（微电子学与固体电子学专业论文）负高压dcdc变换器的研究与设计.pdf

摘要 摘要 随着数码产品类型的不断丰富，其对电源管理芯片的要求已经不再局限于能 够提供正负十几、二十伏左右的电压，可能是三十伏、四十伏甚至更高。目前常 见的2 7 至5 伏的便携式电源要产生升压比如此高的输出电压，仅仅依靠传统的 d c d c 开关电源结构已经很困难，而将电池级联提高电源电压无疑会增大电源的 体积和重量，不利于便携的要求。 本文设计了一款可服务于电子阅读器的三段式电源变换器，将p w m 电流控 制型b u c k b o o s t 、电荷泵以及线性稳压器有机结合，借助单节便携式电源，在尽 可能少地牺牲效率的前提下获得负3 0 v 的稳定输出电压。系统设计了过流保护、 过温保护、欠压锁定等各种保护电路，有效保证了芯片的安全运行。芯片内部集 成功率管、反馈电阻，全部外设元件仅需五个电容、一个电感，减小了外围器件 的体积。 芯片基于o 3 5 m nb c d 6 s 工艺，利用c a d e n c e 内嵌e l d o d 仿真工具进行系统 仿真，仿真结果证实本文的设计切实可行，达到了设计目标。 关键词：负高压b u c k b o o s t 电荷泵线性稳压器 a b s 打a c t a b s t r a c t w i t l lt h et y p e so fd i g i t a lp r o d u c t sc o m i r m o u s l ye 耐c h e d ，i t sr e q u i r e m e n t st 0 p o 、e rm a i l a g e m e n tc m p sa r en ol o i 坞e rl i m i t e dt 010 vo r2 0 v b u tm a yb e3 0 v ，4 0 vo r e v e nh i 曲e r h o w e v i th 笛b e e nv e 巧d i m c u d tf o r 扛a d i t i o n a j s t e p u p d c d c s w i t c l l i n gp o w e rs u p p l ys n u c t u r e st op r o d u c es u c hal l i 曲o u t p u tv o l t a g ew i t hc o m m o n 2 7 vt 05 vp o r t a b l eb a t t 嘶e s c a s c a d i n gb a t t 嘶e st 0i n c r e 嬲em ei 印u tv o l t a g e 诵l ln 0 d o u b ti n c r e a s em es i z ea n dw e i g h to ft 1 1 ep o w e rs u p p l y ，觚di sn o tc o n d u c i v et 0 p on l a b i l i t ) ，r e q u i r e m e n t s an e wt h r e e s t a g ep o w e rs u p p l l yc o n v e n e r ，w m c hc o u l ds e r v ef o re l e c t r o i l i c r e a d e r s ，i sd e s i 印e di nt m sp a p e r nc o m b i n e sp w m c u n e n tc o n t r o lt y p eb u c k - b o o s t c o n v e n e r ，c h a 略ep u i l l p 锄d1 i n e a rr e g u l a t o r b a s e do n2 7 vt 05 vp o r t a b l ep o w e r s u p p i y i t 谢1 lp r o d u c eas 讪l eo u t p u tv 0 1 缸l g cl l i 曲e rt h a l l 3 0v o l t s ，谢l1 i t t l ee x p e l l s e o ft h ee 伍c i e n c y t or e d u c et h es 诬o ft h ep e 邱h e r a ld e v i c e s ，a l lp o w e rc o n d u c t o r s 锄d f e e d b a c kr e s i s t o r sa r ei n t e 黟a t e dm c l l i p a l lp 耐p h e r a lc o m p o n e n t sa r eo n l yf i v e c 印a c i t o r s a 1 1 do n ei 1 1 d u c t o r o v e rc u r r e n tp r o t e c t i o n ( 0 c p ) ，o v e r t e m p e r a t u 】陀 p r o t e c t i o n ( o t p ) a l l du i l d e rv o l 魄el o c k o u tp r o t e c t i o n ( u v l o ) c i r c u i t s1 1 a _ v c b e e n p r o p e d yd e s i g n e dt oe n s u r et l l es a 诧o p e r a t i o n o ft l l es y s t e m 1 1 1 i sc l l i pi sb a u s e do n0 3 5 啪b c d 6 sp r o c e s s s i m u l a t e db ye l d o d ，e m b e d d e di i l c a d e n c e ，n l er e s u l t ss h o wg o o dp e r f o m 锄c e ，a i l dt l l ei i l i t i a lg o a l sa r ea c l l i e v e d k e yw o r d s ：n e g t i v eh i g h - v o l t a g e b u c k - b o o s t c h a r g ep u m p l i n e a rr e g u l a t o r 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人 在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以 标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究 成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过 的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的 说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名：科 日期塞，7 织，。2 呈 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本人签名 导师签名 日期塑! 竺! ：璺 日期簋旦：f ! = y 第一章绪论 第一章绪论 1 1中国电源芯片市场现状 近几年来，电源芯片一直是半导体领域热点市场之一，其增长也高于半导体 整体市场发展速度。因为几乎所有的电子产品都会应用到电源芯片，正是各种电 子产品的推陈出新推动了电源芯片的迅猛发展。近5 年来，中国电源芯片市场保 持了快速的增长，2 0 0 3 到2 0 0 7 年市场增长率达到2 5 。2 0 0 8 年销售额比2 0 0 7 年时的3 5 亿美元增长2 0 ，达到4 2 亿美元。虽然2 0 0 9 年受困于全球经济危机 的影响，中国出货的电源芯片销售额有所下降，但预计销售额将在2 0 0 9 年下半年 开始回升，并在未来几年以健康的速度增长。复苏动力主要来自中国庞大的国内 市场以及本地消费者的需求。具体而言，无线与消费电子销售增长，中国建设3 g 网络，工厂企业增加采购，将在未来几年推动该市场增长。 图1 1 s u p p l i 公司对中国电源i c 市场销售额的预测。 需要指出的是，目前中国电源芯片市场的品牌构成仍是国外厂商处于领先地 位，尤其是市场排名前十的企业无一例外均为外资企业，美国厂商优势明显，德 州仪器、国家半导体和飞兆半导体等在总体市场份额方面处于领先地位。国内企 业在技术方面还与欧美大公司之间存在很大差距。然而，电源芯片市场的品牌集 中度已经在缓慢下降，2 0 0 8 年市场上排名前十的厂商所占的市场份额在2 0 0 7 年 的基础上进一步下降，现已不足5 0 ，可见市场竞争正在进一步加剧。中国台湾 和中国本土厂商正在电源芯片领域进一步开拓属于自己的市场，具有很大发展潜 力。 负高压d c d c 变换器的研究与设计 1 2 电源芯片产品的发展趋势 更注重安全 近来出现的电源爆炸消息推动各国政府相继发布了电源管理相关强制性的法 令，半导体行业各大公司也开始更加注重芯片的安全性，e s d 静电保护，过温、 过流、过压保护电路等受到更多重视。 集成化趋势 电源管理技术的新发展趋势是在更小的硅芯片上集成更多功能特性，同时以 更高的设计灵活性实现更强的系统用电性能，而不会增加成本。最为明显的例子 就是p m u ，一个p m u 可能集成了多个l d o 和d c d c 等产品，能够实现多种电 源管理管理，是集成化趋势最明显的例子。此外，很多电源管理功能被集成入芯 片产品内部，这样系统厂商就可以不必在外围搭配相应的电源管理芯片。 低能耗趋势 为满足节能以及环保的需求，针对不同应用与不同的功耗范围，全球许多政 府及能源机构的各种新能耗标准也纷纷出台，更加严格的规范也在制定之中。降 低自身能耗已经成为一项无法回避的重要议题，这些都对电源芯片提出了更高的 要求。 1 3 对电源芯片设计的要求 从便携式产品电源管理发展趋势来看，电源芯片设计需要考虑这样几个要求： ( 1 ) 电源设计必须要从成本、性能和产品上市时间等整个系统设计来考虑。 ( 2 ) 便携产品日趋小巧薄型化，必需考虑电源系统体积小、重量轻的问题。 ( 3 ) 选用电源管理芯片力求高集成度、高可靠性、低噪声、抗干扰、低功耗、突 破散热瓶颈，延长电池寿命。 “) 选用具有新技术的新产品电源芯片，将新的电源芯片应用于新的设计方案中 去，是保证新产品先进性的基本条件，也是便携产品电源管理的永恒追求。 1 4 全文章节安排 全文结构如下：第一章绪论；第二章描述论文的设计目标；第三章阐述电源 变换器三种基本结构优缺点以及确定本文采用的最终结构；第四章为b u c k b o o s t 电路系统级设计；第五章为b u c k b 0 0 s t 电路子模块设计，第六章为电荷泵和线性 稳压器的详细设计过程，第七章为全局仿真结果，第八章对全文的设计进行总结， 并对可能的进一步发展方向进行了展望。 第二章电源芯片设计目标 第二章电源芯片设计目标 作为专为电子阅读器设计的电源芯片，在确定具体的设计目标前首先需要了 解电子阅读器的基本工作原理，以弄清其对电源芯片的特殊需求。 2 1 电子阅读器工作原理 目前主流的电子阅读器的显示原理都是基于电泳显示技术( e p d ) ：将直径约1 毫米的二氧化钛粒子散布在碳氢油中，并添加黑色染料、表面活性剂以及使粒子 带电的电荷控制剂。将混合物放置在两块平行导电板之间。当两块导电板加电压 时，这些粒子会以电泳的方式从原来所在的薄板迁移到相反电荷的薄板上。当粒 子位于显示器的正面时，光通过二氧化钛粒子散射回阅读者一方，因此显示屏为 白色；当粒子位于显示器背面时，入射光被彩色染料吸收，显示器为黑色。如果 将背面的电极分成许多个微小像素，通过对显示器的各个区域施加适当电压来产 生反射区和吸收区的图案，即可形成图像。 电泳技术的最大优点是能耗低，由于具有双稳定性，在电源关闭之后仍然能 够保留图像几天甚至几个月。因此电源芯片的任务只是在每次刷新页面时提供一 定的电压电流输出，然后就可以完全关闭，等待用户阅读完该页面后再进行下一 次翻页操作。 电子阅读器要求比较高的电源电压，以实现粒子的迁移。根据电泳显示技术 的工作原理，它更多的类似一个容性负载，而非持续耗能的阻性负载，并不需要 很大的持续电流输出能力，但是要求输入电压比较“安静 ，也就是输入电压纹波 尽可能小，并且整个电子阅读器要适用于普通锂离子电池供电。 电子阅读器的重要参数包括“待机时间”和“翻页次数 ： “待机时间 指开机但不进行翻页操作，电池上的电压所能维持的时间，这 就要求电源管理芯片每次的关断必须是充分的，即漏电流必须非常非常小。 “翻页次数 显然就是用户最多能够刷新页面的次数，由于每次翻页的过程 具有独立性，增加翻页次数意味着需要减小每次翻页的能量消耗。除去每次刷新 输出给负载的能量外，输出电容上的能量浪费也需重视。理想情况下芯片关断后 输出电容不再输出电流，且不存在任何漏电，电压可保持不变，下一次翻页，芯 片可以跳过电压上升的启动过程而直接输出电流。但遗憾的是电容漏电现象在大 多时候都是存在的，也就是说如果用户刷新页面的间隔较长，很可能出现电容上 的电量在下一次翻页时已经漏掉很多，甚至漏完，那么下一次充电过程就需要再 次从电压为零开始。也就是说输出电容上得到的q = c v 的电量在等待翻页的过 4负高压d c d c 变换器的研究与设计 程中可能完全是被浪费了。要求用户每次都以最快的速度去阅读来提高芯片的“翻 页次数”指标显然是不可能的，所以在设计电路的过程中必须尽可能的采用比较 小的输出电容，来减小每次翻页所带来的因电容漏电造成的能量浪费。 2 2 芯片设计指标 综上所述，对本文所要设计的电源芯片提出以下设计指标： ( 1 ) 输入电压范围2 7 v 5 v ； ( 2 ) 提供两路输出电压： a 。第一路输出1 8 v ，负载电流能力大于2 0 0 i n a ，输出纹波小于1 0 0 m v ，线 性调整率小于o 1 ，负载调整率小于0 1 a ； b 第二路输出1 8 v 3 0 v ，可由客户片外设定；负载电流能力大于3 0 m a ； 输出纹波小于l m v ； ( 3 ) 工作温度：_ 4 5 至1 3 5 ； ( 4 ) 过温保护温度：1 4 5 ； ( 5 ) 过流保护：3 a ： ( 6 ) 欠压锁定：2 5 v ； ( 7 ) 启动时间：小于5 m s ； ( 8 ) 转换效率：大于8 5 。 2 3 小结 在最低2 7 v 输入电压下要产生3 0 v 输出，升压比超过1 1 ，仅凭单级 b u c k b o o s t 结构很难实现，即便输出电压满足也很难同时保证效率。第二路输出 要求3 0 i i 认输出电流下满足小于l i i l v 的电压纹波对于开关电源结构也很困难，除 非采用超高频率时钟或者非常大的输出电容，两者对b u c k - b o o s t 电路的设计都造 成很大制约。因此需要研究其他变换器结构以设计能够同时符合各项设计指标的 结构。 第三章电源变换器基本结构及特点 第三章电源变换器基本结构及特点 d c d c 的本意是直流电压到直流电压的变换，只要符合这个定义的都可以叫 d c d c 转换器。但是变换器又有很多种结构，一般根据功率管是否工作在线性区， 将电源变换器分为线性调整器和非线性调整器。非线性调整器主要是以开关方式 实现，故又称开关调整器，它又可以细分为两种基本结构：采用电感为储能元件 的变换器和采用电容为储能元件的变换器。前者由于其高效率在电源管理芯片中 应用更为广泛，通常直接称其为d c d c 变换器，而把后者称为电荷泵。 3 1 线性调整器 线性调整器或称线性稳压器，通过在输入和输出之间串联一个晶体管来实现 其功能。该串联的晶体管工作在电压电流特性曲线的线性区，起到可变电阻的作 用，因而得名。 3 1 1 线性调整器基本原理 v i nv o u t 图3 1 线性稳压器原理图 图3 1 为典型的线性调整器结构图：粗线为大电流通路，c i i l 为输入滤波电容， r e f e r e n c e 为基准电压源电路，产生参考电压到误差放大器同向输入端。r l 和r 2 构成电阻分压网络，采样输出电压后输送到放大器反向输入端，构成负反馈环路。 误差放大器将这两个电压进行放大后控制功率管的栅极，以改变功率管的过电流 能力，事实上也就是改变功率管的导通电阻。功率管可为晶体管或m o s 管，其 中m o s 管因为几乎为零的栅极电流具有更高效率而被更广泛应用。当反馈电压 最终等于设定的基准电压时系统达到稳定，对应输出电压为： ，r 1 + r 2 ， v o u t = 雨一v r e ( 3 1 ) 6 负高压d c d c 变换器的研究与设计 3 1 2 线性调整器的优缺点 线性调整器的主要优点： ( 1 ) 结构简单，仅需很少的控制电路。 ( 2 ) 静态电流小，在输出电压非常接近输入电压时可以获得很高的效率。 ( 3 ) 所需外接元件少，通常只需要一两个旁路电容。 ( 4 ) 非常安静，没有噪声，几乎没有电磁干扰，输出电压远比开关电源的输 出平滑。 线性调整器的主要缺点： ( 1 ) 从原理上说，线性调整器只能是降压型的，也就是说在需要比输入电压 高的输出电压时，单独采用线性调整器是无能为力的。 ( 2 ) 对输入电压的要求高：l d o ( 低压差线性稳压器) 被设计成输出非常接 近输入电压，因而可得到非常高的转换效率，但是它只能适用于固定的 一 输入电压值。当输入电压增大时，效率将明显降低；当输入电压减小， 甚至低于设定的输出值时，将无法实现设定的输出值。 3 2d c d c 变换器 d c d c 变换器利用串联在主回路中的电感续流特性，不同于线性调整器中晶 体管工作在线性区，d c d c 变换器的晶体管只工作在完全导通或者完全关断状态， 导通压降很小，尤其是采用同步整流管时，能够实现很高的转换效率。 根据输出电压与输入电压关系的不同可将d c d c 变换器分为b o o s t 型( 升压) ， b u c k 型( 降压) ，b u c k b o o s t 型( 负压) 等，他们原理相近，这里以采用同步整流管 的b u c k b o o s t 为例描述其基本工作原理t 。 3 2 1b u c k b o o s t 基本原理 + v i n 扣 图3 2b u c k b 0 0 s t 主电流回路 图3 2 为b u c k b o o s t 电路的主电流回路，由p 型和n 型同步整流管、电感、 第三章电源变换器基本结构及特点 输出电容以及负载构成，v i n 与v o u t 分别为变换器的输入和输出，c l 和r l 为 输出电容和等效负载电阻。 ( 1 ) 电感充电阶段：p 管开启，n 管关断，如图3 3 所示。 + v 矾v o u t + 图3 3b u c k b 0 0 s t 电感充电阶段简图 输入电压通过p 管对电感充电，由于p 管完全导通且器件尺寸足够大，导通 电阻非常小，近似认为导通压降可忽略。电感电流在这个过程中从i l 线性上升到 1 2 ，充电时间与整个周期的比值称为占空比d ，电流上升量i l l 为： i i1 - 翌兰d t ( 3 - 2 ) i l l = 了一d t ( 3 - 2 ) 在这段时间里负载r l 上的电流完全由输出电容c l 提供，由于振荡频率足够 大，周期很短，可以认为输出电压v o u t 仅产生一个很小的降低，称为输出电压 纹波，它相对于输出电压的值可忽略，因而认为负载获得均匀的输出电流。显然 为了使纹波尽可能小，输出电容必须足够大。 ( 2 ) 电感放电阶段：p 管关断，n 管开启，如图3 4 所示。 + nv o u t + 图3 4b u c k b 0 0 s t 电感放电阶段简图 输入开路，不再提供电流。但是由于电感的续流特性，将要维持前一状态的 电流方向和大小，n 功率管要流过此电流需要左侧电位比右侧更低，即电感的上 端电压变成负电压。电感通过n 管抽取输出电容和负载上的电荷，使输出变得更 负。电感两端电压差近似为v o u t ，且与电感电流方向相反，电流将减小，减小 量i l 2 为： v o u t 一0 l l 2 = t 一( 1 一d ) t ( 3 3 ) 当系统输出达到稳定时，必然有每个周期内的电感电流净增量为零： i i l l i = i i l 2 l ( 3 4 ) 8负高压d c 仍c 变换器的研究与设计 将式( 3 2 ) 和( 3 3 ) 代入式( 3 - 4 ) ，可以解出输入输出电压与占空比的关系： d v o u t = 而v l n ( 3 5 ) 3 2 2d c d c 变换器优缺点 d c d c 变换器主要优点： ( 1 ) 功率管开启时工作在完全导通状态，导通压降很小，系统效率很高； ( 2 ) 可适应很大的输入电压范围，而不会对效率产生明显影响； ( 3 ) 改变电感与功率管的连接关系可实现升压、降压、负压等各种输出需求。 d c d c 变换器主要缺点： ( 1 ) 加入电感使外接器件物理体积增大； ( 2 ) 高频开关操作带来很大的噪声； ( 3 ) 结构复杂，线性控制使环路存在稳定性问题，需要仔细设计补偿电路。 3 2 3d c d c 变换器工作模式分类 当流过电感的电流不会降为零时，定义为连续导通模式( c c m ) ；而当电感电 流会降为零时，定义为非连续导通模式( d c m ) 。两种模式下电流曲线的区别见图 3 5 。在电感足够大，负载足够重时，系统更多工作在连续模式；而电感太小，负 载过轻或者负载开路时，系统很容易进入非连续模式状态。 相比d c m ，c c m 模式的优点是输出电压与负载无关，因此开环负载调整率 较好。如果电路工作于两种模式下，整个电路的频率响应会变化很大，控制电路 也将非常复杂。 i lc c m t t 图3 5 连续模式与非连续模式电流曲线 根据控制模式的不同可将d c d c 变换器分为脉宽调制、脉冲频率调制、调 宽调频和跨周期调制等。其中常见的脉宽调制( p w m ) 又可分为电压控制型脉宽调 制和电流调制型脉宽调制。 各种控制方式的优缺点不是本文的研究重点，本文将采用业界主流的电流控 制型脉宽调制模式来进行b u c k - b o o s t 电路的设计，并假定变换器始终工作在连续 导通模式。 第三章电源变换器基本结构及特点 9 3 2 4 电流型p w m 基本结构 v i n 图3 6p w m 电流控制型b u c k - b o o s t 简图 图3 6 为p w m 电流控制模式的b u c k b o o s t 结构简图：输出电压经过分压电 阻网络r l ，r 2 采样得到反馈电压f b 输送到误差放大器e a 的反向输入端，与带 隙电路产生的基准电压v i 也f 进行差值放大得到控制电压v c 。电流采样电路将 每个周期的电感充电电流采样并转换成电压信号后与v c 一起输送到p w m 比较 器进行比较。一旦电流采样信号超过v c ，比较器输出翻转，控制驱动电路改变 两个功率管导通状态进入放电阶段，直到下一个周期开始，再次进入充电阶段。 v c 限制了电感电流的峰值，同时起到调节占空比的作用。 3 2 5 次谐波失真与斜坡补偿 电流控制模式在占空比大于5 0 时不可避免地会出现次谐波失真问题，它将 导致变换器的开关波形陷入一个周期脉宽较宽，另一个周期脉宽较窄的混乱情况， 使输出电压纹波增大，且环路响应严重变差，下面将详细分析其产生原因。 首先观察占空比小于5 0 时的情况，如图3 7 所示。 t 图3 7 占空比小于5 0 时的电流抗扰动图 1 0负高压d c d c 变换器的研究与设计 其中m l 和i n 2 分别是电感电流的上升斜率和下降斜率。假设零时刻产生一扰 动电流i o ，1 1 是经过一个完整周期后的扰动电流新值，从图中应有如下关系： m l = 等m 2 = 等 m6 ， m l = 了m 2 = 了 3 。6 1 1 - i o 盖 o - 7 ) 经过n 个周期后，由最初的扰动电流i o 引起的积累电流误差i n 为： i n = i o0 ) n 限8 ， 也就是说，在占空比小于5 0 时，即i n 2 小于m l 的情况下，经过n 个周期后， i n 将远小于i o ，随机产生的扰动电流将自动被衰减掉。但是同时从式( 3 8 ) 也可 以看出，在占空比大于5 0 时，m 2 大于m 1 ，n 次方项将远大于1 ，也就是说电流 扰动将会被增大，而不是被衰减。图3 8 显示了此时扰动电流的变化情况。 图3 8 占空比大于5 0 时的电流抗扰动图 ”目前公认的解决电流控制模式在占空比大于5 0 时的次谐波振荡问题的最好 办法是斜坡补偿【2 j 。斜坡补偿的方法有以下两种：一种是在控制电压v c 处叠加 斜坡补偿电压，形成新的控制电压，输入到p w m 比较器的一端与电流反馈电压 进行比较。另一种则是在电流反馈电压处叠加斜坡补偿电压，再将二者的和输入 到p w m 比较器，与控制电压进行比较，去控制占空比，两者实际是完全等效的。 图3 9 加入斜坡补偿后的电流抗扰动图 t 第三章电源变换器基本结构及特点 图3 9 为加入斜坡补偿后的电流抗扰动示意图，可以证明经过n 个周期，由 初始扰动i o 引起的积累电流误差i n 为： 地划。( 篆书n m9 ， i i l c 为补偿斜坡电压等效的补偿电流斜率，可见扰动能被衰减的条件3 】： m 2 一m c t - 二 ( 3 - 1 1 ) 由于 m 1 d t = m 2 ( 1 一d ) t ( 3 1 2 ) m c ( 1 一嘉) m 2 可见，占空比越大时需要斜坡补偿提供的蛾就越大，极限情况下，占空比等 于1 0 0 时应有： 】 m c i m 2 ( 3 1 4 ) 也就是说斜坡补偿只需满足式( 3 - 1 4 ) 就可确保任意占空比情况下都不会出现 次谐波失真。 3 3 电荷泵 电荷泵电路的结构有很多，但是基本原理几乎都相同，都是利用电容的维持 电压能力，结合时钟来推高电压，它可获得比输入电压高很多的输出电压。下面 以经典的d i c k s o n l 4 1 电荷泵来介绍其工作原理。 3 3 1d i c l ( s o n 电荷泵基本原理 v 矾 c 眦l c i i 2 一m 刖州脚 胪州 。l k l 八八几八攀 c 1 垃- 、八八八厂掣 图3 1 0d i c l ( s o n 电荷泵原理图 o u t r l 负高压d c d c 变换器的研究与设计 图3 1 0 中d o ，d l ，d 2 d n 为无压差理想二极管，c o ，c l ，c 2 c n 为推 拉电容，c l ，r l 为输出电容和等效负载，c l k l 和c l l 【2 为两相不交叠时钟，占空 比均为5 0 ，高低电平分别为v i n 和零。初始状态各电容上电压均为零。启动后， 前半个周期里，c l k l 为低c l k 2 为高，二极管d o 正偏导通，d l 反偏截止。v 烈通 过d o 对电容c o 充电，使c o 上获得v i n 压差，) ( o 点电压为v 烈。后半个周期， c l k l 为高，c l k 2 为低。此时c l 下端电位为高，由于c l 上的电压差不能突变，x 0 点的电位将被抬高到两倍的v i n 。此时d o 反偏截止，d l 正偏导通，d 2 依然反偏， 电容c l 通过d l 给c 2 充电。当充电周期足够多时，c l 两端将最终获得v n 的稳 定压差，x 0 节点将保持在v i n 至2 v i n 间翻转。以此类推，x l 节点将在2 v i n 至 3 v i n 间翻转，x 2 节点将在3 v i n 至4 v i n 间翻转，x n 1 节点变化范围为n v i n 至 ( n + 1 ) v i n ，所以最终输出电压为( n + 1 ) v i n ，也就是说在输出端获得了比输入大n + l 倍的电压。 3 3 2 电荷泵优缺点 电荷泵结构主要优点： ( 1 ) 强大的倍压能力； ( 2 ) 省去了电感，物理体积更小； ( 3 ) 电荷泵的输入输出不存在与占空比有关的线性关系，大多数控制电路依 然采用非线性控制1 5 儿叭，不存在稳定性问题，设计简单。 电荷泵的缺点： 上面的分析都基于二极管无导通压降完全理想的前提下，事实上这样的理想 情况不可能存在。由普通硅p n 结构成的二级管都不可避免地存在o 7 v 左右的正 向导通电压的损耗，即便以低压降著称的肖特基二极管，导通压降普遍也在0 3 v 以上。而试图将这些二极管全部片内集成时，通常采用二极管连接的m o s 管来 替代，也就是说每个m o s 管都会需要至少一个阈值电压来保证其开启，并且其 上流过的电流越大，源漏压降也会相应增大，在低输入电压的应用中，其效率必 然变得很低。此外，由于每个m o s 管都需要非常大的器件尺寸以确保流过大电 流时尽可能小的导通压降，多级的电荷泵将会造成芯片面积的巨大浪费。采用非 线性控制，固然省去了稳定性补偿问题，却也带来输出纹波的不可预料性。 但是随着数码移动产品种类变得越来越多样化，驱动这些产品的电压也变得 五花八门，已经有一些产品对电源管理芯片提出了需要更高的电压需求，人们又 不得不回过头来审视曾经被视为无用的电荷泵。可以看到如果能够给电荷泵提供 比较高的输入电压，倍压的优势将会非常明显，效率的降低也还在可接受范围。 第三章电源变换器基本结构及特点 只用两级电荷泵，就可以将2 0 v 电压升高到4 0 v 左右，而这样高的输出电压在 2 7 v 供电的d c d c 电路中几乎是不可能实现的。 3 4 小结 电源变换器的几种结构都有其优点和局限性，本文的目标就是整合这三种结 构，发挥它们各自的优点，实现设计目标。 最终本文将采用三段式结构来实现3 0 v 的输出电压，整体结构框图见图3 1 1 。 第一级为传统b u c k b o o s t 型的d c d c 变换器，实现1 8 v 输出电压；第二级为电 荷泵级，将1 8 v 倍压，产生3 4 v 左右输出电压；最后一级为线性稳压器级，以 获得尽可能平滑的稳定3 0 v 输出电压。 图3 1 1 本文芯片结构框图 第四章b u c k b 0 0 s t 系统级分析 第四章b u c k - b o o s t 系统级分析 4 1 主回路器件的选择 在选择主回路中电容电感值之前需要首先先确定开关频率，一般情况下，电 容电感值总是随着频率的增大而减小，物理体积也相应减小，所以应尽可能采用 高的开关频率。但是频率高到一定程度时，系统内部模块自身的延时变得越发重 要，成为制约频率进一步升高的瓶颈。目前主流产品的开关频率在兆( m ) 级，本 文设定的开关频率为1 m h z ，也就是周期为1 u s 。 确定开关频率后，电容的选择就比较简单，输出纹波电压的要求限制了输出 电容的最小值。电感充电的d t 时间内，输出电容与电感隔离，负载将完全从电 容上获取电量，使输出产生纹波，且输出电流越大，电压纹波也越大，故应以最 大输出2 0 0 m a 进行计算。最小输入2 7 v 时，有最大占空比，由公式( 3 5 ) 计算出 的d 约为8 5 。 “ q = 2 0 0 m a 8 s 1 u s = c 。v r i p p l e( 4 1 ) 1 7 0 n c = 丽4 圳 根据纹波电压小于1 0 0 i n v 的要求，可以得出电容需要大于1 7 u f ，故可选最 小的标准电容为2 2 u f 。 在负载大于等于1 0 0 n a 时，希望变换器始终能够工作在连续模式下，其最低 电流限制了可供选择的电感最小值。 系统工作在连续模式的条件是电感电流纹波小于两倍平均电流： 半d t 2 击i o u 。 3 ) t d t 2 。西1 0 u t 4 。3 l v 1 n d t 。面 4 - 4 ) 1 一d 可见在输入电压最大，输出电流最小时有最差情况的电感值l ：4 u f ，标准电 感的可选最小规格是4 7 u h 。 电容、电感值并不是越大越好的，后面的建模部分将会看到，过大的电容电 感会压低右半平面零点的频率，使环路补偿变得困难。 4 2 效率与功率管尺寸 需要知道影响效率的最主要因素是哪些，这将是设计环路中两个重要元件： p 型与n 型同步整流管尺寸的主要依据。它们的尺寸决定了功率管的导通电阻， 1 6负高压d c d c 变换器的研究与设计 进而影响占空比等一系列参数。更重要的是，功率管作为环路的一部分，其尺寸 的差异可能会影响环路的稳定性。 4 2 1 效率的主要影响因素： d c d c 变换器效率不可能达到理想的1 0 0 ，电路中影响效率的主要因素有： 一、控制电路消耗：p q 电路所有的控制电路，包括偏置电路，运算放大器，比较器等几乎所有模拟 电路模块都需要一定的静态电流来维持其工作，数字电路虽然理论上不存在静态 电流损耗，但是由于总数量很大，在频率很高时，其栅极在状态改变中由寄生电 容充放电造成的损耗同样不容小视。 很多数码产品需要保证足够长的待机时间，也就是说即使空载也要能持续工 作几天。以市场上常用的1 0 0 0 m a h 锂电池为例，为了实现超过4 天的持续待机时 间，需要电源芯片的控制电路静态电流消耗控制在1 0 0 0 ( 2 4 奉4 ) = l i l 认以内。 这种情况下，内部控制电路的静态电流变得异常重要，因此最大限度地减小 控制电路的静态电流，数字电路采用较小的器件尺寸成为努力的方向。 控制电路的总功耗可表示为： p q = v i n i q( 4 5 ) 二、功率管导通电阻热耗散p 僻 理论上希望功率管都是无电阻的，实际中这种设想不可能实现。b c d 6 s 工艺 中用做功率管的d m o s 管，其沟道长度无法改变，导通电阻与其宽度近似成反比， 比例系数与具体的d m o s 管类型有关。例如在b c d 6 s 工艺中，耐压3 0 v 的 n d m o s 管，k l n 约为7 q n l l l l ，而p d m o s 管则为1 3 q 眦l 左右。 热耗散功率表示为： p r e s = i l z d r p + ( 1 一d ) r n 】( 4 6 ) 三、功率管栅极寄生电容充放电的能量损耗p 。 一味地增大功率管的面积以减小导通电阻来提高效率也不是始终有效的，增 大功率管面积带来的最大负面效应就是增大了功率管的寄生电容，寄生电容的大 小与其面积成正比。同样以耐压3 0 v 的d m o s 管为例，n d m o s 管的c g s 约为 o 2 w n ，c g d 约为3 3 w n ，而p d m o s 管的c 笋约为o 2 w p ，c g d 约为1 8 w p ， ( 上述电容单位均为p f ) 。w n 和w p 分别为n 管和p 管沟道宽度。 可见理论上在增大w 降低导通电阻和减小w 降低寄生电容两个不同方向上 存在个最优的w 值。 第四章b u c k - b o o s t 系统级分析 四、死区时间损耗p d 为了最大限度地增大集成度，减少片外元件数，本文选择以片内集成同步整 流管来代替外接二极管，以获得更低的导通压降。但是由于功率管栅极电容很大， 驱动电路需要几l l s 甚至更长时间来使栅极翻转，可能存在两个d m o s 管同时导 通的隐患，因此需要在两个功率管的开启与关断之间人为地加入一些延时，以确 保在二个功率管完全关断后另一个功率管才开始导通。这个延时称为死区时间， 在这段时间里，d m o s 管由其体二极管来提供续流，工作方式与普通二极管相似， 导通压降约为o 7 v ，这段时间的平均功耗会比正常导通时大。 五、其他损耗p 。 很多时候为了防止穿通( 穿通原理见本章第4 节) ，有必要把用做开关管的功 率管分成两个并联的形式，分段使其导通，中间加入一定时间的延迟，同样会增 大一些损耗。 通过上面的描述，确定了效率损耗的几个主要方面，于是总的功率可表示为： p a l l = 耳e s + p c + p q + p d + p t + p o u t( 4 7 ) p o m 为输出功率，故效率可表示为： d n = 竺 ( 4 8 ) 1 1 = i 一 【4 。子) 4 2 2 功率管最优尺寸的确定 当控制电路的电流消耗被降低到1 i i 认以下，而死区时间损耗并不太大并且似 乎没有太好的办法解决后，会发现影响效率的两个最主要因素是p 瞄和p 。，计算 这两个能量之和的最优值也就成为选择功率管尺寸的主要依据。 b t = 耳e s + p c = 慨) 2 【d 笔m 叫销 + 2 c g d n o w | n ( n v r o u t ) 2 + c g 。n o w v r d r i v e ，( n v r o u t ) 】 + 【c g d p o w r p ( n v o u t ) 2 + c g s p o w r p v r d r i v e r n 】 ( 4 9 ) 式( 4 9 ) 中第一项为导通电阻的耗散功率，第二项和第三项分别是n 管和p 管 的栅电容充放电损耗。w n 和w p 单位为i 姗，c 刚。表示单位长度( 1 m m ) n 管的栅 源间电容的大小，v 鲥，盯为控制功率管导通的驱动电压，一般设定为3 v 。求解式 ( 4 9 ) 的最小值可将氏分别对w n 和w p 求偏导并令结果为零： 1 8 负高压d c d c 变换器的研究与设计 蔫一一慨) 2m 圳第+ z r c g 姗删一v o u d 2 w k = i o u + f c g s n o v d r i v e r ( v i n v o u t ) ( 4 1 0 ) 壶：墅! 业。4 2 f c g d n o ( v i n v o u t ) 2 + f c g s n o v r d r i v e r ( v i n v o u t ) 器一一慨) 2 o 警+ r c g d m n 一叩2 + f c g s p o v d r i v e r n ( 4 3 ) w ；= i o u t 志k n ( p ) ( 1 一d ) 2 “o n u7 f c g d p ( v i n v o u t ) 2 + f c g s p 。v d r i v e r ( v i n v o u t ) ( 4 4 ) 由式( 4 - 1 1 ) 和( 4 一1 3 ) 可以看出只要知道系统稳定时的占空比d 、开关频率、负 载电流，就能根据工艺参数计算出效率最优时的功率管尺寸。 4 2 3w n 和w p 的定量计算 以输入电压为典型值3 6 v ，输出电压为1 8 v ，负载电流为l o o i l 认为例进行 计算。 首先在忽略功率管导通压降的情况下估算占空比的近似值： v o u t 一1 8 d = j 雨了可丽= j 厕 = 8 3 ( 4 5 ) 代入公式( 4 - 1 1 ) 和( 4 1 3 ) 解出w n = 1 1 4 7 m m ，w p = 3 0 r 砌。 写出考虑功率管导通压降后的占空比表达式： v o u t v d n l j = = 一 一 一v i n + v o u t + v d p v d n _ 1 8 。南 = i 石霜事筹菩焉 。 带入w n 、w p 值计算修正后的占空比：d = 8 4 ，再次代入公式( 4 1 1 ) 和( 4 1 3 ) 计算出新的w n 、w p ： w k = 1 1 7 m mw r p = 3 0 m m 第四章b u c k b o o s t 系统级分析 1 9 4 3 环路稳定性建模 整个d c d c 变换器可以看成是一个动态的负反馈环路系统，如何去判断这 样一个复杂的环路是否稳定，如果不稳定，又该在什么地方，做什么样的补偿， 显然不能靠凭空猜测。开关电源的频率高，仿真时间长，即便强大的处理器进行 拓扑仿真也极费时间，想通过一次次尝试来确定补偿值很不现实，其结果也极不 可靠。因此需要通过建模来获得环路的波特图，帮助分析和设计频率补偿电路。 4 3 1b u c k b o o s t 传递函数 通过推导开环传递函数的方法可以得到影响频率特性的零极点频率用。( 传递 函数详细推导参见附录一) d ld r 6 v r o ( s j 一 一s 百r = 面严瓦一百f = 丽十上 一=一-_-二；-!?二二-一 6 d l 。加户s 2 搀+ s 旆+ 者割+ f + 1 ( 4 7 ) 其中r = d r p + ( 1 d ) r n ，r p 和r n 分别为两个功率管的导通电阻。 当i k ( 1 d ) 2 r l ，及r l c l r l 时，将分母和分子简化并令其等于零： 。l c t l 5 2 而+ 5 t 面瓦+ 1 0 “。8 d l + 1 = o ( 4 ) 传递函数中存在两个极点和一个右半平面零点： l 哗l ，2 = 一瓦瓦 ( 4 1 0 ) m