（微电子学与固体电子学专业论文）超宽带环境振锁相环研究与设计.pdf

j 删删j j j j 脚删脚j j | j | 删j j j j 册 | y 19 6 9 2 6 3 摘要 几乎所有的现代通信系统都需要稳定的周期信号时钟来提供基本的时 序基础。周期时钟信号的产生由于受制造工艺的限制成为高速通信系统急需解决 的问题，这些时钟信号一般由锁相环电路产生。本文系统研究了锁相环的环路稳 定性能、环路噪声性能，和模块电路设计。从片内集成易行性、小面积、多相位 角度出发，选择环形振荡器作为电路核心，研究和实现应用于多边带频分复用超 宽带无线接收器中的锁相环设计。 首先，从锁相技术基本理论出发，提出了基于开环最大阈值法的三阶闭环设 计方法。这种方法是对已有的二阶闭环近似分析三阶锁相环方法的改进，其对锁 相环线性建模真实反应了环路的动态特性，且比传统的三阶闭环分析更直观、简 单。同时详细推导了三阶线性模型的输入阶跃响应，并给出了对应的三阶开环( 波 特图) 和三阶闭环( 根轨迹) 的分析与验证。接着结合模块电路噪声特性分析了 环路的噪声性能，根据超宽带系统指标特点使用最小带内积分噪声设计方法确定 了环路带宽，对稳定性、噪声和功耗性能进行了权衡，给出了环路参数设计的完 整流程。 然后，系统总结了现有的环振噪声分析理论，分析了各种结构电路对几类噪 声源的反应机制。并针对高频、低功耗、低噪声环振设计要求，以及高频应用下 环振v c o 的工艺和温度相关频偏与小增益的矛盾，提出并设计了两种新型电路， 均使用0 1 8 m 标准c m o s 工艺，1 6 v 电源电压，经流片验证，测试结果均符 合设计目的。 最后，对锁相环中重要模块电荷泵电路和高频分频器进行了详尽的分析并设 计了满足设计指标的电路。其中在电荷泵电路分析中给出了环路参考时钟频率杂 散和电荷泵噪声的理论推导，设计了高匹配度的电荷泵电路。在高频分频器分析 中从多个角度分析了共源耦合结构分频器的工作原理，从而指导电路低功耗设 计，并提出了输出幅度稳定，宽工作频率范围的高频分频器。 关键词超宽带锁相环环路稳定性带内积分噪声环形振荡器电荷泵分频器 c m o s 频率杂散噪声优化 中图分类号：t n 4 9 2 a b s t r a c t a l m o s ta l lm o d e mc o m m u n i c a t i o ns y s t e m sn e e ds t a b l ep e r i o d i cs i g n a l s ，c l o c k s ， t op r o v i d eb a s i ct i m i n gf o rf u n c t i o n s t h eg e n e r a t i o no fs t a b l ep e r i o d i cs i g n a lh a s b e e na nu r g e n ti s s u et ob er e s o l v e dd u et ot h ef a b r i c a t i o np r o c e s sl i m i t a t i o n t h i s t h e s i sh a ss y s t e m a t i c a l l yr e s e a r c h e dt h ep h a s e - l o c k e d - l o o pf r o mt h ea s p e c t so fl o o p s t a b i l i t y , l o o pn o i s ep e r f o r m a n c ea n db l o c k i n g c i r c u i td e s i g n a l s oo n el o w c o s t h i g h p e r f o r m a n c ep l lf o rm b ( m u l t i b a n d ) 一o f d m ( o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o n m u l t i p l e x i n g ) u w b ( u l t r aw i d eb a n d ) t r a n s c e i v e rh a v eb e e nd e s i g n e dw h e r er i n g o s c i l l a t o ri sc h o s e na st h ec o r ec i r c u i tc o n s i d e r i n gt h ef a c t o r sl i k ef e a s i b i l i t yo f i n t e g r a t i o n ，s m a l la r e aa n dm u l t i p l ep h a s e s f i r s to fa l l ，an e w3 - o r d e rc l o s e l o o pl i n e a rm o d e lp r o m i s e dw i t ht h eh i g h e s t p h a s em a r g i no ft h e3 - o r d e rp l ll o o p i s p r o p o s e d ，w h i c hu p d a t e st h e2 - o r d e r c l o s e - l o o pa n d3 - o r d e ro p e n l o o pm o d e l s d e t a i l e dr e a s o n i n gp r o c e d u r eo fi n p u t t r a n s i e n tr e s p o n s ef o rp l l3 - o r d e rl i n e a rm o d e l ，a l o n gw i t hi t so p e n l o o pb o d ea n d c l o s e 1 0 0 p l o c u sr o o th a v e b e e no b t a i n e dt og u i d et h el o o ps t a b i l i t yd e s i g n m e a n w h i l e ，t h eo p t i m u mo p e nl o o pb a n d w i d t hh a sb e e n c h o s e nt o o b t a i nt h e m i n i m u mi n t e g r a lp h a s en o i s ei nl o o pb a n d t h e n ，i no r d e rt ot r a d eo f fb e t w e e nt h e c o s ta n dp e r f o r m a n c eo fs u p e r - f i n ep h a s ew h e nr e a l i z i n gt h el o w n o i s el o w p o w e r h i g h p e r f o r m a n c ep l l f o ru w ba p p l i c a t i o n ，ao p t i m u ml o o pp a r a m e t e rd e s i g nf l o w i st a b l e d t h e n t h et h e s i sh a ss u m m a r i z e ds e v e r a ln o i s em o d e l sf o ro s c i l l a t o rf r o mt h e s i d eo f a p p l i c a b i l i t yi nf o r mo fn o i s es o u r c ea n d c i r u i tr e s p o s em e c h a n i s m a n di n o r d e rt ot r a d eo f fb e t w e e ns m a l lg a i na n dl a r g ef r e q u e n c yv a r i a t i o nd u e t op r o c e s sa n d t e m p e r a t u r ef l u c t u a t i o ni nh i g hf r e q u e n c ya p p l i c a t i o nw h e nr e a l i z i n gt h el o w - j i t t e r l o w - p o w e rh i g h p e r f o r m a n c ev c o ，t w o n o v e l r i n g o s c i l l a t o r sh a v eb e e n s i l i c o n p r o v i d e ds a t i s f y i n gt h er e q u i r e m e n t ，w h i c hh a v eb e e ni m p l e m e n t e di n0 18 一u m s t a n d a r dc m o s p r o c e s su n d e r1 6s u p p l yv o l m g e f i n a l l y , ar e a s o n e da n a l y s i so nc h a r g ep u m pa n dh i g h f r e q u e n c yd i v i d e rw a s b r o u g h tf o r w a r da n d d i r e c t e dt h ec i r c u i td e s g i n f o l l o w i n gt h ed i s c u s s i o no nr e f e r e n c e s u p e ra n dn o i s eo fc p , ah i g hp e r f o r m a n c ec h a r g ep u m pw a s s h o w n a n dt h ep r e s e n t d i v i d e rc a nw o r ku n d e rl a r g e1 5 r e q u e n c yr a n g ew i t hs t a b l eo u t p u ta m p l i t u d e k e yw o r d s ： u l t r a lw i d eb a n d ；p h a s el o c k e dl o o p ；i n t e g r a t ep h a s en o i s ei nb a n d ；r i n g o s c i l l a t o r ；c h a r g ep u m p ；d i v i d e r ；c m o s ；f r e q u e n c ys p u r ；p h a s en o i s eo p t i m i z a t i o n c l cn u m b e r ：t n 4 9 第三章环形振荡器设计 1 概论 1 1 课题研究背景和研究现状 随着无线通信技术发展，其最基本的“载体一频谱也日益紧缺，这将是未来无线 通信技术面对的最严峻的挑战。近年来，一类重复利用频谱资源的无线技术被一些研 究机构和标准制订组织相继提出，这其中最典型是超宽带无线通信技术( u l t r aw i d e b a n d ， u w b ) 。u w b 这种无线新技术背后的核心思想是无害共享可用的频谱资源，极大地提 高了频谱利用率，以缓解日益增长的无线业务需求与日渐匮乏的频谱资源之间的矛盾。 此外，根据香农的信道公式，信道容量与信号带宽成线性关系，与信噪比成对数关系。 因此，采用较宽的信号带宽比采用较大的信噪比更有效地提高数据传输速率。由于超 宽带通信系统具有潜在的短距离高速通信的能力，近年来，它引起了国内外学术界和 工业界广泛的关注。2 0 0 2 年4 月2 2 日，美国联邦通信委员会( f c c ) 发布了民用u w b 设备使用频谱和功率的初步规定，根据f c c 的规定，室内u w b 通信的实际使用频谱 范围为3 1 - 1 0 6g h z ，并在这一范围内，有效各向同性发射功率( e i r p ，e f f e c t i v e l s o t r o p i cr a d i a t e dp o w e r ) 不超过一4 1 3 d b m m h z 。在2 0 0 7 年3 月，由英特尔、德州仪 器等倡导的m b o a 1 ( m u l t ib a n do f d m a l l i a n c e ) 联盟的m b o f d m 标准通过i s o 认证， 正式成为第一个u w b 的国际标准，在产品方面，m b o a 联盟的芯片已趋于成熟，具 有代表性的产品是w i s a i r 公司开发的u w b 芯片组，已获得美国f c c 认证。鉴于目前 的现状，本文的研究内容将基于m b o a 联盟的m b o f d m 协议。 国内在射频集成电路的实现上还处于起步状态，只有少量的文章发表。对u w b 相 关技术研究较多的是天线、通信模型及信道分析、基带处理等系统方面，因此，在国 际上u w b 芯片方面的研究不断升温的时候，国内的相关工作急需展开。在u w b 收发 机中频率综合器设计一直是研究的热点。国外已发表的相关论文提出了各种频率规划 并设计了相应的频率综合器【2 0 2 1 。就频率综合器电路而言，其已发展得很成熟，形成了 各种类型，如锁相式频率综合器、直接数字频率综合器( d d s ) 、双环或多环锁相式 频率综合器、d d s 与p l l 混合式频率综合器等，但是在u w b 收发器应用中，从功耗、 面积、性能综合考虑，绝大多数发表的设计均采用锁相环式频率综合器。本文同样选 择了基于锁相技术的频率合成技术，即锁相式频率综合器作为研究的对象。概括来说， 就是对数模混合式电荷泵结构的锁相环进行研究和设计。 在目前广为应用的数模混合式电荷泵锁相环中，主流压控振荡器( v c o ) 的实现 主要有l c 谐振器和环形振荡器两大类( 此外还有一种不常用的张驰振荡器) 。l c 谐振 结构具有品质因数q 值高的优势【l3 1 4 】，在要求非常低的抖动相位噪声性能的应用中常 第三章环形振荡器设计 常采用。但是有时考虑到面积限制，较大面积的电感必须置于片外。然而考虑到片间 接口的功耗和寄生效应等因素，越来越多的全集成芯片被用户所需求，这就要求使用 片上集成电感。片上集成电感一方面精确建模困难，且其品质因数也较分立电感元件 差，另一方面还需要在流片工艺中加入额外流程，并不为标准c m o s i 艺所兼容，而 且所占芯片面积也比较大。 相比之下，环形结构压控振荡器所需的芯片面积却可以远远小于l c 谐振器，不仅 如此，环形振荡器其优良的工艺兼容特性( 兼容标准c m o s 工艺) 、天然的多时钟相 位输出以及宽可调协范围特性也都是l c 振荡器所望尘莫及的。而其中某些特性正是目 前很多通信系统所必须要求的。虽然环形振荡器也有其内在缺陷，即有源器件本征q 值低( 且与功耗成反比) ，造成抖动相位噪声特性较差，这限制了它在某些高速低功 耗无线系统中的应用。但是在对功耗需求以及近载波相位噪声要求相对不高的有线数 据通信中，如i i o g h z 以太网，s o n e t ( s y n c h r o n o u so p t i c a ln e t w o r k ) 以及u w b 等， 环形振荡器可以很好地取代l c 谐振器。而且随着工艺特征尺寸的下降，环振的噪声及 功耗能够得到很大改善。 1 2 论文的主要工作和贡献 本论文的工作的主要内容和贡献包括 1 ) 提出了基于开环最大相位裕度法的三阶闭环稳定性分析。从三阶时域响应、三阶开 环波特图、三阶闭环根轨迹多个方面实际验证了这种系统稳定性设计方法的准确性 和直观性。推导出开环参数与闭环系统稳定性、动态响应间的联系，以此较为直观 地指导环路参数设计。 2 ) 全面分析了以最小化带内积分噪声为设计目的的锁相环电路设计。给出了环路参数 设计的完整流程。 3 ) 在分析环形环振器电路噪声中，从噪声源和电路对噪声响应两方面全面分析了电路 内、外部噪声，相关、非相关噪声，并给出对电路设计的指导性结论。 4 ) 为提高固定工艺下环振的工作频率，以及解决环振高频p v t 敏感特性和小频率增益 间的矛盾，提出了多输入延迟单元的环振电路，芯片验证说明设计达到了预期效果。 5 ) 为减小高频环振功耗，提出了使用倍频器的环振电路结构，设计7 s s bm i x e r 结构 的倍频器，并级联设计了带隙基准电路、线性电压源电路和环振电路，提出级联测 试方案。芯片验证结果说明设计达到预期效果。 6 1 深入分析7 s c l 结构分频器的工作原理，从混频器角度、环振角度和系统特征模式 各个角度进行分析，深入揭示了功耗、工作频率和输出幅度间的关系，进而设计了 一个了恒定输出幅度，大工作频率范围并且是低功耗的二分频分频器。 2 第三章环形振荡器设计 1 3 论文的组织结构 本文主要研究的内容是应用于超宽带环振锁相环电路，论文的具体组织结构如下： 第一章“概论 首先指出锁相环噪声和频率杂散对系统s n r 三种形式的恶化，然 后与窄带g s m 系统对比推导u w b 系统对锁相环的设计指标，接着介绍了对噪声描述的 几种表达形式及其内在联系，为后文分析定义变量含义。 第二章“锁相环环路分析与设计”首先对锁相基本原理和各个模块进行了概述， 之后主要从环路稳定性和带内积分噪声两个大方面进行论述。之中环路稳定性主要描 述了提出的基于最大相位裕度法的三阶闭环设计，并与其他方法进行了对比，说明其 优点。最小带内积分噪声设计方法是针对u w b 接收器应用背景指标要求采用的。最后 结合稳定性和噪声性能给出了统筹设计环路的流程，并给出实际的设计仿真图。 第三章“环形振荡器设计”首先进行了电路噪声分析，从噪声源和噪声对电路作 用机理两方面进行。然后提出了两种新型延迟单元的环振电路，分别是多输入延迟单 元结构和倍频式结构，每种结构均给出了对性能改进的理论分析，以及对电路详细设 计说明，并用测试结果予以验证。 第四章“锁相环电路模块设计”主要分析了电荷泵工作原理、对环路频率杂散和 噪声的贡献，设计了高匹配性的电荷泵电路；分析了高频分频器的工作原理，设计了 稳定输出幅度、高频率调谐范围低功耗的高频分频器电路。 第五章“总结和展望”总结了本论文的工作，并给出了今后迸一步的研究方向 1 4u w b 接收器中锁相环指标制定 各种无线通讯系统的调制格式和读写方法不尽相同，但是典型的无线信号收发器 都具有如图1 1 所示的基本架构【1 5 1 。 图1 - 1 无线系统收发器基本架构 图中上、下变频可以通过一步实现也可以通过几次变频实现，放大器和滤波器可 以放置在链路的不同位置上。这种基本的收发机架构的一个核心就是基带发送信号或 无线接收信号( r a d i o f r e q u e n c y ，r f ) 与本振信号( 1 0 c a l o s c i l l a t o r , l o ) 的混频从而实 3 第三章环形振荡器设计 现信号的上变频和下变频，产生l o 信号的模块一频率综合器是整个收发器的关键 模块之一。 和其他通讯系统一样，u w b 收发器也是基于调制将接收到的信号向下搬移到适合 处理信息的频段以及将发送信号向上搬移到发送频段。在接收通路中，由于接收到的 信号在传输过程中已经被恶化，例如：路径衰减、其他信号干扰、多径效应、多普勒 效应等等，接收器必须以最小的损耗将r f 信号搬移到低频，所以接收器有严格的信噪 比( s i g n a l t o n o i s e ，s n r ) 要求。以g s m 为例，其接收器灵敏度要求为1 0 2 d b m ，却 要容忍0 d b m 的相关阻塞信号或干扰信号；在u w b 系统中，接收器灵敏度为一7 2 7 d b m ， 相关阻塞信号为1 0 3 d b m 。这些数据决定了整个接收器的信噪比指标，再根据通讯系 统协议特征确定收发器本振信号的噪声性能要求，例如g s m 所在频段受到邻近信号干 扰较为严重：而使用m b o f d m 的u w b 具有大带宽特性，这些不同特征决定了对本 振信号相噪指标制定的侧重点不同，这些将在下文详述。 1 4 1 相位噪声和频率杂散的影响 本文的噪声性能分析均是基于窄带频率调制理论( n a l t o w b a n df r e q u e n c y m o d u l a t i o n ，n b f m ) 1 1 6 , 1 7 ，本节首先简略解释信号的相位调制( p h a s em o d u l a t i o n ，p m ) ， 引出几个重要的噪声参数，然后分析本振信号噪声和频率杂散对接收机s n r 的影响。 将理想的本振信号记做： v o ( t ) = a c o s ( c o o t + 力o ) ( 1 - 1 ) 频率调制( f r e q u e n c ym o d u l a t i o n ，f m ) 后信号表现为频率随时间的变化： c o ( t ) = + c o oc o s ( 哪)( 1 2 ) 因为相位是频率的积分，所以对应的p m 调制是： 矽( f ) = 垒堡s i n ( ，) ( 1 3 ) 在窄带频率调制条件下，也即( a c o o ) 1 时将( 1 3 ) 带a ( 1 1 ) 得到： 瞰) 兰a c o s ( c o o t + 唬) 一i a 鲤c 。s w o o - a , , ) f 】+ i a 堕c 。s 【( 嘞+ ) f 】( 1 - 4 ) z 二 图1 - 2 p m 矢量示意图 由( 1 4 ) 搠l jc o 的频率扰动对y ( f ) 的影响是：y ( f ) 有最大相位偏移量巳，其大小 4 第三章环形振荡器设计 为 眈= a r c t a n ( a c o o c o = ) = ( a c o o )( 1 5 ) 在频率谱上表现为在频偏血处出现电压幅度为( a 2 ) ( a c o o c o ) 的频率杂散信号 成分，也即彳已2 。记频率杂散信号相对v o 的幅度为，则有 a s p = ( 1 6 ) 当有多个频率成分的信号扰动调制时，在频率谱上出现，处，幅度为巳，2 的 多对频率杂散信号，其中巳。，= a c o o c o , ，。为了得到所有频率杂散对y ( f ) 的总体影响， 引入每一对频率杂散引起的相位偏移量均方根值 e i = 9 | 4 2 = 4 2 口州 q 那么，l 对频率杂散引起的相位偏移总体量为 压了一压7 一 ，删= 、吒，= 2 、d 妒2 ， r a d 0 - 8 ) yi = lyi = l 通常为了描述某一对频率杂散的大小，用杂散动态范围( t h es p u r i o uf r e ed y n a m i c r a n g e s f d r ) 【1 5 1 表示 s 眦= 黑= 2 0 l o g a s p ( 1 - 9 ) 上述的推导得出了噪声对本振信号的窄带调制在频率、相位和电压幅度上的表现 及相互之间的关系。 噪声归一化电压功率 谱密度( 1 h z b w ) 。协 。” 噪声相位偏移功率 谱密度 r a d 2 h z n 。) = 夺2 徊。) - - _ _ p 0 3 0 - - - 90h z + c o 。) a 2 0 3 0 ( 9 0 + c o m 图i 3 噪声在电压功率谱和相位偏移功率谱上的表现 将信号的相位噪声边带频谱成分看作是连续的多个信号杂散，这些杂散的平均功 率就是对应的相同频偏处相位噪声1 h z 带宽内的功率。记电压幅度频率谱上频偏处 噪声功率为昂( c o o ) ，对信号功率爿2 归一化后大小为n ( ) ，和频率杂散推导( 1 7 ) ， ( 卜8 ) 类似得到频偏的相位噪声引起信号相位偏移均方根值故) ，以及一定带宽内 相位噪声引起信号总体相位偏移量q 图l 一3 是噪声分别在电压功率谱和相位偏移功 5 第三章环形振荡器设计 率谱上的表现。 矿( ) = 2 n ( )【r a d 2 n - l z ( 1 l o ) 盯；= 2 en ( ) 如。 r a d 2 】 ( 1 - 1 1 ) 为计算方便通常使用对数形式表示n ( ) ，记为：( r o d ： l ( r o 。) = 1 0 1 0 9 n ( c o 。) = 1 0 l o g ( 2 ( c o 。) ) 一3 【d b c h z 】 ( 1 _ 1 2 ) 一定带宽内积分相位噪声相位总体偏移量q 就可以表示为 l f “ 仃；= 2 。 2 】 (1一e 1 0 i o d c o r a d1 3 ) ， ” 所有噪声引起的信号相位偏移表现在时域上信号的抖动就是j i t t e r 值q 0 3 = 1 【s e e ( 1 1 4 ) 从上述定义可以看出相位噪声是随机信号，分布在整个频谱，杂散固定在某一个 频点，它们都影响了本振信号的频谱纯度。根据应用场合的不同，设计的本振信号或 者专注于抑制固定频点的噪声，或者专注于抑制整个频带内的积分噪声，或者对两种 都必须抑制。u w b 使用的协议特点使得本振频率设计更多关注带内积分噪声，下面将 对其分析。 噪声对s n r 的影响可以分为三者方式： 第一种是本振信号的功率谱噪声尾巴和阻塞信号互混频( r e c i p r o c a lm i x i n g ) 1 7 1 。 频偏国。功率昂的阻塞信号会因为互混频效应恶化r f 信号的s n r s n r ：蔓一 r 1 一1 5 、 d 上( ) 。b 。乞 、7 其中b 为信号带宽，b 为信号功率，( ) 为本振信号的相位功率谱。用对数形 式表达为 s n r i 据= ( 最l 蛳一b i 。跏) 一三( ) l 。& - 1 0 l o g 。b ( 1 1 6 ) 当取最糟情况下的阻塞信号功率弓，最微弱的信号功率b 时就能得到s n r 的最 小值。也就是说当对s n r 给定指标后，在如上情况下可以推出本振信号相位噪声的最 严格要求。 第二种是本振信号的频率杂散和阻塞信号互混频。如果本振信号有频率杂散发生 在和阻塞信号相同的频偏c o 。处，互混频效应将引起更严重的问题，尤其引起的信噪比 为 s n r l 咀= ( 最i 咖一兄l 咖) 一s f d r 。 ( 1 1 7 ) 其中s f d r 如式( 1 9 ) 定义，该式说明某个频点上的阻塞信号大小决定了本振信号 在这个频率上能容忍的最大相位噪声功率。 第三中情况是没有阻塞信号情况时，本振信号噪声自身引起信号s n r 的恶化或者 6 第三章环形振荡器设计 称为检波损耗( d e t e c t i o nl o s s ) ，s n r 衰减是本振信号噪声谱的积分函数，见式( 1 13 ) 。 通常式中的积分上限是r f 信号带宽，积分下限是数字基带中频率误差矫正运算能达到 的精度。必须注意的时，此时在信号带内出现的频率杂散也必须计算入相位偏移量 2 舢，中： a 女2 i 鲥= o 2 + o r 。s m 吲 ( 1 一、 t 舢，一个直观的表现是信号在星座图中旋转抖动1 8 j 9 1 ，如图1 - 4 jl 套 每 一 一 裕： 舂 图1 4 积分噪声对o f d m q p s k 4 信号影响星座图表不 1 4 2 相位噪声和杂散在u w b 锁相环中的指标制定 u w b 在w i m e d i a 规定的协议中，b a n dg r o u pl 有三个频点3 4 3 2 m h z 、3 9 6 0 m h z 、 4 4 8 8 m h z 带宽为5 2 8 m h z 。根据协议和公式( 1 一1 9 ) 得到信噪比要求。 s = 一1 7 4 + n f + s n r , , 。+ 1 0 1 0 9 b( 1 1 9 ) 其中，s 表示灵敏度为一7 2 7 ，f 表示噪声系数为6 6 ，b 表示带宽为5 2 8 m h z ，由 此可以求得信噪比的要求为7 4 。留出少量的裕度，将信噪比要求设为8 。接收信好灵 敏度为一7 2 7 d b m 。 对u w b 该频段内有影响的阻塞信号来自以下几种信号：其他u w b 设备该频段内 信号( 3 4 3 2 m h z 、3 9 6 0 m h z 、4 4 8 8 m h z 处) ，2 4 g h z 处的8 0 2 1l b 协议和5 g h z 附近 的( 5 15 - 5 2 5 g h z 及5 7 2 5 5 8 2 5 g h z ) 8 0 2 1 1 a 协议。在频偏超过5 2 8 m h z 处本振信 号的相位噪声已经可以忽略不考虑，所以在上述分析的噪声对s n r 影响中主要考虑第 二种和第三种噪声作用。考虑路径衰减( 距离以0 2 m 计算) 和声表面波滤波器选择滤 波( 以衰减3 0 d b c 计算) ，这三种发射信号功率在u w b 接收器天线处的功率分别为 一4 5 5 d b m 、一4 l d b m 和一4 0 6 d b m ，带入式f l 一17 ) 中 s f d r i d b c 一7 2 7 + 4 5 5 8 = 一3 5 2 d b c 3 4 3 2 3 9 6 0 4 4 8 8 m h z ( 1 2 0 ) s f d r d b 。 = 一7 2 7 + 4 l 一8 = - 3 9 7 d b c 2 4 g h z ( 】一2 1 ) s f d r i d b c = 一7 2 7 + 4 0 6 8 = 一4 0 1d b c ( 5 15 5 2 5 ) ( 5 7 2 5 5 8 2 5 ) g h z ( 1 2 2 ) 带内积分噪声对信号调制的影响机制这里不进行讨论，可以参考文献1 18 - 1 9 1 ，在 u w b 系统协议中要求噪声从4 1 2 5 m h z ( 5 2 8 m l l z 1 2 8 ) 信道宽度内积分值小于3 5 d e g 7 第三章环形振荡器设计 r m s 或者是0 1d b c 。 一个值得比较制定本振信号标准方法的通讯系统是g s m ，g s m 是一个窄带系统， 带宽为2 0 0 k h z ，这决定了本振信号指标制定与u w b 系统不同，是由互混频效应决定 而非带内积分噪声决定，也即上述第一种噪声起决定作用。g s m 所处频段为 9 0 0 m h z - 18 0 0 m h z ，在这个频段附近会对其产生互混频作用的阻塞信号分别存在于频 偏0 6 m h z 、1 6 m h z 、3 m h z 处，根据推导可得接收机其最小s n r 为9 d b ，由此可得 到在这些频偏处本振信号相位噪声的要求，其中最严格的是频偏3 m h z 处相位噪声小 于一l3 8 d b c h z 。 以上的推导都忽略了接收机链路内其他模块的n f ，例如l n a ，m i x e r ，f i l t e r 模 块，所以实际设计的电路将比上述推导更为严格。另外，上述分析是针对接收器中本 振信号的要求，在发射器中主要是由发射频谱罩决定本振信号噪声指标，一般来讲， 由于发射的信号没有经过衰减，对本振信号要求比接收机中低，此处不再另行推导。 8 第三章环形振荡器设计 2 锁相环环路分析与设计 2 1 锁相环概述及设计要求 电压控制振荡器电路( v o l t a g ec o n t r o lo s c i l l a t o r ，v c o ) 产生需要的振荡频率信号， 在一般的应用中不会单独使用v c o 电路，而是将v c o 电路镶嵌在锁相环环路中，有 以下几个原因。从功能角度讲需要锁相环电路控制、调谐v c o 的振荡频率；在性能方 面，实际的电路需要v c o 的振荡频率精度误差小于几个p p m ( p a r t s - p e r - m i l l i o n ) ，而 v c o 中使用的无源器件的精度偏差远远超过v c o 精度要求范围。反过来讲，当两个 复制的v c o 电路要产生相同的振荡频率，其器件的偏差会使得两个v c o 的控制电压 可能不相同，不符合实际产品需要。其次，v c o 振荡频率稳定性差，在短的时间内由 于电路噪声会产生频率漂移( 主要指近频噪声较差) ；长时间内由于温度和器件老化也 会改变频率。以上v c o 的性能缺限解决办法就是使用反馈机制将v c o 信号锁定在一 个稳定的参考时钟信号源，这个反馈电路就是锁相环环路。图2 1 是锁相环基本结构 图，相位比较器( p d ) 比较两个输入信号( 输入参考信号允，和环路反馈信号五) 得 到两者问的相位差，这就是环路的误差信号。理想情况下，反馈强迫允，和丘相位差 值恒定，频率相同，这就使得输出信号o u t p u t 锁定在参考频率n 倍。其中环路滤波器 ( 1 0 0 pf i l t e r , l p f ) 决定环路控制v c o 的动态性能。此外，在无线通讯应用中，输入参 考时钟通常使用晶振实现。晶振价格低并且可以通过改变晶体的物理特性使其振荡频 率及其精准。不过晶振的振荡频率通常不超过i o o m h z ，而且频率固定不可变，所以晶 振不能直接用作r f 应用中的本振信号。 、 必须注意的是p l l 环路使用的反馈系统是基于相位( v 。是铱和眈的函数) 而不 是基于频率( v 。不是名，和兀的函数) ，原因在于：对于任何反馈回路，如果d c 增益 不是无限大，那么输入信号和反馈信号间将始终存在误差( 有限的误差信号) 。所以如 果使用环路是对频率锁住，那么输出频率和参考频率间就会有一个误差，输出信号对 参考信号的频率跟踪精度没有基于相位锁住的环路的高。 锁相环最根本的工作原理就是采样v c o 输出信号的相位、与参考信号比较、比较 差值反馈控制v c o ，所以p l l 是一个离散的、非线性的系统。分析其稳定性以及动态 特性，并建立数学模型描述是一个复杂的、困难的工作。这里采取通常的解决办法， 在满足一定条件下，用传递函数( 线性时不变) 描述p l l 中各个模块间的级联工作， 只在分析各个模块自身的性能和参数时考虑模块具有的非线性或者线性时变工作特 性。例如，v c o 电路和电荷泵电路的噪声特性将作为非线性、时变系统在后面章节详 细分析，但其噪声作用于p l l 环路的分析只是使用线性的环路传递函数。 9 第三章环形振荡器设计 图2 1 锁相环基本结构图 上述所说可以用线性连续模型描述环路所满足的一定条件是指满足g a r d n e r 提出 的闭环带宽小于参考时钟的1 1 0 2 0 】。从直观上理解，如果l p f 参数设定的环路带 宽较窄，环路响应相对于已，是慢的，以已，为采样周期的p d 电路其周期性动作环路 来不及反应，环路响应的只是环路建立时间内的p d 输出平均值，也即d c 值。通常环 路带宽设定在( - o r d 的1 2 0 。当环路带宽取得较大，就必须使用离散线性模型描述环路， 避免出现连续模型不能预测的潜在稳定性问题，一个经验值是当环路带宽大于( - o r e f 的 l 5 时，由于环路l p f 带宽过大，导致控制线v c 上出现较大的电压波动，环路表现出 不稳定趋势，而如果仅仅用线性闭环s 变化的根轨迹分析是不能预测这个实际的环路 特性，但使用离散闭环z 变化能够正确预测环路实际的不稳定性【z 训。 基于线性系统分析，p l l 环路研究重点在于环路稳定性、环路对各个模块噪声的 传递、环路的动态特性( 建立时间) 、环路的工作范围( 频率锁住范围、频率牵引范围) 。 在为u w b 系统设计p l l 时，由于系统要求频率跳变时间小于9 4 n s ，远远小于p l l 环路的建立时间( 通常大于几百, a s ) ，所以选择了如下的频率综合器架构，p l l 只产 生固定频点的振荡信号，由于多级分频器的存在，环路中存在多个频率的振荡信号， 将这些信号混频产生所需要的本振频率，并通过选择器选择输出，这就使跳频时间仅 仅取决于选择器变化选通时间。这样一个频率综合器架构以及i 4 2 节中u w b 系统对 本振信号要求决定了p l l 电路设计的要求重点在于：环路稳定性以及输出本振信号带 内积分噪声，对环路的建立时间及动态特性没有较高指标。下面对p l l 的分析将围绕 这两个方面详细论述。 2 2 锁相环组成模块电路概述 2 2 1 压控振荡器 压控振荡器是锁相环的核心模块，它是一个电压控制输出频率的器件。在环路应 用中，控制电压线性控制振荡频率： o ) = + k 屹 ( 2 一1 ) l o 第三章环形振荡器设计 式( 2 一1 ) 中的o ) 是实际v c o 输出的瞬时频率，q 。是无外加控制电压时候v c o 的自由振荡频率( 固有频率) 。而k 一般称为v c o 的增益系数或者控制灵敏度，单 位是h z v 。k x v a t ) 是除了固有频率之外的那一部分受控频率，其值可正可负。理 想的压控特性曲线应该是一根直线，这在实际应用中只能在有限的控制范围内近似实 现，如图2 2 。超出这个范围，线性度变差，与线性系统中需要的v c o 增益偏离较大， 这会改变环路的性能，影响环路稳定性以及动态特性。在将v c o 放入p l l 环路建立 模型时采用的输入输出关系为电压到相位的转化，因为相位是频率的积分，用数学表 达式描述为 r 。( f ) = f 缈。+ i ：k 。v c ( t ) = 国。t + 0 2 ( 2 2 ) 所以有： 1 9 l 。= i ：k 。v 。( f ) = k 。i ：v 。( f ) ( 2 3 ) 使用l a p l a c e 描述为 一e ”c o ( s ) ：( 2 - 4 ) v c ( s ) s 由上分析，压控振荡器的数学模型中具有一个积分因子，这是相位和频率之间的 固有关系造成的，因此也是环路中固有的积分因子。压控振荡器一般要求好的频率输 出特性( 相位噪声和抖动低) 、输出线性范围宽、控制线性度好等等。 理想) 7 么_ 二二 峙一7 彳 图2 2 v c o 压控曲线 v c o 电路模块的噪声分析详见第三章，其噪声对应频率的曲线可以近似认为分为 三个部分，在低于1 广噪声拐点处噪声以一3 0 d b c d e c a d e 衰减，高于“厂3 噪声拐点v c o 噪声以2 0 d b c d e e a d e 衰减，直到由于仪器精度和电容( 感) 串联电阻的存在令高频噪 声变平而不是随频率下降。c m o s 有源管的1 f 噪声拐点通常在1 0 0 k h z 到1 m h z 之间， 如果使用环形振荡器其噪声拐点通常会较高接近1 m h z 。如果设计的p l l 带宽是 1 0 0 k h z 数量级，那么v c o 的1 厂区域噪声和1 f 2 区域噪声都在p l l 输出端有显示。 因此需用式( 2 5 ) 描述v c o 噪声性能 第三章环形振荡器设计 ( ) = 虿b + 瓦c 0 ) 2 + 。 ( 2 5 ) 翻【 其中妃( ) 是频偏的相位噪声引起信号相位偏移均方根值，b 和c 是比例常数， d 表示热噪声嗓底。 2 2 2 分频器 分频器实现了信号频率上的除法功能，对于环路分析需要推导出频率上的除法对 于相位变化上的作用。假设输入信号的相位受到频率的正弦噪声调制，也即如式( 1 3 ) 所示，那么输入信号相位表示为 九p ) = c o o t + 巳s i n f( 2 6 ) 输入信号的瞬时频率为 劬删= 掣= + 协c 。s ( f ) ( 2 - 7 ) 除以n 后输出信号频率表示为 。= 等= 等+ 掣 p 8 ， 通过积分可以得到分频器输出信号相位表示 m f ) = h 以) a t = 鲁f + 鲁s i n ( 吖) ( 2 - 9 ) 也即得到 = 掣( 2 - 1 0 ) 式( 2 9 ) 有两个部分，第一部分表示平均输入频率被分频到n ，第二项表示 信号的最大相位偏移量口。被降低了n 倍，而调制信号频率没有受到分频器分频作 用，通过以上推导可知，分频器的相位传递函数 ) 吃( f ) 就是一个简单的增益因子 1 。 2 2 3 鉴相器和电荷泵 鉴相器产生的信号正比于输入信号相位差值，其输入信号可以是正弦波、方波或 者其他周期性信号，并且占空比不一定需要5 0 ，在输出信号中会包括输入信号的各 次谐波，而环路需要的是其d c 值，所以鉴相器之后通常跟随各种滤波器。时序鉴频 鉴相器( p f d ) 不仅具有鉴相功能，同时还具有鉴频功能，即使工作在很小的频差下， 也可由单一的u p 或d o w n 控制电荷泵开启，并经过反馈后，将v c o 频率调整到与 参考信号同步。而且重要的是，它是真正的0 相差锁定而不是正交相位锁定。同时这 种鉴频鉴相器的线性范围更宽( 4 n ) ，它的增益v d d 4 x 与输入信号的占空比无关。 1 2 第三章环形振荡器设计 正是由于它的这些优越的特性，在大多数基于锁相环的频率综合器中都采用这种结构。 图2 3 根据开关位置给出了三种电路结构。( a )