（模式识别与智能系统专业论文）大功率变频器快速回馈控制系统研发.pdf

武汉科技大学硕士学位论文第1 页 摘要 大功率变频器快速回馈控制系统在交流传动系统领域有着广泛的应用。在交直交电 压型变频调速系统中，双p w m 的整流器和逆变器采用p w m 技术，对整流桥进行正弦 p w m 控制，使得输入电流接近币弦波且相位可控，其输入电流中就只含与开关频率有关 的高次谐波，这些高次谐波次数高，容易滤除，同时也使功率因数接近l ，减少了对电网 的公害。 在稳念条件下，分析了电压型p w m 整流器的工作原理，得出关键在于网侧电流控制 的结论。在p w m 整流器三相静止坐标系数学模型的基础上，引入两相旋转坐标系，推导 出两相旋转内坐标系下的d - q 数学模型。分析比较了三相电压型p w m 整流器的两种电流 控制方法间接电流控制和直接电流控制。文中针对直接电流控制，采用双闭环( 电压外 环和电流内环) 控制的设计思路，采样网侧两相电流瞬时值，通过3 s 2 r 坐标变换得到网 侧电流的有功分量和无功分量，直接控制网侧电流的相位和幅值。 在理论分析的基础上，对直接购买的两台二极管电压型交一直交变频器进行改造，修 改和设计了程序和控制策略，其控制策略为s v p w m 技术。采用m a t l a b s i m u l i n k 对三 相v s r 进行了仿真，并对仿真结果进行了分析。在此基础上进行了实验研究，拍摄了相 关的试验波形，并对实验结果进行了分析。 关键词：电压型整流器；双p w m 变频调速；p w m 整流器；s v p w m 第1 i 页武汉科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t h i g h p o w e rf r e q u e n c yc o n v e r t e rr a p i df e e d b a c kc o n t r o ls y s t e mh a saw i d er a n g eo f a p p l i c a t i o n si nt h ef i e l do ft r a n s m i s s i o ns y s t e m i na c - d c a cv o l t a g ef r e q u e n c yc o n t r o ls y s t e m ， d u a lp w mr e c t i f i e ra n di n v e r t e ra d o p tp w mt e c h n o l o g yt oc o n t r o lr e c t i f i e rb r i d g ew i t hs i n e p w m ，m a k i n gt h ei n p u tc u r r e n tn e a r l ya p p r o a c hs i n ew a v ec u r r e n ta n dp h a s ec o n t r o l l a b l e ，s o i t si n p u tc u r r e n to n l yc o n t a i nh i 曲h a r m o n i c sw i t hs w i t c h i n gf r e q u e n c y ，t h e s eh i g h f r e q u e n c y h a r m o n i c s ，e a s i l yf i l t e r e do u t ，b u ta l s ot h ep o w e rf a c t o rc l o s et o1 ，t or e d u c et h ep o w e r 鲥d h a z a r d s i ns t e a d y - s t a t ec o n d i t i o n ，t h ew o r k i n gp r i n c i p l eo fv o l t a g es o u r c et y p ep w mr e c t i f i e rh a s b e e na n a l y z e dh e r e ，t h ek e yf o rw h i c hh a sb e e nf o u n dt ob ea c - s i d ec u r r e n tc o n t r 0 1 b a s e do n t h em a t h e m a t i c a lm o d e lu n d e rr e f e r e n c ef l a m e ( a , b ，c ) ，t h em a t h e m a t i c a lm o d e lu n d e rr e f e r e n c e f r a m ed - qi sd e d u c e db yi n t r o d u c i n gt h ei d e ao fr o t a t i n gr e f e r e n c ef r a m e a f t e ra n a l y z i n ga n d c o m p a r i n gt w ok i n d so fd i r e c ta n di n d i r e c tc u r r e n tc o n t r o lm e t h o d so ft h r e e p h a s ev s r ，t h e a u t h o re m p l o y st h el a t t e ra sm a i nc o n t r o ls c h e m eb yu s i n gd u a tc l o s e d l o o pc o n t r o ls c h e m e ， t h r o u g hs a m p l i n gi n s t a n t a n e o u sc u r r e n to fp h a s eaa n dba n dc o n v e r t i n gt h e mb y3 s 2 rt og e t a c t i v ec o m p o n e n ta n dr e a c t i v ec o m p o n e n to fa c s i d ec u r r e n t ，d i r e c t l yc o n t r o lt h ep h a s ea n d a m p l i t u d eo f c u r r e n t o nt h eb a s i so ft h e o r e t i ca n a l y s i s ，r e c o n s t r u c tt h ed i o d ev s ra c d c f i er e c t i f i e r ，m o d i f ya n d d e s i g nt h ep r o c e d u r ea n dc o n t r o ls t r a t e g yt h a ti ss v p w mt e c h n o l o g y a d o p t e dm a t l a b s i m u l i n kt os i m u l a t et h r e e p h a s ev s ra n da n a l y z es i m u l a t i o nr e s u l t s i nt h i se x p e r i m e n t ，w e p r e s e n t e dt h er e l e v a n tt e s tw a v e f o r m ，a n da n a l y z e dt h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t s k e y w o r d s ：v s r ；d u a l p w mv a r i a b l ef r e q u e n c ys p e e dr e g u l a t i o n ；p w m r e c t i f i e r ；s v p w m ( s p a c ev e c t o rp u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 武汉科技大学 研究生学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文是本人在导师指导下，独立进行研 究所取得的成果。除了文中已经注明引用的内容或属合作研究共同完成的 工作外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。 对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 论文作者签名：乡啤日期： 眇参。易， 研究生学位论文版权使用授权声明 本论文的研究成果归武汉科技大学所有，其研究内容不得以其它单位 的名义发表。本人完全了解武汉科技大学有关保留、使用学位论文的规定， 同意学校保留并向有关部门送交论文的复印件和电子版本，允许论文被查 阅和借阅，同意学校将本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索。 论文作者签名： 指导教师签名： 日 期： 一 一 一 耳盈上j 蘸丝 武汉科技大学硕士学位论文第1 页 第一章绪论 1 1 课题研究背景 在用电系统中，电动机作为主要的动力设备广泛地应用于工农业生产、国防、科技 及社会生活等各个方面。电动机负荷约占总电量的6 0 一7 0 ，成为用电量最多的电气设 备。电动机作为把电能转换为机械能的主要设备，在实际应用中，一是要使电动机具有 较高的机电能量转换效率；二是根据生产机械的工艺要求控制和调节电动机的旋转速 度。电动机的调速性能如何对提高产品质量、提高劳动生产率和节约电能有着直接的决 定性影响。电动机的调速从直流发电机电动机组调速、静止晶闸管整流器直流调速 逐步发展到交流电动机变频调速。变频器成为了交流电机控制的重要组成部分，它的优 劣程度直接决定了交流电机的控制程度和所达到的效果要求【h 川。 电力电子技术及计算机控制技术的发展为交流变频调速提供了良好的契机。从早期 广泛使用的半控型功率半导体开关器件发展到如今性能各异且类型诸多的全控型功率开 关器件，如双极型晶体管( b j t ) 、门极关断( g t o ) 晶闸管、绝缘栅双极型晶体管 ( i g b t ) 、集成门极换向晶闸管( i g c t ) 、功率场效应晶体管( m o s f e t ) 以及场控晶 闸管( m c t ) 等。而2 0 世纪9 0 年代发展起来的智能型功率模块( i p m ) 则开创了功率半 导体开关器件新的发展方向。d s p ( 数字信号处理器) 和a s i c ( 专用集成电路) 的快速 发展以及新颖控制理论和技术( 如磁场定向矢量控制、直接转矩控制等) 的完善，使变 频调速系统在调速范围、调速精度、动态响应、功率因数、运行效率和使用方便等性能 指标上接近直流调速系统，受到各行各业的欢迎，并取得显著的经济效益1 3 “5j 。 虽然各种变频调速系统的功能及控制方式不尽相同，但就日前来说，在较高性能的 变频调速系统中广泛采用的还是传统的交直交变频调速主电路，即整流部分是不可控二 极管整流或晶闸管相控整流。这种控制方式技术成熟，设计相对简单，并且随着可控器 件性能的不断发展，开关频率也有了很大提高，输出波形非常接近正弦波。然而其弊端 也同趋显露，主要表现为以下几点1 6 一j ： ( 1 ) 恶化了供电系统的供电质量，加在电源母线上的谐波电流会导致电源电压畸 变。在二极管整流侧，输入电流是非正弦的，因此电流的高次谐波注入电网；在相控整 流下，如果没有输入滤波器，输入电流的谐波含量将达到2 8 以上，严重干扰附近的用 电设备。 ( 2 ) 谐波电流及其产生的谐波电压导致系统中的控制、保护和测量装置误动作， 可能导致系统失误。谐波还会诱发系统的电气震荡及机械震荡，可能导致系统中的某些 部件因过流而损坏。 ( 3 ) 整流器处于深度相控工作时，电网侧功率因数低，与电网交换大量的无功功 第2 页武汉科技大学硕士学位论文 率，降低了发电和输电设备的利用率，同时产生大量的附加损耗。 ( 4 ) 由于整流元件的单向导电性，功率因数只能从网侧到负载侧，使系统不能在 再生状态下运行，无法实现能量的双向流动。 1 2 可控硅电压型变频器问题的提出 交一直交变频装置按直流部分贮能方式的不同分为： ( 1 ) 电压型 贮能元件为滤波电容c f ，如图1 1 a 所示。其工作特点是直流侧电压基本不变。一端 与直流电压经转换变成交流电压从另一端输出，根据不同的应用场合，输出交流电压的 幅值和频率可以是变化的或恒定的。一个电压源型逆变器在输入端应接到一个理想电压 源上，即这个电压源的戴维南电阻应该为零。如果输入端接的不是一个理想电压源，则 可以通过对交流电网电压或交流发电机发出的电压进行整流、滤波得到。 ( 2 )电流型 贮能元件为电抗器l f ，如图1 1 b 所示。其工作特点是直流侧电流基本不变。以恒流 源( 理想情况下的戴维南等效电阻为无穷大) ，同过串联大电感，可变电压源可以在电流 反馈控制回路的控制下转换为可变电流源。 一。r s 丁 一c f a ) 图1 1 电压型和电流型 b ) 可控硅电压型交直一交变频器整流侧可分为本桥逆变和反桥逆变。在矿山的挖掘机带 位能性负载时，需要频繁的提升和下放位能性负载，巨大的能量在瞬问通过整流侧的反 桥逆变回馈给电网，因在矿山电网不稳定，波动2 0 时，可控硅频繁烧毁，使之停产。 可控硅交直交电压型可逆变频调速器主电路的基本结构如图1 2 。图中，c f 滤波电 容。本桥整流，反桥逆变，在电动机降速过程中提供能量反馈( 再生) 回路。 i c 1 一、 、 m 一，- 。， 、7 图1 2 可控硅电压型交直交可逆变频器结构图 武汉科技大学硕士学位论文第3 页 1 2 1 下放位能性负载 一 ： nm 1 【l + m g 图1 3 可控硅本组桥整流 当下放位能负载时，电网电压波动要小，且必须可靠；电网短路容量要大。否则在 回馈期间，电源电压偏低或电源被切断，有源逆变器就会迅速直通，引起换流失败，烧 坏快速熔断器及可控硅元件。 转速忍和转矩m 反向，直流电机的反电动势e m 可变可波动，可控硅本组整流如图 1 3 所示。此时，整流电路直流电压得平衡方程为 = e m + r z i d + a u ( 1 1 ) 式中，匙为主回路的电阻。 由厶引起的压降有下列四部分：变压器的电阻压降l ，其中尺b 为变压器的等效电 阻，它包括变压器一次绕组本身的电阻以及以此绕组电阻折算到二次侧的等效电阻；晶 闸管本身的管压降【，它基本上是一恒值；电枢电阻压降_ ，。r m ；由重叠角引起的电压 降3 以l ( 2 n ) 【6 】o 本桥整流时，转速，z 和转矩m 同向 l = 警 ( 1 2 ) 式中 e m = c c 丸n ( 1 3 ) m = c m 筑l ( 1 4 ) 小功率时r = 1 2 q ，大功率时r 2 = 0 0 l q ，如自订所述，风可变可波动，且 民，采用电动机惯例，则有 i ： (15)d 2 0 0 - - 1 9 8 2 0 0 a 0 0 1 本桥逆变时，转速胛和转矩m 反向，可控硅本组逆变如图1 4 所示。采用发电机惯 flj_m丫lij 1 u 一 一 l。p， 一 第4 页武汉科技大学硕士学位论文 例，则有 u d i。，。，、，。一j 图1 4 可控硅本组桥逆变 厶= 警 ( 1 6 ) 三相桥式整流电路的有源逆变状态时，吼= - 2 3 4 c o s p = - 1 3 5 。c o s f l 为电枢绕 组的感应电动势。电网波动2 0 ，尤以电网波动过流和掉电时为甚。l 虬l l l ，可波 动1 0 ，则 ，。：2 0 2 - 1 8 0 ：2 2 0 0 a ( 1 7 )1 4 0 0 1 一 、1 。7 在可控硅本组桥的有源逆变时回馈电网，烧坏快速熔断器及可控硅元件。 在可控硅电压型交直一交变频调速系统中，当电动机减速或者所拖动的位能性负载下 放时，电动机将处于再生发电制动状态，通过可控硅反桥逆变。某些情况下，回馈电能 比较小，可以直接被直流侧吸收。然而，一旦再生电能过大，将导致直流侧过压，致使 功率开关元件频繁损坏。当咒，民。 o 1 时必须考虑再生电能的影响【8 】。其中咒，为电机最 高速时的再生电能功率，只。为电机额定功率，否则会使变频器中的“制动过电压保护”动 作，或损坏变频器。因此，大多数电压型交直交变频器这种拓扑结构使得变频器不能直 接用于需要快速起制动和频繁正反转的调速场合【9 | 。 其另一重要的问题便是网侧的谐波问题，解决功率变换器的谐波污染问题【酬，基本 思路有两条：一是装设谐波补偿装置束补偿谐波，这对各种谐波源都是适用的；另一条 是对功率变换器本身进行改造，使其不产生谐波，且功率因数近似为1 。在通用变频器 中，要解决再生能量的问题【训，基本思路有三种：一是将能量耗散到“制动电阻”上；二是 用并联直流凹路向多台逆变器供电；三是加装装置( 能量回馈单元) 使能量回馈到电 网。 但要从根本上消除变频器的上述缺陷，实际中应用可以采用上面提到的几种方案， m ； 乙h沁 一 f 、 n v ， “ e 武汉科技大学硕士学位论文第5 页 可是加装装置势必会增加变频器的体积和复杂程度。随着电力电子器件不断发展及d s p 控制芯片性能的不断提高，实现采用双p w m 的变频器已成为可能。所谓双p w m 变频器 即整流和逆变均采用i g b t 开关器件进行可控整流和逆变，逆变部分在电机控制上已非常 成熟，因此说整个系统的控制关键在于整流部分。i g b t 的应用范围一般都在耐压6 0 0 v 以上、电流1 0 a 以上、频率为l k h z 以上的区域。载波频率可达1 5 k h z 左右，电机运行 的噪声小；电流的连续性好，谐波成分小，从而对其他设备的干扰小。且由于安全工作 区较宽，故过载能力强。 通过p w m 整流控制，可以实现整流环节网侧电流正弦化，运行于单位功率因数， 且能实现能量的双向流动。电压型p w m 可逆整流器采用全控器件，器件工作在高频状 态，用高速度、高运算能力的d s p 产生p w m 控制脉冲，由于丌关器件的丌通和关断均 是可控的，所以p w m 整流器的电流波形也是可控的，其理想状态是交流输入电压和电 流可保持同相位或反相位，即整流时为同相位，逆变时为反相位。此时网侧功率因数近 似为l ，输入电流的谐波含量接近零，消除对电网的谐波污染。由于p w m 整流器采样直 流输出电压，因此还能对直流电压进行调整，在负载变化时，具有较快的响应速度，使 直流输出电压稳定在一定的设定值。因此说采用p w m 整流器取代传统交直交变频器 中不可控整流部分，不仅克服了上述传统变频器的缺点，还具有网侧电流为f 弦波，网 侧功率因数近似为1 ，较快的动态响应，易于模块化，易于冗余设计和电能双向传输等 诸多优点，实现了调速节能和“绿色环保”的高度结合i l o - 1 3 j 。 1 3 国内外研究现状 双p w m 变频调速系统的关键技术之一的p w m 整流器研究始于2 0 世纪8 0 年代 1 1 3 - 1 5 】，经过二十余年的发展，技术已日益成熟，其拓扑结构己从单相、三相电路发展到 多相组合及多电平控制；主电路拓扑有电压型整流器( v s r ) ，电流型整流( c s r ) ，并 且两者在工业上均成功地投入了应用，其中以电压型p w m 整流器结构简单、较低的损 耗、方便的控制等一系列优点，一直成为p w m 整流器技术研究的重点。就应用来说 l i 引，在小功率方面，p w m 整流器主要用于通信电源，家用电器等；在中等功率应用方 面，p w m 整流器主要用于电气传动领域，即可以实现输入侧高功率因数、减少直流电压 波动，又可以使得能量回馈给电网；在大功率应用方面，p w m 整流器主要应用于灵活交 流输电( f a c t s ) ，电力有源滤波器( a p f ) ，以及轻型直流输电( l h v d c ) 等方面。 对于双p w m 变频调速系统的研究同样丌始于2 0 世纪8 0 年代，k o h l m e i e r 等在19 8 7 年研制出基于g t o 的高性能双p w m 变频系统i l7 | ，开关频率为1 5 k h z 以下。b l a a b j e r g 等在1 9 9 3 年研制出基于i g b t 的双p w m 变频系统【1 8 j ，丌关频率4 8 k h z 。目自仃来说，国 外已有类似产品上市1 1 9 j ，例如富士公司生产的r h c 系列双p w m 交流传动系统，输入侧 第6 页武汉科技大学硕士学位论文 功率因数近似为l ，可以高效率地进行能量再生，a b b 公司生产的四象限运行的交流调 速系统，如a c s 6 11 a c s 6 1 7 ( 容量1 5 k w 1 1 2 m w ) 。 国内对于双p w m 变频调速系统的研究起步较晚，但发展比较迅速，目前其研究仅处 于实验室阶段，还没有可靠产品生产的报道。同时，国外的此类装置价格昂贵，有的对 电网的要求比较高，应用起来不方便。 1 4 本文所做的工作 本文围绕交流传动的p w m 整流中的三相v s r ( v o l t a g es o u r c er e c t i f i e r ) 展开了研 究，主要完成了如下的工作： ( 1 ) 从三相v s r 主电路拓扑结构出发，建立了基于三相静止坐标系以及两相同步 旋转坐标系的系统模型。在系统模型分析的基础上，阐述了三相v s r 电压控制外环和电 流控制内环的双闭环控制基本原理和空间矢量脉宽调制技术在三相v s r 中的应用。 ( 2 )根据系统控制模型，给出了三相v s r 双环控制系统中电流内环和电压外环 的设计方法。网侧电感的设计一直是三相v s r 系统设计的难点，本文提出了一种基于功 率给定和抑制电流波动的网侧电感设计方法。 ( 3 )采用t i 公司的t m s l f 2 0 4 0 7d s p 芯片实现p w m 整流器双闭坏数字控制， 并进行软件设计，得到了初步的结果。 ( 4 )采用m a t l a b s i m u l i i l k 对三相v s r 进行了仿真，并对仿真结果进行了分 析。 ( 5 )两台二极管电压型交直交变频器通过修改程序和控制策略，以构成双p w m 的大功率变频器快速回馈控制系统，并用实验对设计方案给予了验证。 武汉科技大学硕士学位论文第7 页 第二章三相v s r 系统模型及工作原理分析 系统模型是分析和设计三相v s r 的基础，从不同的角度出发可以建立不同形式的系 统模型，对应的控制方法也往往不同。v s r 的拓扑结构常见有：单相v s r 、三相v s r 、 三电平v s r 和基于软开关调制的v s r 。单相v s r 的结构比较简单，故以单相v s r 为例 说明电压型p w m 整流器的工作原理。本章主要研究三相v s r 的系统模型和工作原理。 2 1 单相电压型p w m 整流器工作原理【2 0 1 k 枣略 | _ r 。 一一n v y 、 vl k l 7 + ；e l 1 l - j 母j 爷 图2 1 单相v s r 主电路 稳态工作时，单相v s r 输出直流电压不变，功率开关管按p w m 方式开通和关断， 单相v s r 交流侧输出电压与单相逆变器相同。由于电感的滤波作用，忽略v s r 交流侧输 出电压的谐波，单相v s r 可以看作是可控的f 弦单相电压源。它与电网的f 弦电压共同 作用于输入电感k 上，产生诈弦输入电流。稳态条件下，单相v s r 交流侧矢量关系如 图2 2 所示。为简化分析，对于单相v s r 模型电路，只考虑基波分量而忽略p w m 谐波 分量，并且不计交流侧电阻。这样从图2 2 中可以分析：当以电网电压矢量为参考时，通 过控制单相v s r 交流侧输出电压矢量v 即可实现单相v s r 的四象限运行。若假设i ij 不 变，l v l i = l 。l i i 固定不变，在这种情况下，单相v s r 交流电压矢量v 端点运动轨迹构成 了一个以iv if 为半径的圆。 第8 页武汉科技大学硕士学位论文 p 、 。尹静。c 、， a ) p - ，、 a ) 纯电感特性运行 i t 。 b c ) d bj b ) j ， b d ) b ) 止阻特性运行c ) 纯电容特性运行d ) 负阻特性运行 图2 2 单相v s r 交流侧稳态矢量关系 其中，e 交流电网电压矢量；i 一交流侧电流矢量； v i 交流侧电感电压矢量；v v s r 交流侧电压矢量。 进一步分析，可得单相v s r 四象限运行规律如下： ( 1 )电压矢量v 端点在圆轨迹弧a b 运动时，单相v s r 运行于整流状念。此 时，单相v s r 需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过单相v s r 由电网传输至直 流负载。值得注意的是，当单相v s r 运行在a 点运行时，电流矢量，与电动势e 滞后 9 0 0 ，此时p w m 整流器网侧呈现纯电感特性，单相v s r 则不从电网吸收有功功率，而只 从电网吸收感性无功功率，如图2 2 a 所示。而在b 点时，电流矢量，与电动势矢量e 平 行且同向，此时p w m 整流器网侧呈现讵电阻特性，实现单位功率因数整流控制，如图 2 2 b 所示； ( 2 )当电压矢量矿端点在圆轨迹弧b c 运动时，单相v s r 运行于整流状态。此 时，单相v s r 需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过单相v s r 由电网传输至直 流负载。当单相v s r 运行至c 点时，电流矢量，与电动势e 超自矿9 0 0 ，此时p w m 整流器 网侧呈现纯电容特性，单相v s r 将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功 率，如图2 2 c 所示。 ( 3 ) 当电压矢量y 端点在圆轨迹弧c d 运动时，单相v s r 运行于有源逆变状态。 此时单相v s r 向电网传输有功及感性无功功率，电能将从单相v s r 直流侧传输至电网。 当单相v s r 运行至d 点时，电流矢量，与电动势矢量e 平行且反向，此时p w m 整流器 网侧呈现负阻特性，便可实现单位功率因数有源逆变控制，如图2 2 d 所示。 ( 4 )当电压矢量y 端点在圆轨迹弧d a 运动时，单相v s r 运行于有源逆变状 态。此时，单相v s r 向电网传输有功及容性无功功率，电能将从单相v s r 直流侧传输至 武汉科技大学硕士学位论文第9 页 电网。 显然，要实现单相v s r 四象限运行，关键在于交流网侧电流控制。对于单位功率因 数的单相v s r ，必须控制交流网侧电流，使单相v s r 运行在图2 2 中的b 点和d 点【1 3 。 2 2 三相v s r 系统模型 三相v s r 主电路结构如下图所示， t l t 6 ：整流器功率开关管，d i d 6 ：续流二极管， 在功率管不导通时，电流可以在二极管中续流。 图2 3 三相v s r 主电路结构 三相v s r 的整流桥丌关信号s k 做如下的定义： s 。：要是掌翌，! 要雯董竺，( k _ a ，b ，c ) 。 飞 10 上桥臂关断，下桥臂导通。 为了分析的方便，做如下的假设： ( 1 )电网输入为理想电源即三相电压平衡( e a 、吣e c 幅值相等、相位相差1 2 0 。波 形为理想的正弦波) ； ( 2 )网侧滤波电感l r 。是线性的，不考虑饱和，而且各相电感大小和寄生电阻阻 值相等： ( 3 ) 功率管为理想开关，没有过渡过程和功率损耗，其通断状念可以由开关函数 描述，而且不考虑死区对系统的影响； ( 4 ) 丌关频率远大于电网频率，且忽略由丌关引起的谐波。 2 2 1 基于三相静止坐标系的系统模型 采用基尔霍夫电压定律建立三相v s ra 相回路方程为 竺+ 8 。乞= 巳一( 虬+ u o ) ( 2 1 ) 第1 0 页武汉科技大学硕士学位论文 当i 导通而t 4 关断时，疋= 1 ，且虬n = 。；当t l 关断而t 4 导通时，丌关函数只= o ， 且u 。n = 0 ，则u 。n2u d 。戈，出瓦( 2 1 ) j 改与厩 k 譬+ 凡之= 巳一( 咒+ ) 盯f 同理，可得b 、c 相方程如下 k 譬+ 凡= 巳一( 咒+ ) d f l ，冬+ r l c c 一心d c s c + u n 口f i o + + t = 0 在大多数情况下，三相电网基本平衡，存在 联立式( 2 2 ) 一( 2 6 ) 得， 巳+ 巳+ 乞= 0 ：一了u d c 瓯 j k = a b 。 又，直流侧电流。与迸线电流存在如下关系 ( 2 2 ) ( 2 3 ) ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) l d c = 屯配+ 乇咒+ 叉 ( 2 8 ) 对直流侧电容正节点处应用基尔霍夫电流定律，得 c 华= l 。a c 一= i o s o + & + 一 ( 2 9 ) “i 综合式( 2 2 ) ( 2 4 ) ( 2 7 ) 和( 2 9 ) 得出三相v s r 在三相静止( a 、b 、c ) 坐 标系下的一般数学模型： k 鲁一r r , i o + 乞 r p a d i , t2 一r ，, i b + e b k 鲁一心t + 乞 一唑 + 足) + ) + ) c 訾= i o s o + i b s b + i c s c - i d u d c u d c ( 2 1 0 ) u d c 这种一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。但在这种数学模型中，三相 、，l_、l、，ij ，、，、 武汉科技大学硕士学位论文 第11 页 v s r 交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。 2 2 2 基于两相旋转坐标系系统模型 在三相静止坐标系下，乞、气、以及、乇、t 存在耦合。通过坐标变换可以简化 系统模型，将三相静止坐标系a b c 变换到两相旋转d - q 坐标系其中d 轴与三相电压合成矢 量方向重合且以角速度国逆时针同步，q 轴超自订d 轴9 0 。坐标系之间的关系如图2 4 所 示，图中应为三相输入电压的合成矢量。 b 图2 4 坐标系a b e 和d - q 坐标系之间的关系 遵循等量变换的原则，上述变换关系可以用下面的变换矩阵描述： 厂， 2 乙3 j 一2 r5 i j c o s 口 - s i n 口 l 压 c o s ( o 一1 2 0 0 ) 一s i n ( 8 1 2 0 0 ) l 压 c o s ( 秒+ 1 2 0 0 ) 一s i n ( 0 + 1 2 0 0 1 1 压 昏州，圈 降m 豳 ( 2 11 ) ( 2 1 2 ) ( 2 1 3 ) 第1 2 页武汉科技大学硕士学位论文 为： 阱n ，斟 泡 根据式( 2 1 2 ) 和式( 2 1 3 ) ，可得到三相v s r 在旋转两相d - q 坐标系下的系统模型 l d 翻i d ：= e d + r d 七l r 乒q 一s y 厶鲁= 巳+ 如+ k 屯缈一s u 2cdu：一兰二盈+3(sj+咒)dt2 r d qq j 2c盟=等互叫3+sjq)dt 2 尼 、 ( 2 1 5 ) 2 3 三相v s r 电流控制技术 为了使网侧电流波形能够很好地跟踪电压波形，网侧电流的控制显得十分重要。三 相v s r 电流控制的2 个控制目标：( 1 ) 稳定直流侧电压；( 2 ) 实现网侧在受控功率因 数( 如c o s o = 1 ) 工作。为了实现第一个目标，控制系统中需控制直流侧电压，一般都采 用电压闭环控制；对于第二个目标，则需通过控制网侧输入电流的幅值和相位来实现。 目f j ，根据在控制环中是否采用电流闭环，可以把三相v s r 的电流控制策略分为两类： 一类是间接电流控制策略；另一类是目d f 占主要地位的直接电流控制策略。 2 3 1v s r 间接电流控制 间接电流控制实际上就是所谓的幅相电流控制( p h a s ea n da m p l i t u d ec o n t r o l p a c ) 2 2 a 4 j 。通过p w m 控制，在v s r 桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦p w m 电 压。该p w m 电压与电网电动势共同作用于v s r 交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流 则由v s r 交流侧电感滤除。从控制方式上，v s r 间接电流控制又分为静态问接电流控制 和动态间接电流控制。这种控制方案稳定性不好，网侧电流中含有直流分量，同时网侧 电流响应慢，对系统参数变化敏感，因此它已逐步被直接电流控制策略所取代。 2 3 2v s r 直接电流控制 v s r 直接电流控制是针对v s r 间接电流控制不足( 动念响应慢、对参数敏感) 而提 出的。这种直接电流控制与间接电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有网侧电流 闭环控制，而后者则无网侧电流闭环控制。由于采用网侧电流闭环控制，使v s r 网侧电 流动、静念性能得到了提高，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，从而增加了电 流控制系统的鲁棒性。 武汉科技大学硕士学位论文第1 3 页 其主要包括： ( 1 ) 基于静止坐标的p i 调节方案【2 钮7 】 图2 5 基于静止坐标的p l 调节器控制方案 这种基于静止坐标的电流环，对于每一相都有一个独立的电流调节器。在这种电流 控制方法中，由于电流给定为正弦波，所p i 调节无法做到无静差。 ( 2 )基于同步旋转坐标系的p i 调节方案【2 8 】 哼j s p w m s a s b s c 图2 6 基于同步旋转坐标系的p i 调节器控制方案 这种基于同步旋转坐标系的p i 调节控制方案是将三相电网的交流量看成是一个空 间旋转的矢量。将三相静止坐标系中的电压和电流变换到空间旋转的同步坐标系中，则 系统变成解耦的两相直流系统。这种控制方案理论比较成熟，在已有的电流控制技术中 实现起来最为方便，因而应用也十分广泛。 2 4 三相v s r 控制方法 三相v s r 一般采用电压控制外坏和电流控制内环的双闭环控制方法。电压外环的作 用是维持直流母线电压的恒定，根据直流电压v d 。的大小决定三相v s r 变换器输出功率 的大小和方向，输出为电流的给定信号。电流内环的作用是使整流器的实际输入电流能 够跟踪电流给定，实现单位功率因数控制。 2 4 1 基于三相静止坐标系模型的控制方法 在早期的三相v s r 研究中，大多数系统采用如下图所示的控制方案1 2 引。 ， 一b ， 怕 ，h ：k 第1 4 页武汉科技大学硕士学位论文 疋 & 疋 当负载消耗功率时，电压调节器输出为正的i 。输入电压经过一个比例因子红后 得到一个与e k 同相位的单位正弦信号蔑k 。f m 与瓯k 的乘积作为电流给定毛k 与同 相。如果能够控制电流使k 跟随k ，那么能量就以单位功率因数从电网流向负载，三相 当能量需要出直流侧逆变回电网时，电压调节器输出符号为负的0 。f m 与疋k + 相乘得 到与e k 反相的电流给定k + 。同样如果k 。能够跟随k ，那么负载反馈的能量就以单位 刚羞器：三) 武汉科技大学硕士学位论文第1 5 页 钏 ( 2 1 7 ) 阱犯小纠 为了实现p w m 整流器的单位功率因数，给定无功功率q 等于0 。同时，将式 阱；吲 晓 = e d r r i d y d + l 0 q ( 2 2 0 ) = e q r r 乒q y q + l r 乒d 由此，可以将系统电流内环设计为： 根据上述分析，构造如下图所示的变流系统双环控制结构。外环为电压环，控制直 流母线电压的输出，通过直流母线电压给定和反馈得到系统输出电压误差，经过电压调 节器计算有功电流给定i d 。其值决定有功功率大小，符号决定功率流向。系统内环为电 流环，其作用是控制电流响应。控制框图如下图所示： 图2 8 三相v s r 基于同步旋转变换方案控制框图 也瓦叱瓦 訾 叩 如 “ ，j、，l 互 0 w 0 呶 呶 + 巳 + + x 鱼s 了 砌 砌 = = d 口 扩。 扩， 第1 6 页武汉科技大学硕士学位论文 2 3 3电压空间矢量控制的基本原理 用同步旋转变换的控制方法得到d q 两相的电压给定后，可以采用f 弦脉宽调制 s p w m 技术来得到三相v s r 六个开关管的开关信号。基本的原理是根据式( 2 1 3 ) 的反 变换将两相旋转坐标系中的电压给定变换到三相静止坐标系中，标么化后与频率固定的 三角波进行比较，就可以得到脉宽调制信号。这种方法在早期的三相v s r 控制中得到了 广泛的应用。 近年来，随着算法的不断改进和控制芯片的迅猛发展，s v p w m 电压空间矢量脉 宽调制技术被引入到高频变流领域。s v p w m 是一种优化的p w m 技术，此方法控制简 单，电流波形畸变小，数字化实现方便，能明显减少交流侧电流的谐波成分，提高电压 利用率( 比s p w m 高1 5 ) ，已有取代传统s p w m 的趋势1 3 0 3 2 。 由图2 3 中功率器件入端向交流侧看去，可以把电感及电网输入等效为一个三相交 流电机模型。因而三相电压空间矢量整流器的控制即类似三相交流电机的矢量控制。 三相理想正弦电压在空间上形成理想的圆形磁链轨迹，通过整流器功率器件不同的 丌关组合形成的实际磁链矢量来追踪此标准圆形轨迹。就可以使入端电流与电压保持同 相位且电流呈证弦形状。并减少其谐波分量，从而获得高功率因数【3 3 。 设理想磁链的轨迹方程为： 妒= v me x p ( j c o t ) 它对应的理想电压矢量运动方程式为： ( 2 2 2 ) = 肜吖e x p ( j 0 9 t ) = y m c o e x p ( j c o t + ) ( 2 2 3 ) 这说明电压矢量的相位超前于磁链相位角。它在空间上理想轨迹也是一个圆。 如果记每个桥臂上通下断时开关函数s 取1 反之取0 。则通常整流器的输入电压有8 个 矢量。即o o ( 0 0 0 ) 、玩( 1 0 0 ) 、砍( 11 0 ) 、以( 0 1 0 ) 、玩( 0 11 ) 、眈 ( 0 0 1 ) 、眈( 1 0 1 ) 、玩( 1 11 ) 。其中包括六个幅值相等相位互差6 0 。的有效矢量和两 个零矢量。用6 个非零矢量将一个周期分成6 个区间( 如图2 9 a 所示) 。每个区间再根 据所选功率器件的丌关周期瓦分成相应个数的小区问。每个丌关周期对应一个小区间。 在每个小区i 、日j 由其所在区问的两个相邻非零矢量加上零矢量合成该小区间的参考矢量。 如果功率器件的频率越高，则参考矢量的顶端轨迹越接近圆形。 假设参考矢量吼，在电压矢量空间以角速度啦均匀旋转。当吮，在空间矢量区间i 时，其等效丌关时间由平均值等效原理( 即使矢量【7 。、吐线性组合并恰好等于理想电 武汉科技大学硕士学位论文 第1 7 页 压矢量在此小区问中点的值) 得： 0 。t 。+ 移：t 2 = 吼乏 由图2 9 将其写成标量形式，得： f u , t , + 0 2 1 6 c o s 6 0 。= 阮i 咒c o s 乡 f s i n 6 0 。f 2 = 1 l 瓦s i n p 式中，口参考矢量以与谚之间的央角，o 0 6 0 。； f l 为开关矢量d 。的作用时间； t 2 为开关矢量吼的作用时间。 ( o i i ) 以 穴uii孤口。 ， ， 乒i ，、 o、 v - 盂斗嘶 1 v 1 1 a b r 一 o o f c- c b ( 2 2 4 ) ( 2 2 5 ) u d c ( 0 0 1 ) 坫 v 以( 1 0 1 ) a b 输入u l ( 1 0 0 )c 输入u 2 ( 1 1 0 ) 图2 9 合成参考矢量及基本开关矢量输入状态图 由图2 9 b 、c 的开关矢量状态图可以求得各输入开关矢量： p 2 ( u + 口+ ) = 。 ( 2 2 6 ) 1 = ( + v s 口+ v c c l 2 ) = p ，3 其中旋转因子口= p 广“，。则其代入( 2 2 4 ) 式可解得：。 铲型等型 f ：o ，r t s i n 0 。 u d c = 圭( 乏- t - t 2 ) ( 2 2 7 ) 第18 页武汉科技大学硕士学位论文 其中口为合成参考矢量瓯，与基本丌关矢量玩的夹角。由平均值等效原理，吼，作用 某个小区中点互。时问等效于所在区i 日j 相邻基本丌关矢量线性组合。这样秒值就等于吼，所 处小区中间值。从而避免了复杂的矢量角度计算。 u ou l u ，u u u ， u lu o ( o o o ) f 1 0 0 )1 1 l i ) 、n l 1 1 ln1 1 而1 r i n n 、 ( o o o ) 石t l 互ltf t 1t o _ _ 一 了。 一 l2l 一 l9，- -。，l - ，r 、，、 ，r1，、，1r 、 一 ，、 一 ， z 。 图2 1 0 空间矢量在第1 扇区时三相桥臂的开通时间分配 当由( 2 2 6 ) 式解得t 4 、t 6 、t o 、t 7 值后，就可以利用t m s 3 2 0 f 2 4 0 d s p 输出p w m 脉冲，如图2 9 a 所示：零矢量玩、秒，作用时，开关组合形成的实际磁通停留原地不动。 有效矢量矽。矽。作用时，合成参考矢量吼，沿着接近圆的轨迹在六个区间运动。 每一个瓦