，可 以大大减小接收端的复杂度。同时，该算法的滑动相关步径可以自由控制，可以 先将步径设为一个帧的长度来作帧层面粗同步，再减小步径来作进一步的同步。 从实现上来考虑，若采用方案四，仍存在平均波形的操作，较难实现。另外 a d c 的位置( 即模拟域和数字域界限的划分) 决定了实现的难点。若相关操作 置于模拟域实现，尽管降低了对a d c 的要求( 无需上o h z 的采样率) ，但如此 高带宽的模拟相关器仍是一个实现上的难点：若相关操作置于数字域实现，则 a d c 需要承受几g h z 的采样率，相应地，数字域需要提供很大的存储空间和处 理数据能力来应对a d c 输出的大量数据。 3 3 4 能量检测算法 文献【5 7 】【5 8 】提出了一种基于能量检测的算法。该算法通过周期性传输非零 符号，并且将它们平均得到模板。然后为了获取同步信息，采用能量窗进行滑动， 当检测到最大能量值的时候认为同步达成。最后获得的这个同步集成模板( s a t s y n c h r o n i ：6 e da g g r e g a _ c et e i