（检测技术与自动化装置专业论文）开关变换器的控制策略.pdf

北方工业火学硕： 学位论文 摘要 开关变换器( s w i t c h i n gc o n v e n e r ) 能够将一种直流电能转换成另一种或多种直流 电能，是直流开关电源的主要组成部分。开关变换器与控制电路相互配合，共同工作， 构成一个完整的开关调节系统。开关调节系统的控制方式是多种多样的，比较常用的 有：电压控制模式，电流控制模式，电流滞环控制模式和电荷控制模式等，其中，电 流控制模式又包含平均电流模式( a v e r a g ec u r r e n tm o d e ) 和峰值电流模式( p e a k c u r r e n tm o d e ) 。 压电陶瓷变压器( p i e z o e l e c t r i ct r a n s f o r m e r ， 以下简写为p t ) 是一种通过机械振 动来传输能量的新型器件。在小功率a c d c 变换器中，p t 将取代传统的电磁感应变 压器，具有很好地应用前景。用p t 设计的功率变换器被称为p t 功率变换器。p t 功 率变换器是一个变频控制的、高阶( 阶数大于3 ) 谐振变换器，隶属于开关变换器。 本文介绍了平均电流控制型和峰值电流控制型开关调节系统的分析方法。在平均 电流控制模式中，推导了电流环的闭环传输函数和功率级的等效模型，并应用 p s p i c e l 0 0 软件对平均电流控制型b u c k 变换器进行了仿真；在峰值电流控制模式中， 分别推导了峰值电流控制型开关变换器的一阶近似模型和精确模型，给出了等效功率 级的传输函数，并且利用峰值电流控制器的p s p i c e 子电路模型对峰值电流控制型b u c k 变换器进行了仿真。为了减少p t 功率变换器对输入电压和负载变化的灵敏度，本文 将电流控制模式应用于p t 功率变换器，在p s p i c e l 0 0 上建立带有电流反馈控制的p t 功率变换器的仿真模型，通过仿真结果的比较，说明采用电流控制模式能够起到压缩 p t 的控制频带的效果。同时本文研究了利用安捷伦公司生产的4 3 9 5 a 网络频谱阻 抗分析仪进行开关调节系统闭环频率特性测量的方法，并以一个电压控制型b u c k 变 换器为例，将实验结果与仿真结果进行了比较，验证了实验方法的正确性，在此方法 的基础上，就可以进行电流控制型p t 功率变换器的频率特性测量。 关键词：开关变换器；开关调节系统；p t 功率变换器；电流控制模式：闭环频 率特性 北方- 1 l q k 大学硕 ：学位论文 c o n t r o ls t r a t e g yo fs w i t c h i n gc o n v e r t e r a b s t r a c t s w i t c h i n gc o n v e n e rm a yt r a n s l a t eo n ek i n do fd c e l e c t r i cp o w e ri n t oa n o t h e ro rm o r e o d e ，a n di s t h em a i np a r to fd cs w i t c h i n gp o w e rs u p p l y ag e n e r a lp o w e rs w i t c h i n g r e g u l a t i o ns y s t e mi n c l u d e sp o w e rc i r c u i t ( v i z s w i t c h i n gc o n v e n e r ) a n dc o n t r o lc i r c u i t b o t h p a n si n t e r a c ta n dw o r kt o g e t h e r t h e r ea r em a n yk i n d so f c o n t r o lm o d e si np o w e rs w i t c h i n g r e g u l a t i o ns y s t e m ， s u c ha s v o l t a g e m o d e c o n t r o l ，c u r r e n t m o d ec o n t r o l ， c u r r e n t l a g l o o p m o d ec o n t r o l ，c h a r g e - m o d ec o n t r o la n ds oo n t h ec u r r e n t m o d ec o n t r o l c a nb ed i v i d e di n t ot w om o d e s ： a v e r a g e - c u r r e n t - m o d e c o n t r o la n d c u r r e n t - p r o g r a m m e d m o d ec o n t r 0 1 p i e z o e l e c t r i ct r a n s f o r m e r ( a b b r e v p t ) i so n ek i n do fn e we l e m e n tw h i c ht r a n s f e r s e l e c t r i c a le n e r g yt h r o u g ham e c h a n i c a lv i b r a t i o n ，a n dw i l lr e p l a c et r a d i t i o n a lt r a n s f o r m d ri n a c - d cc o n v e n e rw h i c hi sa v a i l a b l et os m a l lp o w e r p tp o w e rc o n v e n e ri so n ek i n do f r e s o n a n c ec o n v e n e rw h i c hi sc o n t r o l l e dt h r o u g hf r e q u e n c yc o n v e r s i o na n dw h e r et h eo r d e r o fs y s t e mi sh i g h ，a n db e l o n g st os w i t c h i n gc o n v e n e n t h ea n a l y t i c a lm e t h o do fp o w e rs w i t c h i n gr e g u l a t i o ns y s t e mw h i c hh a sc u r r e n t m o d e c o n t r o li si n t r o d u c e di nt h i sp a p e ni no r d e rt or e d u c et h es e n s i t i v i t yt h a ti sc a u s e db yt h e f l u c t u a t i o no fi n p u tv o l t a g ea n dl o a di np tp o w e rc o n v e n e r , t h ec u r r e n t m o d ec o n t r o li s a p p l i e di np tp o w e rc o n v e r t e r t h ea u t h o ru s eo r c a d p s p i c e l 0 0t o s i m u l a t ea n d a n a l y z e t h et h em o d e lo fp tp o w e rc o n v e r t e rw h i c hh a sc u r r e n t m o d ec o n t r 0 1 t h a tu s i n g t h ec u r r e n t m o d ec o n t r o lc a nc o m p r e s st h e 矗e q u e n c yb a n di sv e r i f i e db yc o m p a r i s o n b e t w e e nt w os i m i l a t i o n s a tt h es a m et i m e ，t h ea u t h o rs t u d y st h em e a s u m e tm e t h o do f c l o s e d - l o o pc h a r a c t e r i s t i c so fs w i t c n n gr e g u l a t i o ns y s t e mt h r o u g hu s i n gt h e4 3 9 5 a n e t w o r k s p e c t r u m i m p e d a n c ea n a l y z e rm a d eb ya g l i e n t ，a n dt a k ea ne x a m p l eo fb u c k c o n v e r t e rw i t hv o l t a g e m o d ec o n t r o l ，t h em e a s u r e n ta p p r o a c hi sv e r i f i e db yc o m p a s s i o n b e t w e e ne x p e r i m e n t a lr e s u l ta n d s i m u l a t i o no n e o nt h eb a s eo fa b o v ea p p r o a c h ，t h e c l o s e d - l o o pc h a r a c t e r i s t i c so fp tp o w e rc o n v e n e rw h i c h h a sc u r r e n t m o d ec o n t r o lm a yb e m e a s u r e d k e yw o r d s ：s w i t c h i n gc o n v e r t e r ；s w i t c h i n gr e g u l a t i o ns y s t e m ；p tp o w e rc o n v e n e r ； c u r r e n t - m o d ec o n t r o l ；c l o s e d l o o pc h a r a c t e r i s t i c s i i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得 的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包 含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得j e 直王些盔堂或其他 教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的 任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名练盖酶字日期：沁鳍舌锡日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解j e 直王些太堂有关保留、使用学位论文的规定， 有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅 和借阅。本人授权j b 友兰些盍堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数 据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：陈云酮芎 签字日期：凇锌参锡目 学位论文作者毕业后去向： 工作单位： 通讯地址： 导师签名： 签字日期： 电话： 邮编： 北方：削k 大学硕士学位论文 1 引言 本章简述了开关变换器的定义，分类及其工作原理，同时介绍了目前在开关调 节系统中常用的几种控制方法和本文的主要研究内容。 1 1 概述 开关变换器( s w i t c h i n gc o n v e n e r ) 是以功率半导体开关器件为核心的高频功率 电子电路。它是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器，是直流开 关电源的主要部分。这类变换器也称为直流一直流开关变换器( d c t o d c s w i t c h i n gc o n v e r t e r ) 1 1 1 o 一个典型的直流一直流变换器结构原理框图如图1 1 所示。图中为输入直流 电源，圪为负载输出电压。的大小由功率开关管的导通时问来控制，当小于 时，开关变换器为降压变换器；当大于k 时，开关变换器为升压变换器。，图 中控制信号表示驱动电路对开关管的控制作用，即控制从开关变换器的输入端到负 载端传输的能量。 直 流 电 源 负载 控制信号 图1 - 1 直流一直流变换器的结构原理图 1 2 开关变换器的分类及其工作原理 开关变换器按工作原理可以分为两种，即非谐振型变换器和谐振变换器。 1 2 1 非谐振型变换器 非谐振型开关变换器的控制方式可以分为三类1 1 ： 1 ) 脉冲宽度调制( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) ，简称p w m 。这种方式是指功率半 导体开关器件的开关频率不变( 即恒定开关周期) ，通过改变导通时间( 即占空比) 来实现对输出电压的控制。 2 ) 脉冲频率调制( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ) ，简称p f m 。这种方式是指功率 北方j ：业大学硕士学位论文 半导体开关器件的导通时间恒定，通过改变开关频率来实现对输出电压的控制。这 种控制方式要求滤波电路能够适应较宽的频段。 3 ) 混合调制方式，即p w m 和p f m 的混合。这种方式是指功率半导体开关器 件的开关频率和导通或关断时间都改变的控制方式。 文献中通常将非谐振型变换器统称为p w m 变换器。图1 2 给出了一个典型非谐 振型开关变换器电路。在图中，驱动电路产生的脉冲来控制开关管q ( 例如双极性晶 体管或功率m o s 场效应管) 的导通( t o 。) 或关断( t o 忏) 。图1 2 所示的电路是一个 降压型( b u c k ) 变换器，是开关变换器基本拓扑之一。 己 图i - 2b u c k 变抉器 1 2 - 2 谐振型变换器 谐振型变换器含有一个l c 谐振槽路。在一个开关周期中，或多个开关周期中， 谐振槽路中备电量为正弦量，或者有用的成分为正弦量【2 j 。谐振变换器是依靠改变开 关网络的： 作频率实现对输出电压或电流的控制，因此它是一种变频控制的谐振型 开关变换器，简称为谐振型开关变换器1 3 l 。像p w m 型丌关变换器一样，谐振型开关 变换器也是一种强非线性、离散的病态系统。 谐振变换器是由开关网络、谐振槽路、整流电路、低通滤波器等组成，其结构 框图如图1 3 所示【4 】。在图1 3 中，圪为输入直流电源，开关网络( 通常为全桥变换 器) 将直流能量转换为交流能量，通过控制开关管的导通，使输出电压为一个方波 信号，该方波信号作为谐振槽路的输入信号，由傅里叶分析可知，该信号包含基波 和丰富的高次谐波：谐振槽路可以看作一个具有带通性质的滤波网络，并且q 值比 较高，因为如果谐振网络的q 值足够高，则谐振网络的输出信号与输入信号之比的 函数曲线在谐振点附近的形状比较尖锐，当稍微偏离谐振频率，输出就急剧下降， 即高q 值的谐振网络对输入信号具有较强的抑制能力所以，当谐振槽路输入信号 的频率比较接近谐振频率时，谐振槽路的输出信号中只含有基波，高次谐波信号可 2 一 北方j i ) l k 大学硕士学位论文 以忽略，因此整流网络的输入信号近似为一个正弦信号，该正弦信号再经过整流和 滤波，转换成一个比较平滑的直流信号，作为输出电压。 净 乜 入 牛 广y y 、 ( i l it 妊蠢 开关网络 谐振槽路整流电路 低通滤波器 图1 - 3 谐振变换器基本结构框图 依据谐振槽路的类型，谐振变换器可以分为串联谐振变换器、并联谐振变换器 和串并联谐振变换器。图1 4 为全桥式串联谐振变换器，其直流输出是由谐振电流i 。 ( 谐振电感电流) 通过整流滤波后产生，而负载通过整流电路与谐振电感串联连接， 故称为串联谐振电路。这种电路的电压转换率小于或等于1 ，即在理想情况下，当开 关频率等于谐振槽路的谐振频率时，输出电压等于输入电压；当开关频率偏离谐振 槽路的谐振频率时，输出电压小于输入电压。图1 5 为全桥式并联谐振变换器，谐振 电压“( 谐振电容电压) 通过整流滤波后形成直流输出，负载通过整流电路与谐振 电容并联连接，故称为并联谐振电路。这种变换器可以升压，也可以降压，取决于 开关频率和谐振电路的有效o 值。图1 6 为全桥式串并联谐振变换器，也称e c c 谐 振变换器，它相当于在并联谐振变换器的基础上串联一个电容。与串联谐振变换器 及并联谐振变换器相比，串并联谐振变换器的优点很多：第一，串联电容使得回路 电容减小，从而使谐振网络的特征阻抗增加，可以限制回路电流，减少变换器所承 受的电流应力；第二，l c c 谐振变换器的电压转换特性允许变换器所接负载范围很大。 在重载时，它近似串联谐振变换器，轻载时，它近似为并联谐振变换器，且轻载回 图1 - 4 串联谐振变换器框图 3 一 北方：叫k 大学硕+ 学位论文 图1 - 5 并联谐振变换器框图 圈l - 6 串并联凿振变换器框图 路能量最小。第三，它具有内部短路保护功能【5 】o p t 是一种通过机械振动传输能量的新型功率器件，图1 7 为输入电压确定，不 同负载下p t 的输出电压增益特性曲线，可以看出，p t 的电气性能十分类似于带有 隔离变压器的l c c 型谐振槽路，因此可以将p t 看作为一个功率集成的l c c 谐振 槽路1 6 1 7 【刘。 用p t 设计的功率变换器被称为p t 功率变换器。由于p t 谐振槽路的存在，p t 功率变换器的： ：作原理和控制方式都属于l c c 谐振变换器的范畴。 圈1 - 7p t 在不同负载f 输出i 缸压特性曲线 4 北方：r 业大学硕： 学位论文 1 3 开关调节系统的控制模式 开关变换器是开关电源的基本组成部分，为了实现能量之间的有效传输，开关 变换器必须与控制电路相互配合，共同二i ! ：作，构成一个完整的开关调节系统。其中， 开关变换器是由开关网络和l c 低通滤波网络组成，作用是能量传递与控制，直流电 压的变换，包括幅值变换和极性变换等；控制电路主要由电压采样电路h ( s ) ，误差 信号放大器( 补偿器) 和p w m 脉冲宽度调节器和功率开关管的驱动电路等部分组 成。 1 3 1 电压控制模式 传统开关调节系统采用电压控制模式，只对输出电压进行采样，并作为反馈信 号实现闭环控制，是一种单环控制系统。电压型控制是占空比控制，每个开关周期， 设罱一个占空比。基本工作原理见图l _ 8 所示。 图1 8 电压型控制原理幽 变换器输出电压k 与参考电压比较放大，得到误差信号，k 又和锯齿波信 号比较后，脉冲比较器输出一系列脉冲，这些脉冲的宽度随误差信号k 的变化而变 化，这就是电压型控制的原理。 电压控制型开关调节系统为二阶系统，有两个状态变量，即输出滤波电容器上 的电压和输出滤波电感上的电流。二阶系统是一个有条件稳定系统j 只有对控制回 路进行精心设计和计算，在满足一定的条件下，闭环系统才能稳定工作。 电压型控制的优点是反馈的设计和分析比较容易进行，同时它也存在一些缺点， 比如任何输入电压或者负载的变化必须首先转化为输出电压的变化，然后再经过输 出电压的采样过程进入反馈调节系统，这意味着系统动态响应速度较慢，另外输出 l c 低通滤波器对控制环路增加了两个极点，为了系统的稳定就需要在进行补偿网络 的设计时，增加一个补偿零点，从而使得控制回路变得更加复杂一l 。 一5 一 北方- i 、j p 大学硕士学位论文 1 3 | 2 电流控制模式 电流控制模式正是针对电压控制模式的缺点发展起来的。电流控制型开关调节 系统是在传统的p w m 电压控制模式的基础上，引入电流反馈，将原有的电压单环 控制改进为电压电流双环控制，即一个内环电流控制环，还有一个外环电 压控制环，以提高电源的性能。 双环开关调节系统的原理框图如图l + 9 所示。图中w 表示电流电压变换器， 它将主电路的电感电流f ，、功率开关管的电流或整流二极管的电流变换为电压信号 v ，。v a 是电压控制器，它将输出电压y 与参考电压，相比较，产生误差信号k 。， 从而为电流控制器提供一个控制信号。c a 是电流控制器，它将电压信号r ，与电压控 制器的输出信号吃相比较，产生一个控制电压v 。并作用于开关控制器，将模拟量 调制为脉冲信号d ( o 来控制功率开关管的导通或关断。电流控制环是由开关变换器、 i v 、电流控制器和开关控制器等组成。电流控制环可以等效为一个新的功率级。新 功率级和电压控制器组成了电压控制环。电流控制环是内环，实现电流自动调节； 电压控制环是外环，实现电压自动调节【i 。 在双环控制系统中，电流内环控制确定了系统对输入电压的响应，电压外环控 制确定了系统对负载电流的响应。尤其当两个控制环路的穿越频率接近时，两个控 制环相互影响。另外，由于电流反馈信引：1 5 c 有直流分量也有交流分量，系统中占空 比d 的产生是由于直流和交流信号的共同作用，再加卜- 系统固有的非线性，使双环 丌关调节系统的分析或设计变得较为复杂j 。 图1 9 双环开关调节系统框图 电流控制模式可分为峰值电流模式( p e a kc u r r e mm o d e ) 和1 平均电流模式 ( a v e r a g e c u r r e n tm o d e ) ，平均电流模式是在峰值电流模式的基础上发展起来的。在平 一6 北方工业大学硕士学位论文 均电流控制模式中，采样电流为电感电流的平均值，将电压控制器的输出信号矿作 为电流控制器的基准信号，来控制输出电流。在峰值电流控制模式中，采样电流为 流过开关管的峰值电流，电压控制器的输出信号作为控制量，使得开关管的电流峰 值跟随控制量变化。在峰值电流控制模式中，不能直接控制占空比d ( i ) ，d ( t ) 取决于 控制量变换器中的电压值，输入电压以及输出电压等诸多因素。因此，与平均电 流控制模式相比，峰值控制模式比较复杂i l “。 电流型控制具有如下优点 1 4 1 ： ( 1 ) 改善了开关调节系统的瞬态特性 在含有电流控制的开关调节系统中，无论是输入电压波动还是负载的突增或突 减，都会立即引起电感电流或功率开关管电流的变化，通过电流传感器使得电流反 馈信号发生变化而迫使控制系统立即做出反应并开始调节。不会象电压控制型开关 调节系统那样要等到输出电压发生变化爿起控制、调节作甩。所以，双环控制系统 的动态响应速度快、调节性能好、过冲电压i 晤值小。 ( 2 ) 限制功率开关管的最大电流值 在双环控制系统中，电压控制器的输出信号限制功率y l 一关管的最大电流，实现 了过流保护。 ( 3 ) 多个变换器并联运行时，改善了均流效果 多个) t ：关变换器并联运行时，要实现每个变换器均匀的输出电流，应采用双环 控制技术。这种双环控制系统的结构是，只有一个总的电压控制器，为每个电流控 制器提供相同参考信号：每个开关变换器都有独立的电流控制环。因此，每个变换 器的输出电流均受参考信号控制，从而实现了几台开关变换器之间的负荷的自动分 配。 ( 4 ) 改善了整个系统的音频衰减率 电流反馈有利于提高整个系统的音频衰减率，扩展了系统输入电压的范围。同 时，允许输入电压有较大的交流成分，减少了输入滤波电容的容量，提高了系统的 可靠性。 ( 5 ) 改善了开关调节系统的稳定性 在双环控制系统中，电流控制环的控制对象为一阶积分或近似一阶积分环节， 所以电流环具有很好的稳定性；电感上的电流不再是一个独立的变量，在小信号传 输函数中，它不再会产生一个极点，从而系统将简化为一阶系统，系统不存在有条 件的环路稳定性问题。 一7 北方：i ：业大学硕士学位论文 电流控制也存在如下缺点：( 1 ) 需要双环控制，增加了电路设计和分析的难度； ( 2 ) 在峰值电流控制模式中，当占空比 o 5 时，扰动信号产生的误差被逐渐放大， 出现次谐波振荡的问题，从而导致控制环变得不稳定，抗干扰性能差，系统失控， ( 3 ) i ( f ) 和i a t ) 的抗干扰能力差。( 4 ) 因为控制信号来自输出电压，功率级电路的 堵振会给控制环带来噪声 此外，在开关调节系统中常见的控制方法还有电流滞环控制法，电荷控制技术 等。 电流滞环控制法与峰值法控制的差别是前者检测的电流是电感电流，并且控制 电路中多了一个滞环逻辑控制器。逻辑控制器的特性是：所检测到的输出电压经分 压后，产生两个基准电流的上限和下限值。当电感电流达到基准下限值时，主开关 导通电感电流上升，当电感电流达到基准上限值时，主开关关断，电感电流下降。 电荷控制技术的工作过程为：在第一开关周期的开始处，用定频时钟开通功率 级的开关，对开关电流取样和积分，当滤波电容上的电压达到控制电压时，关闭主 开关管，并同时开通另一辅助开关，使积分电容迅速放电，这一状态一直维持到出 现下一时钟脉冲。 1 4 本文主要工作简介 本文各章节内容安排如下： 第2 章介绍了平均电流控制型开关调节系统的分析方法：推导了电流环的闭环 传输函数，并且在不同的条件下，给出了闭环传输函数的简化模型；求取功率级的 等效模型：给出了等效单环控制系统的原理框图，在该基础上就可以进行控制电路 的设计：最后应用p s p i c e l 0 0 软件对平均电流控制型b u c k 变换器进行了仿真。 第3 章介绍了峰值电流控制型开关调节系统的分析方法：利用电感电流的平均 值( i ，( f ) ) 。等于控制量i c ( f ) 的假殴，推导了三种峰值电流控制型基本变换器的一阶近 似模型，一阶近似模型在分析系统的动态特性时，具有一定的局限性，需要寻找更 为精确的模型；考虑电感电流纹波和人工斜坡补偿的影响，推导峰值电流控制器的 精确模型，结合开关变换器的交流小信号模型，就能得到三种峰值电流控制型基本 变换器的精确模型：分析了等效功率级的传输函数；最后利用峰值电流控制器的 p s p i c e 子电路模型对峰值电流控制型b u c k 变换器进行了仿真。 目前，在p t 功率变换器中，通常仅采用电压反馈控制，已有的研究结果表明， 采用电压反馈控制的p t 功率变换器对输入电压和负载变化十分敏感，为了调节输出 。8 北方：l 业大学硕十学位论文 电压，通常采用宽范围变频控制技术，但是，p t 本身的效率对其工作频率变化十分 敏感，如果采用宽频带变频控制技术，必然以降低p t 的效率为代价。在额定温升， 降低效率意味着降低p t 的额定输出功率。 为了减少p t 功率变换器对输入电压和负载变化的灵敏度，在第4 章中，提出将 电流控制模式应用于l ，r 功率变换器，叩通过增设电流控制环来实现压缩p t 的控制 频带，并且在o r c a d p s p i c e l 0 0 上建立了带有电流反馈控制的p t 功率变换器的仿 真模型，通过仿真结果的比较，说明了采用电流控制模式能够起到压缩p t 的控制频 带的效果。 第5 章研究了利用安捷伦公司生产的4 3 9 5 a 网络频谱阻抗分析仪进行开关调节 系统闭环频率特性的测量方法。测量了一个电压反馈控制型b u c k 变换器的环路增益 和一个开环b u c k 变换器的输出阻抗，将实验结果与仿真结果进行了比较，验证了实 验方法的正确性。在此方法的基础上，就可以测量电流控制型p t 功率变换器的频率 特性。 9 北方：r ：业大学硕士学位论文 2 平均电流控制型开关调节系统的分析 丌关调节系统的控制方式是多种多样的，根据最优控制理论，实现全状态反馈 的系统是最优控制系统。因此，在开关调节系统中取输出电压和电感电流两种反馈 信号实现双环控制( 即电流控制模式) 是符合最优控制规律的。电流控制模式可分 为峰值电流模式( p e a kc u r r e n tm o d e ) 和平均电流模式( a v e r a g e c u r r e n tm o d e ) 。本章 介绍了平均电流控制型开关调节系统的工作原理详细推导了电流环的闭环传输函 数和功率级的等效模型，给出了等效单环控制系统的原理框图，并且应用p s p i c e l 0 0 软件对平均电流控制型b u c k 变换器进行了仿真。 2 1 概述 三矿 图2 - 1 平均电流控制模式b u c k 型变换器的原理电路 平均电流控制模式以电感电流的平均值作为电流控制内环的控制信号，利用在 一个开关周期内，电感电流积分值与电感电流平均值成正比的性质，通过控制本周 期的电感电流积分值，实现对一个开关周期内的电感电流平均值的控制。图2 - 1 给出 了一个平均电流控制模式b u c k 型变换器的原理电路。假设所有元件都是理想的，输 入电压恒定，输出电压纹波可以忽略。 平均电流控制可通过在电流控制环路中增加具有积分补偿作用的电流控制器 来实现，电流控制器又可称为电流误差放大器。在图2 1 中，c a 及其外围电容和电 阻元件组成了单极点一单零点电流控制器。v a 是电压控制器。在每个开关周期，电 流误差放大器的同相输入端电压反映了平均电流设定值的大小，电流取样电阻r ； 检测到的电压信号反映电感电流的实际值，并送入电流控制器的反相输入端。c 用 一1 0 北方： 业大学硕： ：学位论文 来产生高频极点，增强电路对高频噪声的抑制能力；c 2 、r 2 及r l 实现比例积分运 算。反馈信号的交流成分经电流控制器放大后与p w m 比较器的另一个输入信号( 锯 齿波v r ) 相比较产生占空比的增量。通过合适选取电路参数，可保证控制电路的稳 定性和快速性 1 引。 2 2 电流环闭环传输函数 在双环控制的开关调节系统中，电流控制环的闭环传输函数是设计电压控制器 的基础，在这个基础上，合理设计电压控制器，以满足系统对抑制输入电压波动和 负载变化的影响。 由于在电流控制型b u c k - - b o o s t 电路中，几乎不取电感电流作为电流反馈信号， 而是用功率管的电流或整流二极管的电流作为反馈信号【5 】，因此我们主要介绍求取 b u c k 电路和b o o s t 电路电流控制环的闭环传输函数的方法。电流环闭环框图如图2 2 所示【1 5 ：| 。 图2 - 2 电流环闭环框图 在图2 - l 中，如果以t b 为输入，以i ，。为输出，则电流控制器的传递函数为， g c ( s ) = i 。，t 毛。但是如果以v c i ，作为输入，传递函数为( 1 + 瓯( s ) ) 。所以图中增 加一个环节 1 + g f ( j ) 】g r ( s ) 。 如果电流控制器采用单极点一单零点补偿网络，则电流控制器的传输函数为： k r ( 1 + ) q 和卜蓑2 i 乏 p d z缈p 文献 5 】给出了b u c k 电路和b o o s t 电路的电流补偿网络的最大增益，在b u c k 电 盹牛鲁- g 2 等御o o s t 电聃耻r 置2 - g 。- - 撮 北方 ：业大学硕士学位论文 p w m 调制器的传输函数：2 西d2 瓦1v 翻y 吖 功率级的传输函数：g i j = 号 在文献【5 中提到，对于b u c k 变换器，g 。= = 兰，对于b 。s t 变换器， g i d = 号= 瓦v r 脚一= 器。确l + j f b 2 ， l 码oi ! nli 、 附纠= g c f m 一= 一j 2 s t f ( v - v ，) 。蔫陋3 ， 7 o 纠r 2 旦一。了# 乏 伫。 i 。= 【l + g 。( 5 ) 】i 。一g 。( s ) t b ( 2 4 ) 式中，v c p 是电流控制器的参考电压( 即电压控制器的输出电压) ，屯是电流控 功率级输出电流t 的表达式为：i 6 l = g 。g d ( s ) 屯 ( 2 5 ) 爿产生：亟鱼继生剑：鱼鱼堂堕剑( 2 6 ) ” 1 + g g “( s ) g ( ，( j ) 凡 1 + t ( s ) 、 1 2 北方： 业大学硕士学位论文 2 3 闭环传输函数的简化模型 简化闭环传输函数的主要方法有两个。其一，分频段的分析，干环传输函数，给 出其近似表达式；其二，当电流控制环设计完成后，可以写出其传递函数具体表达 式采用m a t h c a d 或m a t l a b 等数学仿真软件得到这个具体函数的仿真结果，再用一 个简单的函数逼近其仿真结果。以采用单极点一单零点补偿网络作为电流控制器的 b u c k 型变换器为例，我们给出闭环传输函数的两种简化模型，如下所示。 ( 1 ) 在低频段，平均电流控制型b u c k 型变换器的开环传递函数有较大的幅值。 出公式( 2 1 ) 可知，在低频段，电流控制器的传递函数也有较大的幅值。因此，假定 i t l 1 0 ，l g 。( s ) l 1 0 ，则式( 2 - 6 ) 可简化为如下模型1 。 ?1 模型l ：a f = 毒lz ( 2 7 ) v c t k s 当厂 厶时，上述模型是有效的。上述模型表明：对于采用平均电流控制模式 的变换器在低频时，电感电流，具有跟踪控制电压；。的能力，即系统的低频输出 电流是由其控制电压屯，和电流采样劂络决定的，几乎与系统的主电路、电流补偿网 络无关。模型1 的缺点是忽略了闭环传输函数的高频特性。 2 ) 在整个有效频率范围内，可以用下而双极点模型近似逼近冉， 姚1 丽1 其中，坼为电流控制环的极点频率，f = l 1 5 5 1 。 2 4 功率级的等效模型 ( 2 - 8 ) 等效功率级由电流控制环及负载组成，其传输函数用a ，( s ) 表示，框图如图2 - 3 图2 3 等效功率级 一1 3 一 圆月 图2 4 等效负载 北方：l 业大学颈： 学位论文 所示。等效功率级输入信号是电压控制器的输出电压；。，其输出信g - 为y f 关变换器 的输出电压p ，。 在图2 - 3 中，电流控制环的负载z ( s ) 是由输出电容和负载组成的网络，如图2 4 所示，r ，是输出滤波电容的e s r ，c 为输出滤波电容，r 为负载。 z ( s ) 的表达式，川+ 寿 ( 2 - 9 ) z 【j l = = 一 i + 蔓 其中埘z 。去，5 丽1 采用电流控制闭环传输函数的简化模型1 并结合表示z ( s 1 的表达式，可得到等 效功率级的简化模型a 。 1 一生 如。由z ( 加i r o 陆1 0 ) ( o r 没有电流控制环时，原功率级为二阶系统。，上式表明，如果采用电流控制环的 简化模型，电流环与原功率级组成的等效功率级降为一阶系统。其原因是：电感电 流不再是独立变量而受；。控制。 若采用模型2 ，可得到等效功率级的精确模型彳 1 + 一生 a 。、：一r 竺l 一 “r s ( 1 + ) 【1 + f ( ) + ( ) z 】 8 h o p 2o ，2 ( 2 - 1 1 ) 式中，一3 面面1，哆，2 乏石，c o p 2 是电流控制环的极点。凡为负载电阻， r s 为电流采样电阻。b 为输出电容c 的e s r 电阻。式( 2 1 1 ) 表明，如果采用电流控 制环的精确模型，则等效功率级就是一个三阶系统。 2 5 等效单环控制系统 图2 - 5 给出了等效单环电压控制系统的原理框图，在图中，h 为电压采样网络 的传输函数；g ，( s ) 为电压控制器的传输函数；爿，( j ) 是等效功率级的传输函数。等 效单环电压控制系统的输入信号是电压控制器的参考电压i 。，输出信号为开关变换 1 4 北方：| = 业大学硕士学位论文 变换器的输出电压；。 图2 - 5 等效单环电压控制系统原理框图 由图2 - 5 可知，等效电压环的开环传递函数为：，( s ) = h g ，( s ) 4 ( 2 - 1 2 ) 利用式( 2 一1 2 ) 就可以进行电压控制器的设计。 2 , 6 平均电流控制型b u c k 变换器的闭环仿真 平均电流控制型b u c k 变换器的仿真电路如图2 - 6 所示，其中输入电压1 0 0 伏， 输出6 5 伏，开关频率为1 0 0 k h z ，滤波电感为4 2 5 u h ，串联等效电阻r ，：0 0 5 n ， 滤波电容c = 4 7 u f ，e s r 电阻为0 0 1q ，电流采样电阻为0 1 q ，负载为l 晓，电 路工作于c c m 状态下。 ：“ 在这个仿真电路中，用平均开关模型代替开关网络 4 1 。p w m 调制器输出电压的 峰峰值k ，= 4 v ，因此，可以在p s p i c e 模型库里用个增益为0 2 5 ( = 1 4 ) 、含有最 大值和最小值限制的器件g l i m i t 来代替，器件g l i m i t 输出电压的值为o 2 5 倍的 p w m 调制器输入电压一，目+ 将其最小值限制在0 1 v ，最大值限制在0 9 v 6 胛】。p w m 调制器的输出为平均开关模型的输入信号占空比。在以上限制条件下，开关的 占空比可以在以下范围内取值： d 。i 。d ( t ) d 二。( 2 1 3 ) 式中，纯。2 0 1 ；d o 。= 0 9 。 两个运算放大器l m 3 2 4 及外围电阻和电容组成了电压控制器和电路控制器。电 压控制器和电流控制器均采用单极点一单零点补偿网络。静态时，系统的环路增益 非常大，静态误差近似为0 。 电阻网络尺4 、风组成了电压采样网络，电压控制器的反相输入电压近似等于同 相端的参考电压。 1 5 北方上业大学硕士学位沧文 i f i ：矿2 v 一25 y(2-14) 因此，直流输出电压可由参考电压v 。，和电压采样网络确定。 电流采样使用的是p s p i c e 模型库里的e v a l u e 器件，将其输出没为电感电流的 0 1 倍t 即相当于r f ( 工) ，r 。= o ，1 q 。 在电流控制器的输出端与p w m 调制器的输入端之问插入一个交流小信号电压 源。运算放大器的输出阻抗非常小且p w m 调制器的输a n 抗非常大，选择这个位置 施a l l d 信号交流扰动电压源不会影响系统的开环传递函数。令小信号交流扰动电压 源的幅度为l m v ，远远小于电压控制器的静态输m 电压。在静态工作点的基础上， 进行小信号交流扰动，通过a c 扫描分柝，得到系统的开环传递函数为5 1 【l s 】 r ( j ) ：雩 ( 2 - 1 5 ) v u ) 在仿真的过程中，计算机要通过多次迭代对系统的非线性方程进行数值求解， 在某些情况下，会出现不收敛问题，进而导致仿真中断。为了解决这个问题，用 n o d e s t 器件把节点电压初态指定为近似值或期望值，为非线性方程进行数值求解 设定合理的初值，使得求解的结果限定在初值的某个领域内。 图2 - 6 平均电流控制型b u c k 变换器的仿真电路 1 6 北方工业大学硕： 学位论文 1 03 01 0 03 0 01 k3 k1 0 k3 0 k 1o o k d b l v 【2 l ，v f l ) 】频率fh z l 1 03 0t 0 93 0 01 k 3 k1 0 k3 0 k 1 0 0 k 尸i v f 2 】，v 门蚰 频事( h z ) 图2 7 环路增益的幅频特性曲线 图2 _ 8 环路增益的相频特性曲线 平均电流控制型b u c k 变换器的环路增益仿真结果如图2 7 和2 - 8 所示。由仿真 结果可知，该系统满足最佳反馈补偿网络设计 2 0 】。 首先，在低频段，幅频特性曲线的斜率为一2 0 d b d e c ，该系统为i 型系统直流增益 为无限大，静态瀑差为0 ，能够对采样到的电压进行低通滤波，以滤除电感电流的 高频成分。 其次，在中频段，环路增益的穿越频率约为2 4 5 k h z ，近似等于开关频率的l 5 ， 相位裕量约为5 0 。，系统动态响应快，工作稳定，低过冲，干扰小。 最后，在高频段，幅频特性曲线的下降斜率为4 0 d b d e c ，高频放大倍数足够小， 这样防止了高次斩波频率及由开关引起的振荡的干扰影响， 1 7 北方工业大学硕士学位论文 3 峰值电流控制型开关调节系统的分析 本章介绍了峰值电流控制型开关调节系统的工作原理，推导了三种峰值电流控 制型基本变换器的一阶近似模型和精确模型，并且给出了等效功率级的传输函数， 最后利用峰值电流控制器的p s p i c e 子电路模型对峰值电流控制型b u c k 变换器进行了 仿真。 一 3 1 概述 峰值电流控制模式是指用电压控制器的输出信号( i c ( f ) ) 或v c p ( = i c r 。) 作为控 制量，用开关管电流的峰值( i s ( f ) ) 作为反馈量，反馈量、控制量与功率级组成电 流内环的控制模式，其作用是使得开关管的电流峰值( i s ( t ) ) 跟随控制量( i a t ) ) 变化h l 。 斜坡补 偿信号 黾川i 拄制器 图3 - 1 峰值电流控制型开关调节系统原理框图 图3 1 给出了一个峰值电流控制型开关调节系统原理框图。主电路为b u c k 拓 扑结构，r s 触发器用于实现依据电感电流瞬时值的大小控制功率开关管的截止时刻。 ：l 作原理如下：在电压控制器中，输出电压经过电压采样网络之后，与基准电压， 进行比较，差值由误差放大器进行放大，得到控制信号v 。( v 。= f 。( f ) r ；) ，v 。被送 到模拟比较器的反相输入端，而送至模拟比较器的同相输入端的，则是由开关管电 18 北方：l 业大学硕士学位论文 流检测信号v 。( v 。= f 。( ，) 月。) 和