（电力电子与电力传动专业论文）llc谐振dcdc变换器的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i 页 a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fi n f o r m a t i o nt e c h n o l o g y ，p o w e rm a n a g e m e n tf o r t e l e c o ma n dc o m p u t e ra p p l i c a t i o n sb e c o m eal a r g em a r k e tf o rp o w e rs u p p l y i n d u s t r i e s t om e e tt h ep e r f o r m a n c ea n dr e l i a b i1 i t yr e q u i r e m e n t 。 d is t r i b u t e dp o w e rs y s t e m ( d p s ) i sw i d e l ya d o p t e df o rt e l e c o ma n dc o m p u t e r s y s t e m s ，b e c a u s eo f i t sm o d u l a r i t y ，m a i n t a i n a b i l i t ya n dh i g h r e l i a b i l i t y t h i st h e s i sd i s c u s s e ss o m er e s e a r c hf o c u so fs o f t - s w i t c h i n g t e c h n o l o g ya n di n t r o d u c e st h r e et r a d i t i o n a lr e s o n a n tc o n v e r tt o p o l o g i e s b a s e do nt h i s ，i tp r e s e n t san o v e ls o f t s w i t c h i n gl l cs e r i e sr e s o n a n t c o n v e r t e ru s e df o rt e l e c o m m u n i c a t i o nr e c t i f i e r i nr e s o n a n tc o n v e r t e r a 1 1s w it c h e sa r ew o r k i n go nt h ez v sa n dt h es e c o n d a r yd i o d e sa r ew o r k i n g o nt h ez c s s ow ec a na c h i e v eh i g he f f i c i e n c y i no r d e rt or e a l i z es o ft s w i t c h i n go v e rt h ee n t i r eo p e r a t i n g ，m a g n e t i z i n g i n d u c t a n c ei su t i li z e dt ow i d e ni n p u tr a n g e m o r e o v e r ，l e a k a g ei n d u c t a n c e p a r t i c i p a t e si nr e s o n a n c e ，w ec a ne f f e c t i v e l yr e d u c ee m ia n ds e e o n d a r y r e c t i f i e rv o l t a g es t r e s s a c c o r d i n gt op s p i c es i m u l a t i o na n de x p r i m e n t ，d e t a il e da n a l y s i so f t h ep r i n c i p l eo fl l cs e r i e s r er e s o n a n tc o n v e r t e r ，d e s i g ne q u a t i o n sa n d d e s i g np r o c e s sa r ep r e s e n t e d t h e r em a k r a b l ee x p e r i m e n tr e s u l t s ，o b t a i n e d f r o m2 4 v 8 a 一一2 0 0 k h zp r o t o t y p e ，s h o wt h eb e s tf a t u r eo ft h i st o p o l o g y k e y w o r d s ：d c d cc o n v e r t e r ：l l cr e s o n a n t ：s o f t s w i t c h i n g ； v a r i a b l ef r e q u e n c yc o n t r o l 西南交通大学曲南父逋大罕 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定， 同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版， 允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本学位论文的 全部或者部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制方式保存或汇编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在5 年解密后适用本授权书： 2 不保密团，适用本授权书。 学位论文作者签名：磅冶岩 曰期：咖8 。汐。 西南交通大学曲陶父逋大罕 学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的论文，是本人在导师指导下进行的研究 工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和引用的 内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果。本人 完全意识到本声明的法律结果。本论文在完成的过程中，有如下的创 新：在传统谐振变换器研究的基础上，通过详细分析讨论l l c 谐振 d c d c 变换器的工作原理、运行特性，得到了完整的理论表达式和 应用设计步骤，根据步骤合理设计，能够让变换器在全输入电压范围 和全负载下实现变换器中功率开关管z v s 开通，输出端整流二极管 z c s 关断。最后，本论文有详细的实验测试结果。 本人签名：上生l 啦 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 研究背景 第1 章绪论 自从2 0 世纪7 0 年代，开关电源的研究、开发和生产兴起以来， 开关电源已经得到了广泛的应用；同时随着信息技术、通信和计算机 系统的发展，开关电源以惊人的速度发展。为了满足上述要求，分布 供电系统( d p s ) 应运而生并得到了广泛的应用，d p s 克服了传统 的集中供电维护困难，可靠性差，升级扩容难等缺点。与集中供电系 统相比，分布供电系统具有易于热处理，高可靠性，模块化，可维护 性等优点。当前开关电源的研究主要集中在以下几个方面。 ( 1 ) 高频化 随着芯片集成度的不断提高，电子设备功能部件的体积不断减小， 因而要求设备内部电源模块的体积和重量不断减小。直接装在印制板 上的模块电源，还要求薄型化。高功率密度必定是将来开关电源发展 的趋势之一。根据理论分析，提高开关频率是减小开关电源体积和重 量的基本措施，因为增加开关频率可以大大地减小磁性元件的体积。 但是，在低频率下被忽略的寄生参数的影响也必须考虑，高频寄生参 数以及e m i 等新的问题也将随之产生。新问题的出现势必给设计者带 来了难度。 ( 2 ) 功率因数校正( p f c ) 技术 近年来，在电源领域的电磁干扰，谐波污染等标准越来越高。为了 解决谐波污染，提高电能利用率，功率因数校j 下( p f c ) 技术是电源设 计的必要环节之一。采用p f c 技术可以提高a c d c 变换器输入端功率 因数，减少对电网的谐波污染，实现开关电源“绿色化”的目标。目 前p f c 技术主要分为有源p f c 技术和无源p f c 技术两大类，研究的重 点在于改进控制方案，提高低输入电压和轻载下的功率因数，优化设 计输入滤波器，减小丌关次谐波对输入功率因数的影响。 ( 3 ) 数字控制技术 数字控制技术的引入，在研究过程中有助于缩短丌发时间，降低设 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 计费用；在工程应用中，控制灵活，方便实现数字接口。数字系统中 常用控制器包括单片机，数字信号处理器( d s p ) 及可编程逻辑器件 ( p l d ) 。早期的数字控制主要采用单片机实现，因受a d 转换和运算时 间的限制，速度较低，直接应用多数针对电机控制。随着d s p 和p l d 等新型集成电路技术的发展，数字控制技术在开关电源的设计中也得 到了广泛应用心1 。当前这一技术的研究重点集中在对控制算法进行优 化，简化算法以及如何使数字控制更好的与模拟平台相结合。 ( 5 ) 智能化技术 开关电源的智能化技术主要是指对运行中的开关电源进行监测和 故障自诊断，对输出侧处于浮充状态的蓄电池进行优化管理，以及通 过通讯接口将开关电源与计算机相连接，实现远程网络化控制等。智 能化是便于使用和维修的基础，无人值守的电源机房。航空和航天器 电源系统都要求高度智能化，以实现正常、故障应急和危急情况下对 电源的自动管理1 。 ( 6 ) 模块化及并联均流技术 模块化和并联技术是提高系统可靠性和扩大系统容量的重要手段。 模块电源的并联、串联和级联可以满足分布式电源系统的需要，显著 提高电源的可靠性和使用灵活性，既便于用户使用，也便于生产和维 护。当前关于这一技术的研究工作主要集中在并联模块的均流控制和 故障模块的诊断及可靠切除。 ( 7 ) 低压输出技术 随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工 作电压越来越低，这就要求未来的d c d c 变换器能够提供低输出电压 以适应微处理器和便携式电子设备的供电要求。对于低压输出电源模 块，必须处理好输出端整流管损耗的问题。 1 2 存在的问题及解决方案 为了减小输入端电流的谐波成分，灵活的调节输出电压，d p s 的前 级变换器一般采用p f c 加d c d c 变换。5 0 h z 交流输入信号经e m i 滤波 器、桥式整流器后进入p f c 环节，输出粗调的直流高电压。4 0 0 v 的直 流电压再经前级d c d c 变换成常用的4 8 v 或者12 v ，根据负载电压等 级的要求，可再将前级d c d c 输出再经过一级d c d c 变换成负载所需 西南交通大学硕士研究生学位论文 第3 页 要的电压。典型的前级a c d c 变换电路结构如图卜1 。在设计此电源 模块时，会遇到以下几个问题油1 。 手- 【】妇 ；1 | l ijl j r 图卜1 前级a c d c 变换电路结构 ( 1 ) p f c 电感和e mi 滤波器体积在整个电源模块中的比例很大。 p f c 电感用于功率因数纠正，使输入电流与输入电压同相位，减少 高次谐波污染。p f c 电感主要由p f c 开关的纹波电流决定。理论分析， p f c 电感与p f c 开关频率正反比 1 2 。增加p f c 开关频率可以减小 p f c 电感的尺寸，但是频率的增加，p f c 级的开关损耗也相应增加。同 时频率增加，干扰会变得严重，为了削弱干扰，e m i 滤波器的尺寸会 大大地增加。 ( 2 ) 前级d c d c 需要大容量大体积电解电容来提供维持时间内的能 旦 里。 当输入端切断电源时，在维持时间内( 一般为2 0 m s ) 负载端的能 量完全由p f c 后面的大电解电容提供。当输入电压较宽时，此维持时 间电容体积小。对于传统的p w m 控制的开关电源，即使能满足宽输入 电压范围工作，在电压f 常工作点的效率会受到很大的影响。为了缓 解这矛盾，经常是缩小输入电压范围，利用大体积大容量的电解电容 来提供维持时间内的能量引。 ( 3 ) 无源元件占据电源模块很大的体积。 在丌关电源中，电磁元件比如滤波电感、变压器等占据系统体积的 很大部分，如果不采用集成技术，这些无源元件不仅占空间，而且扩 散寄生参数对系统的运行特性会产生很大的影响，进而影响系统的效 率。同时，由于以上变换电路的效率不高，损耗以热量的形式散发出 来，系统要j 下常运行，需要大尺寸散热器，这样占据电源模块很大的 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 体积。 1 3 本论文的选题意义和主要工作 目前p f c 技术比较成熟，在实际生产中，p f c 变换级效率已高达9 8 。 研究前级p f c 技术对提高系统效率的空间不是很大，因此本文未对p f c 技术作介绍。针对传统模块电源存在的缺陷，本论文首先对开关电源 的常用拓扑进行简单的理论分析和总结，通过实验调试这些拓扑，找 出它们的不足。接着研究了移相全桥d c d c 变换器、不对称半桥d c d c 变换器、串联谐振变换器( s r c ) 、并联谐振变换器( p r c ) 和串并联谐 振变换器( s p r c ) 。比较和总结这些传统变换器的优缺点，为对l l c 谐 振d c d c 变换器的理论分析作铺垫，接着通过仿真验证理论分析的正 确性，最后通过输出功率2 0 0 w 输出2 4 v 8 a 的样机更进一步的验证了 l l c 谐振变换器的各项优点。实验结果表明，在输入电压范围内，这 种变换器不但具有很高的效率，而且也实现了高功率密度。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 第2 章d c dc 变换技术的基本概况 市电在很多情况下是不能直接满足用电设备的要求，需要经过电能 的各种变换才能利用。广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将 一种电源形态转变成为另一形态的主电路都叫做开关变换器电路：转 变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称开关电源1 。开关电 源主要组成部分是d c d c 变换器。开关电源变换器的种类很多。按电 网接入形式，开关电源可以分为一次电源和二次电源；按变换器的种 类，可以分为交流直流( a c d c ) 变换电源、直流直流( d c d c ) 变换电 源、直流交流( d c a c ) 变换电源和交流交流( a c a c ) 变换电源。d c d c 变换电源属于二次电源，它是通过不同的变换手段将交流电变换成电 力设备所需的另一种直流电。早期的线性稳压电源就是d c d c 变换之 一，其本质就是两电阻串联的分压器，不涉及到频率的变化，效率很 低。随着集成电路和半导体技术日渐成熟，开关电源得以高速发展和 广泛应用。开关电源产品的效率、功率密度都得到了很大的提高。 在功率开关管的控制方法有：脉宽调制( p w m ) ，脉冲频率调制( p f m ) 和混合调制。混合调制是以上两种调制的综合。工业上大多采用p w m 控制技术，它是以使用“硬开关 为主要特征。与“硬开关”相对的 是“软丌关技术，这是开关电源研究的热点之一。“软开关 实质就 是让_ 丌关管在零电压导通( z v s ) 或者在零电流关断( z c s ) ，开关管的 开关损耗理想为零1 。由于开关损耗基本上被消除，因此可以大大地 提高丌关频率，更一步提高系统的功率密度，同时也提高系统的效率。 利用谐振技术可以让电子开关实现z v s 或者z c s 。常用的谐振有串 联谐振、并联谐振和串并联谐振。基本原理是在电路中增加l c 元件， 在l c 组合网络两端加直流电压，利用谐振原理，l c 组合网络中的电 流按正弦规律进行无阻尼振荡，当电子丌关两端的电压振荡到零导通 或者让电子丌关支路的电流谐振到零关断，从而实现“软丌关功能。 与? w m 控制方法不同的是，为了让输出电压在输入电压和负载变化等 情况下保持稳定，大多“软丌关”d c d c 变换器是通过改变系统的工 作频率来调节输出电压，因此在控制方法上属于脉冲频率调制。我们 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 知道，这种调频系统在很大程度上依赖于系统参数，所以在稳定调制 输出电压上没有p w m 控制容易。 结合理论与实际电路调试，本章简述了开关电源中常用的d c d c 变 换拓扑。对移相全桥变换器、不对称半桥变换器、传统谐振变换器进 行了讨论。通过对这些变换器性能的分析总结，演变出最具特性的新 型高效率的谐振变换器一l l c 谐振变换器。 2 1d c d c 变换技术 2 1 1 硬开关技术 在理想情况下，即开关管在瞬间能关断或者导通，不存在开关损耗。 但对于实际的开关器来说，由于寄生参数的影响，在开关管开关过程 中存在丌关损耗。为了分析方便，我们假设为阻性负载，那么开关过 程中的电压电流波形如图2 1 所示。 疋 li l _ d g，i ( t ) 土如 !厂 t犬支 奠；! ! 一 t t 。 i8 图2 1 开关管的丌关过程 从图2 1 看出，在一个周期内，由于开关分布电容和线路分布电感 的影响，丌通时，开关管的电流从零逐渐上升，电压逐渐下降，电流 上升和电压下降有个交叠过程，使得丌通过程中丌关管有功率损耗( 丌 通损耗) 1 。同样在关断时，电流下降和电压上升出现交叠过程，关断 过程中丌关也有功率损耗( 关断损耗) 。因此它是一种硬丌关技术，即 功率丌关管的开通或关断是在器件上的电压或电流不等于零的状态下 进行的。假设丌关周期为t ，其它参数如图所示。则有如下的关系： i s t i s z ，= _ f ；z ，_ = 拈一_ ( 2 1 ) z ，z ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 驴跆一v s = 等r 2 ， 由( 2 1 ) 和( 2 2 ) ，即可得到开通损耗和关断损耗。 而厅：! 丝丝 丁6 p o f f = ；半 因此，在一个周期内的开关损耗为： ( 2 - 3 ) ( 2 - 4 ) p t o t a l 亭型掣浯5 ， 由( 2 - 5 ) 式，总开关损耗与开关频率的关，开关频率越高，开关 损耗越大。在实际电路中，由于漏感、二极管的反向恢复特性的影响， 功率器件的开关过程会更严重，开关损耗要比理想条件下大几倍，e m i 噪声更大。所以，应用硬开关技术的p w m 功率变换器，其开关频率不 宜过高，否则开关损耗太大，变换器的效率大大降低。同时，总开关 损耗还与开关器件的特性有关，特性好的开关管下降时间和上升时阳j 很短，开关损耗也很小。但是此类器件的价格也很高。 增加缓冲电路可以减小功率器件的开关损耗。其基本思想是使丌通 时开关电流缓慢上升，关断时开关电压缓慢上升，这样就改变了丌关 的动态轨迹，降低了开关过程中的开关损耗。开关电流和开关电压缓 慢上升程度由缓冲电路中的储能元件l 和c 的值决定，其数值越大， 缓冲能力越强，功率器件的丌关损耗越小。但缓冲电路的实质是将功 率器件所减少的能耗转移到缓冲电路中，在强缓冲时，开关电路的总 损耗反而增加。无损缓冲电路的发展减小了这一突出矛盾，但要加较 多额外元件，增加了电路的复杂性。因此软丌关技术就发展起来了。 2 1 2 软开关技术 在高频化发展过程中，为了降低丌关损耗，软开关技术丌始发展起 来。“软丌关 是指零电压开关( z v s ) 或零电流丌关( z c s ) 。它是利用谐 振原理，使丌关变换器的丌关管中电流( 或电压) 按j 下弦或准f 弦规律 变化，当电流自然过零时，使器件关断；或当电压过零时，使器件丌 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 通，实现开关损耗为零，从而可将开关频率提高到更高等级。常用的 软开关技术有：准谐振( q r c ) 或多谐振( m r c ) 技术，z c s p w m 或z v s p w m 技术，移相全桥z v s - p w m 技术，z c t p w m 或z v t p w m 技术和串联谐振 ( s r c ) 或并联谐振( p r c ) 技术等等1 。 随着电源技术的发展，市场竞争的加剧。电源制造商们意识到要将 新的技术用于电源产品中，提高功率密度，同时，又要降低成本。所 以，对于一定输入、输出和负载条件下，选择怎样的电路拓扑，在最 小成本增加下，有效的利用软开关技术，达到设计要求，是电源设计 师的首要任务。 2 2 典型d c d c 变换拓扑分析 自开关电源兴起以来，在基本变换拓扑的基础上，出现了很多新的 变换电路。变换拓扑发展的推动力来自于开关电源高要求的应用环境。 特殊应用场合的电源其性能要求也非常高，比如高稳定性，可靠性， 体积小，效率高，电磁干扰小等。为了达到上述性能指标，研究开发 高频、高效率d c d c 变换器很有必要。 最基本的d c d c 变换拓扑有降压式d c d c 变换电路、升压式d c d c 变换电路和升降压式d c d c 变换电路，其基本代表电路是b u c k 、b o o s t 和b u c k b o o s t 电路，以及c u k 、e s p ic 和z e t a 电路，前三个较为常用。 由于电路输出一般有隔离的需要，基本电路加上隔离变压器，演变出 正激( f o w r a r d ) 、反激( f l y b a c k ) 、半桥( h a l f b r i d g e ) 和全桥 ( f u l1 - b r id g e ) 四个带隔离的基本d c d c 变换电路。 以上拓扑基本上都是在硬开关下运行的，开关损耗及电磁干扰影响 很大。在控制方法上由传统的硬开关p w m 向软开关p w m 和谐振p f m 方 向发展。移相全桥和不对称半桥变换器是典型的软开关p w m 变换电路； 串联谐振、并联谐振和串并联谐振是典型的软丌关谐振变换电路。 结合实验调试，本章节分析了三种常用的中等功率d c d c 变换拓 扑。它们是：双管正激d c d c 变换器，移相全桥变换器，不对称半桥 变换器。阐述三种d c d c 变换拓扑的工作原理，总结三种变换拓扑在 性能上的优缺点和实际设计中的限制和问题，并提出了一些改进优化 的方法。 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 2 2 1 双管正激d c d c 变换器 双管正激d c d c 变换器是在推挽变换器和正激变换器的基础上发 展而来，如图2 - 2 所示。 + y s d 3l o i 厂 一c o 牛( n a d 4 一一 i r o 图2 - 2 双管正激d c d c 变换器 原边二极管d 1 、d 2 经变压器分别并联在开关管q 1 、q 2 两端，起到 电压嵌位的作用，输出端由整流二极管d 3 ，续流二极管d 4 以及l c 输 出滤波器组成冲1 。其工作原理如图2 - 3 所示。 从图2 - 3 可以看出，双管正激d c d c 变换器在一个工作周期内，有 三个工作阶段，分别是：能量传送阶段，变压器磁复位阶段和死区段。 能量传送阶段：两开关管q 1 、q 2 同时导通，d 1 、d 2 反偏截止，能量 从输入端经变压器传向负载，初级电流和次级电流增加。磁复位阶段： q 1 、q 2 两丌关管关断，d l 、d 2 导通。变压器进入磁复位阶段，当变压 器完全磁复位，初级电流为零，d 1 、d 2 自然截止，变压器原副边电 流为零，d 4 续流，c o 和l 0 为负载提供能量。 假设，功率开关管的导通压降为lv ，导通时间为t o n ，为了成功磁 复位，t o n ( 4 c 等s s + - 5 ) 眙z ( 2 1 3 ) j 芝一+ 励磁能量 ( _ + ) 眙2 ( 2 1 3 ) 2jz 移相全桥d c d c 变换器有如下的优点： ( 1 ) 、原边四个功率开关管都可实现z v s ，减小开关管的开通损耗。 ( 2 ) 、输出滤波电感三口上的伏秒积很小，l o 的体积小。 ( 3 ) 、恒频工作，电压、电流应力小；同时此变换器适用于全功率 范围，几百瓦到上千瓦均可适用。 但是，移相全桥d c d c 变换器也存在以下缺点和设计限制： ( 1 ) 、变压器原边漏感问题。为了让m o s 开关管在零电压条件下开 通，需要大的漏感，特别是对滞后桥臂，滞后桥臂的z v s 完全靠变压 器漏感储能。可是此漏感越大，变压器体积大，占空比丢失越大。漏 感越大，也限制了变压器匝比的选择。 ( 2 ) 、环流问题。在一个工作周期内，上两管或者下两管在很小的 一段时间内同时导通，此时间内变压器的原边被短路，形成很大的环 流。环流的存在，电源的通态损耗大大增加。在此时间里，原边无能 量传送到次级，次级整流二极管续流s 当开关管的占空比越小，环流 更大。 ( 3 ) 、滞后桥臂丌关管难实现z v s 。超前桥臂两开关管易于实现z v s ， 因为电容谐振能量由三，- + ，z 2 l o 和励磁能量提供，其值较大；而滞后桥 臂丌关管较难实现z v s ，因为电容谐振能量只由l 提供，其值较小。 实现z v s 的方法有两种。一是增加激磁电流；二是增加变压器漏感。 增加激磁电流会增加开关管的通态损耗和变压器的损耗；增加变压器 漏感会导致变压器体积大，造成成本大且占空间：同时还会造成占空 比丢失。 ( 4 ) 、占空比丢失问题。在初级电流换向的时问里，初级电流不足 以为负载提供能量，输出端两个输出整流二极管同时导通，负载处于 续流状念。次级电压为零，其电压脉宽小于初级电压脉宽，出现占空 比丢失的现象。频率过高或者谐振电感过大都会加重占空比丢失。占 空比丢失会引起大的环流，通态损耗大。由于占空比减小的原因，为 了获得要求的输出电压，必须减小变压器匝比，这样会使初级电流变 大，加大开关管的通态损耗，且额定电流也增加。 2 2 3 不对称半桥变换器 对于半桥d c d c 变换器来说，原边由两个丌关管组成。根据两个丌 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 关管驱动信号不同，半桥d c d c 变换器的工作方式和设计也完全不一 样。如果用互补对称的脉冲信号来驱动两开关管，那么此半桥d c d c 变换器被称为对称半桥d c d c 变换器；如果驱动信号不对称，则被称 为不对称半桥d c d c 变换器叫”。由于对称半桥d c d c 变换器结构及 工作原理相对简单，在此只对不对称半桥d c d c 变换器进行讨论。 图2 6 为不对称半桥的拓扑结构。厶为谐振电感，是外串电感和变 压器漏感之和；输入电压眙不经分压直接加在不对称半桥的输入端， 作为变压器的输入电压。 与对称半桥d c d c 变换器最大的不同，就是不对称半桥d c d c 变换 器属于软开关变换器钉，在工作原理上有其独自的特点。图2 - 7 为 不对称半桥d c d c 变换器的工作波形。 + v 霉 id 1 i l o 图2 - 6 不对称半桥变换器 i o n 哪口：口口 h 2i h e 三三三三三三三 岫仁= 支c = j 3 弋 ；= 么写 m 歹7 = = = = 7 = = = = 7 。上= = _ = _ = = = = = i = = = - _ = = = 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 5 页 图2 - 7 不对称半桥变换器工作波形 不对称半桥d c d c 变换器采用互补控制方式，即q l 的占空比为d ， q 2 的 占空比为1 一d 。当q 1 关断，变换器漏感与q l 、q 2 的输出电容谐振， 使q 2 的d s 变为零，q 2 的体二极管导通，为q 2 实现z v s 创造条件。 同理，当q 2 关断，变压器漏感与q 1 、q 2 的输出电容谐振，使q 1 的s 变为零，q 1 的体二极管导通，实现q 1 的z v s 心利。 v c = d 宰妇 ( 2 一l4 ) 1 1 0 = ( n l + n 2 ) d ( 1 一d ) v s ( 2 一l5 ) 式中：d 为上开关管q l 的占空比；跆为谐振电容的电压；n l ，n 2 ：变压 器次级与初级匝比；n 1 = n s l n p ；n 2 = n s 2 n p ：v o 为输出电压。 不对称半桥d c d c 变换器具有如下的优点： ( 1 ) 、两开关管在z v s 条件下开通，变压器和开关管的寄生参数得 到了利用。 ( 2 ) 两开关管互补驱动，不存在漏感造成的振荡问题。 ( 3 ) 能量均从输入端传送到负载端，不存在环流问题。 但是，不对称半桥d c d c 变换器具有如下缺点： ( 1 ) 输出端两整流管的电压应力不相等，电流应力大。 ( 2 ) 轻载时，z v s 条件容易丢失。 ( 3 ) 存在变压器直流偏磁等缺点。 总体来说与其它基本d c d c 变换器相比，不对称半桥d c d c 变换器 具有软丌关变换，驱动简单等优点，目前已在工业中得到广泛应用， 许多改善不对称半桥d c d c 变换器特性的研究正在研究之中，如采用 并绕组方法( r a n g ew in d in g ) 解决变换器在维持时间内的缺陷1 ：变 压器次级采用不对称绕组来改善输出端二极管上的电压应力等等们。 2 2 4 串联谐振变换器( s r c ) 其电路结构如图2 - 8 所示。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 6 页 + v m o 图2 - 8 半桥串联谐振d c d c 变换器 s r c 结构很简单，它是由两个功率m o s 管q 、q 2 组成上下桥臂，还 有q l 、q 的体二极管d q l 、d q 2 和寄生电容c q l 、印2 。谐振电感三s 和 谐振电容d 是串联的，它们构成谐振网络，谐振回路与负载串联引。 从结构上来看，谐振网络和负载构成了一个分压器，如果改变开关管 的工作频率，那么谐振回路的阻抗也将改变，从而负载上的电压也改 变。同时直流增益不会超过1 ，当电路工作在谐振频率时，谐振回路 的阻抗最小，输入电压大部分降在负载上，这时增益最大。因此对s r c 来说，在谐振频率点处，变换器的电压增益最大心叫1 。 一般情况下，滤波电容c o 值相对较大，输出电压v o 基本保持不变。 当开关q l 开通q 2 关断时，谐振电感上的电流勿为j 下，变压器次级整 流二极管d 1 导通，谐振电流驷将电网能量传送给负载，因此，此阶段 被称为能量传输模式；当q 1 关断q 2 丌通时，谐振电感上的电流功为 负，变压器次级整流二极管d 导通，此时。充当电压源的作用，将其 储存的能量传送给负载。同时在半桥s r c 中，为了避免丌关管q 1 、q 2 直通，丌关管q1 、q 2 之间设有一定死区时间。 根据丌关管的开关频率厣和谐振频率为矿的谐振电感电流驷波形， 串联谐振变换器可以分为三种工作方式：当詹 业时，变换器工作在谐 。 2 厶。 振电感电流z d 断续的模式下；当卫 届 时，变换器也工作在谐振电感电流i p 连续模式。 ( 1 ) 詹 j r 工作模式 。 2 在此模式下的主要波形如图2 - 9 所示。在时刻，q 1 导通，z p 近似 行 以f 弦波的形式谐振并增大，由于厣 冬，丌关工作周期长，在t1 时 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 7 页 刻，已经谐振到零，出现了不连续的情况。从图2 - 9 可以看出， q l 、q 2 都在z c s 条件下关断，减小了开关管的关断损耗。在死区t l t 2 内，早已为零，输出端两整流二极管同时导通以提供负载所需要的 能量j 在f 2 时刻以后，q 1 关断q 2 导通，其工作原理与上述类似。 v i l v m 2 1 一，7 ： n 厂一 h 肛 旷 v ( 2 ) 生2 庐 户工作模式 图2 9 乒 业2 模式 增加声，使声在譬 声 夕范围内j 谐振电感电流勿从不连续变为 连续，其波形如图2 1 0 所示。在q 1 管关断时谐振电感电流勿不为零。 i ，v - 1，v m 2；j i r 、 ， 一一卜一 r 、一 | 、，一， ? 厂、 7 图2 1 0 要 夕时，谐振电感电流仍是连续的。从图2 1 1 可以 看出，q 1 和q 2 的确在零电压下开通，q 2 在零电流下关断，但q 1 关断 的电流不为零，存在关断损耗。 叶i o h f 图2 11压 伊模式 半桥串联谐振变换器具有以下的特点： ( 1 ) 、在前端d c d c 变换器中，大多采用m o s 功率管来传输能量， 对于m o s 管开关管，最好在z v s 条件下开通。为了实现原边丌关管的 z v s ，开关频率必须大于谐振频率。如果开关频率低于谐振频率时，变 换器将工作在零电流开关状态。 ( 2 ) 、轻载时，此变换器通过增加工作频率来保持输出电压不变。 如果不加大变换器的工作频率，那么在轻载情况下，变换器容易丢失 z v s 。因此轻载对于串联谐振变换器来说是一个比较严重的问题。 ( 3 ) 变换器工作在低输入电压下，开关频率更接近谐频率，此情 况下，系统的电压增益更高。随着输入电压的增加，丌关频率偏离并 高于谐振频率，丌关频率的增加导致谐振回路的阻抗也增加，这样会 使更多的能量循环在谐振回路中而非传递给负载。 ( 4 ) 在高输入电压下，系统的丌关频率高，谐振回路阻抗大，谐 振回路中流过大的环流，丌关管的关断电流也很大，直接增加了管子 的关断损耗。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 9 页 2 2 5 并联谐振变换器( p r c ) 与s r c 相比，半桥p r c 输出端串有谐振电感，有阻抗匹配作用，同 时起着滤波作用，改善输出纹波。谐振电容c ，并联在变压器初级，如 果将变压器看作是一个容性元件，谐振电感l r 和谐振电容c r 依然是 串在一起的，但是在这种情况下，负载是和谐振电容并在一起的。和 s r c 相比，它的工作频率也要大于谐振频率，才可以实现原边开关管 的z v s 。半桥并联谐振d c d c 变换器电路如图2 1 2 所示。 + f 多 0 图2 1 2半桥并联谐振变换器原理图 我们知道，半桥并联谐振变换器有两个运行模式。当詹( 立时，变 7 。2 换器工作在断续模式下，在此模式下，谐振电感电流咖在一个时间段 旱为零：当f s 生，变换器工作在连续模式下。其中当厣 矿时，被称 。 2 为是全谐振模式( a b o v er e s o n a n tm o d e ) 心7 2 引。在生 詹 争时，负载看 2 。 。 作容性，容性负载导致一个超前功率因子，这意味着勿超前输入电压 地，这样q l 、q 2 都存在丌关损耗，同时，m o s 管体内的二极管丌通慢、 反向恢复延迟时间长，如果不外加快恢复二极管旁路掉m o s 管的体内 二极管，那么在开关管q 1 、q 2 开关瞬间还会造成很大的竺和坐引。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 恪毫2 l ； li ii j ：l：；ii ；堇看暑 ； = ： 2l： ；皇：暑 ： ! ：=e 厂ir 、il ；i 。+ p 一， 图2 - 13半桥并联谐振变换器主要波形 图2 14半桥并联谐振变换器增益曲线 与s r c 相比，p r c 的工作范围比较小。轻载时，它只要稍微增加丌 关频率就可以来调节输出电压的增益。对于并联谐振变换器来说，当 负载比较轻的时，电路中的循环能量比较大。因为负载是和谐振电容 并联的，当负载为零时，就相当于只有谐振元件参与工作，电路的阻 抗比较小，因此循环能量比较高。图2 13 为半桥p r c 工作的主要波形。 从上述分析可知，并联谐振d c d c 变换器，具有以下的特点。 ( 1 ) 从半桥并联谐振变换器增益特性曲线可以看出，为了让丌关 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 管在z v s 条件下开通，半桥并联谐振变换器的运行区域最好在增益曲 线的右边，即开关频率压应大于谐振频率彦。与s r c 相比，p r c 在增 益曲线右边的运行区域小，其好处就是在当p r c 运行在轻载情况下， 为了保持输出电压稳定，系统的工作频率不会增加得太大，因为轻载 对p r c 的影响不是很大。 ( 2 ) 跟s r c 相似，p r c 在低输入电压工作时，开关频率届更接近 谐振频率矿，此情况下系统的电压增益更高；在高输入电压时，必偏 离并高于谐振频率厅，但与串联谐振变换器相比，其偏离的程度不是 很大。 ( 3 ) 从仿真分析得知，并联谐振变换器在低输入电压时的谐振环 流比高输入电压情况下小得多，但是在高输入电压时，开关管的关断 电流要大得多。并联谐振变换器的另一个问题就是运行在轻载情况下， 谐振回路的环流大，主要由负载与谐振电容并联所致，即就是该变换 器自身拓扑