（电力电子与电力传动专业论文）6kva+acac电源变换器的研制.pdf

壹塞堕皇堕查查! 堕鲎垡堡苎 a b s t r a c t w i t ht h e d e v e l o p m e n t o ft h ee l e e t r o n i ct e c h n o l o g y ，t h e h i g h e r r e q u i r e m e n t so fp o w e rs u p p l ya r er a i s e di n c l u d i n gh i g he f f i c i e n c y ，h i g hp o w e r d e n s i t y 1 0 we m ia n dr a p i dd y n a m i cr e s p o n s e ah y s t e r e s i s b a n di n s t a n t a n e o u s c u r r e n tc o n t r o lp w mt e c h n i q u ei sp o p u l a r l yu s e db e c a u s eo fi t ss i m p l i c i t yo f i m p l e m e n t a t i o n ，f a s t c u r r e n tc o n t r o lr e s p o n s e ，a n di n h e r e n tp e a kc u r r e n t 1 i m i t i n gc a p a b i l i t y t h i s p a p e rp r e s e n t san o v e ls i n g l ep h a s ea e r o n a u t i c a l s t a t i ei n v e r t e r an o v e lc o m b i n i n gt w o t r a n s i s t o rf o r w a r dc o n v e r t e r i s p r e s e n t e d a n d a p p l ie dint h ef r o n to ft h r e e l e v e l h y s t e r e s isc u r r e n t c o n t r o l l e di n v e r t e r ，a n das i n g l e - p h a s e6 k v aa e r o n a u t i c a ls t a t i ci n v e r t e ri s d e v e l o p e d t h i sp a p e rm a i n l yd e s c r i b e st h es m a l ls i g n a lm o d e la n dp r o p e r t i e so ft h e d c d cc o n v e r t e r ，t h eo p t i m u mc o n t r o lm o d e lo ft h ed c a ci n v e r t e ra n da n a l y s e s t h es t a b i l i t ya n dd y n a m i cc h a r a c t e r i s t i c so ft h es y s t e m t h ee x p e r i m e n t a l r e s u l t ss h o wt h a tt h es t a t i ci n v e r t e ra c h i e v e sh i g hp e r f o r m a n c et a r g e t k e yw o r d s ：t w o t r a n s i s t o rf o r w a r d ：s m a l ls i g n a lp r o p e r t i e s ：t h r e e 一1 e v e l h y s t e r e s i sc u r r e n tc o n t r o l 南京航空航天人学硕士学位论文 一一 第一章绪论 本章首先简要介绍了航空静止变流器电路结构经历的三个发展阶段，指出它的发展方向。然 后对逆变器的主要控制技术作了回顾，最后介绍了本文的研究内容和主要意义。 1 1 静止变流器的发展和现状 航空静止变流器( a s i a e r o n a u t i c a ls t a t i ci n v e r t e r ) 是航空电源系统的二次 电源。它用于将飞机主电源直流电2 7 v 或2 7 0 v d c 变换为单相1 1 5 v 4 0 0 h z 、三相 1 1 5 v 2 0 0 v 、三相3 6 v 交流电，供飞机上负载使用。地面上一般用静止变流器将单相 2 2 0 v 5 0 h z 或三相3 8 0 v 5 0 h z 的交流电变换成单相1 1 5 v 4 0 0 h z 或三相2 0 0 v 4 0 0 h z 的 交流电作为飞机的地面电源。 随着飞机战斗性能的提高和用电设各的不断增加，对航空电源的要求也越来越 高。旋转变流机由于体积重量大，难于维护和动态性能差等缺点而不能满足飞机及其 用电设备的需要。由于静止交流器具有效率高、功率密度高、可靠性高、寿命长、供 电品质好、维护方便、体积小、重量轻等优点，因而广泛应用于以直流发电机、化学 能蓄电池和太阳能蓄电池为主电源的领域，如飞机、人造卫星、宇宙飞船和导弹等飞 行器；计算机、卫星通讯及医疗用电源要求不间断供电，也需要用静止变流器与蓄电 池组成不问断电源u p s 装置。欧美一些先进国家早在7 0 年代就已经用a s i 取代了旋 转变流机。国内由于受飞机主电源系统供电体制的影响，目前大多数现役飞机的二次 电源仍为旋转变流机，只有少数国产机型和在研飞机采用了a s i ，而且型号较少。 对静止变流器的基本技术要求主要有两方丽”3 ： ( 1 ) 使用要求。体积小、重量轻、维护方便、可靠性高和成本低。 ( 2 ) 电气性能要求。输出频率稳定、输出电压稳定、输出正弦波形失真度小、输出 电压精度高、动态响应速度快、效率高。 此外，航空的特殊环境也对a s t 提出了进步要求，如高度、温度、湿度、振动 冲击、电磁干扰等。 静止变流器的发展经历了三个发展阶段。1 ：方波式静止变流器；升压直流变换器 与阶梯波合成逆变器组合式静止变流器；单端反激变换器与正弦脉宽调制逆变器组合 式静止变流器。 1 1 1 方波式静止变流器 方波式静止变流器的典型产品是美国j e t 电气技术公司于1 9 8 4 年研制的 6 k v aa c a c 电源变换器的硼制 一 s i 一2 5 0 0 l p 方波、准方波静止变流器，如图1 1 所示。主要由推挽电路和输出交流滤 波电路构成。这种电路的特点为： 开关频率是输出电压的频率，一般为4 0 0 h z 或5 0 h z ，通过改变脉宽实现输出调 压： 功率开关电压应力为2 u i n l 电路拓扑简洁，功率器件数目少： 变压器工作频率低，体积和重量大，并且噪声严重； 由于输出电压为方波电压，故其输出电压波形失真度大，输出滤波器采用对基 波具有串、并联谐振的四阶滤波器可使输出正弦波失真度小于2 ，该滤波电路复杂， 体积和重量大，位于主功率通道的滤波电感和滤波电容损耗较大。 圆 图1 - 1 方波静止交流器 1 1 2 升压电路与阶梯波合成组合式静止变流器 l o a d 图1 2阶梯波合成静止变流器 南京航空航天大学硕士学位沦文 阶梯波合成静止变流器是另一种常见的静止变流器构成方案，由升压b o o s t 变换 器和阶梯波合成逆变器级联构成，如图卜2 所示。阶梯波的阶高按正弦规律变化，如 果每个周期阶梯波的阶梯数为2 n ，则需要n 台单相逆变器或n 3 台三相逆变器。对 于大功率逆变器阶梯波合成常采用移相迭加法，即通过n 个相位相差z l n 、不同幅 值的方波或矩形波来实现波形迭加，最大限度的将某些低次谐波相互抵消，使合成波 的谐波含量最小。这种电路的特点为： 逆变电路本身没有调压的功能，只能通过前级的升压b o o s t 变换器来调节输出 电压； 功率器件和n 相变压器的工作频率为4 0 0 h z ，变压器的体积和重量大： 电路拓扑复杂，元器件数目多； 输出谐波含量小，最低次谐波为2 n 1 次，故整个滤波器的重量和体积可以明 显减小或可省去； 由于每相功率电路承担1 n 的总功率，故功率管不用并联就可以得到较大的功 率输出。 1 1 3 正弦脉宽调制式静止交流器 由美国航空仪表( a i a v o n i ci n s t r u m e n t s ) 公司生产的a 工一1 0 0 0 静止交流器是 第二代产品，如图卜3 所示。该静止变流器由单端反激变换器和单相桥式逆变器级联 构成，两部分分别闭环控制。单端反激式变换器的工作频率为2 1 6 k h z ，高频变压器 取代了逆变桥输出端笨重的4 0 0 h z 低频变压器，直流侧输入电压2 7 v 经变换器输出 d c a c 逆变器所需的稳定1 8 0 v d c 电压，改善了逆变器的工作条件，对提高整机性能 起到了关键作用；单相桥式逆变器采用了电流滞环控制两态调制技术。这种电路的特 点为： 去除了低频变压器，并且输出交流滤波电感非常小，所以整机的体积、重量明 显下降。 采用了高性能的电流控制二态调制技术和电压电流双闭环控制，电压稳态精度 高，动态响应速度快。 易于实现模块化结构。容易将三台单相模块组合成三相静止变流器。 工作在硬开关状态。 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 图卜3正弦脉宽静止调制变流器 i l4 静止交流器的发展方向 欧、美等发达国家对静止变流器的研究比较早，因此他们的研究处予比较高的水 平，不断的发展出新一代的新型功率器件和新材料，其工艺方面正在向表面安装、二 次集成等方向发展。在控制方面正在向多环控制、数字控制等方向发展，并采用高频 软开关技术。例如美国s u n d s t r a n d 、a 1 1 i e d s i g n a l 、k g s 公司研制的新一代a s i ，采 用m o s 功率器件、电流控制、表面安装、二次集成、高频化等技术，并实现了高功率 密度、高效率的模块式电源结构，体积、重量小，可靠性高。 目前，国内由于受飞机主电源系统供电体制的影响，只有少数国产机型和在研飞 机采用了a s i ，而且型号较少，不能满足新一代战斗机、舰载机的需要。因此提高我 国航空静止变流器的研究水平显得尤为迫切。 总之，静止变流器正在向高功率密度，高变换效率，高可靠性和低电磁干扰方面 发展。随着微处理器的发展，数字化控制正以控制简单、灵活、输出性能更加稳定、 各种先进控制策略的引入而成为静止变流器研究领域的又一大热点。 1 - 2 逆变器的主要控制技术 i 2 i 正弦波逆变器技术的发展阶段 电力电子技术从1 9 5 6 年晶闸管问世，电力电子学诞生，至今已经过5 0 年的发展 历程，目前已基本形成比较完整的理论和学科体系，并成为- - i 独立的学科，而作为 电力电子技术中重要组成部分的正弦波逆变器技术的发展可以分成如下两个阶段。3 ： 1 9 5 6 1 9 8 0 年为传统发展阶段。这个阶段的特点是，开关器件以低速器件为主， 逆变器的开关频率较低，波形改善以多重叠加法为主，体积重量较大，逆变效率低， 南京航空航天大学硕士学位论文 正弦波逆变器开始出现。 1 9 8 0 年到现在为高频化新技术阶段。这个阶段的特点是，开关器件以高速器件 为主，逆变器的开关频率较高，波形改善以p w m 法为主，体积重量较小，逆变效率高。 正弦波逆变器技术发展目趋完善。 在p w m 逆变器中，输出变压器和交流滤波电感的体积重量占主要部分。为了减小 输出变压器和交流滤波器的体积重量，提高逆变器的功率密度，高频化是主要发展方 向之一，但逆变器的高频化也存在一些问题，如开关损耗增加，电磁干扰较大。此外， 导体的集肤效应，电容的e s r 以及磁元件的寄生参数等问题都需要解决。其中最主要 的就是开关损耗和电磁干扰问题。为了解决这些问题，最有效的办法有两个，一是提 高开关器件的速度，二是用谐振或准谐振的方式使逆变开关工作在软开关状态。这就 促使人们对谐振的研究产生了兴趣。2 0 世纪8 0 年代初，美国弗吉尼亚电力电子技术 中心( v p e c ) 对谐振技术进行了改进，提出了准谐振变换技术，在此基础上，美国威 斯康星( w i s c o n s i n ) 大学的d m d i v a n 教授于1 9 8 6 年提出了直流谐振环软开关逆变技 术，1 9 8 7 年，0 d p a t t e r s o n ，d m d i v a n 教授又提出了伪谐振支路( 极) ( p s e u d o - r e s o n a n tp o l e ) 软开关技术，受到了电力电子学界的普遍关注。d c 环谐振型逆变器 与常规硬开关p w m 逆变器相比，最大的不同点是，前者的d c 环输出为一系列的电压 脉冲，而后者的d c 输出为一恒定的直流电压。而且为了能够在零电压下实现逆变器 开关管的通断，前者的开关时刻必须选择在d c 环谐振电压为零时，这意味着其开关 时刻在时间轴上成为不连续的点，而常规的硬开关p w m 逆变器却可将开关时刻选择在 任意时刻。因此，需要找出一种适合于处理离散脉冲而又简单易行的调制方式，这就 给逆变器的p w m 调制方式的应用带来了一些新问题。解决这个问题的方法之一是设法 找到适用于这种逆变器的离散脉冲调制( d i s c r e t ep u l s em o d u l a t i o n ，d p m ) 方式。 d p m 控制是d c 环谐振型逆变器的主要控制方式。典型的d p m 控制方式有：电流 调节型d e l t a 调制( c r d m c u r r e n tr e g u l a t ed e l t am o d u l a t i o n ) 、优化离散脉冲调 制( o d p m o p t i m a l d i s c r e t ep u l s em o d u l a t i o n ) 、滞环控制脉冲调制 ( h c p m h y s t e r e s i s c o n t r o l l e dp u s em o d u l a t i o n ) 和空间矢量d e l t a 调制 ( s v d m s p a c ev e c t o rd e l t am o d u l a t i o n ) 等。控制核心均是采用滞环控制原理，使控 制变量在一定的环宽内跟踪给定信号变化。控制变量可以是输出电容电流，或滤波电 感电流。其中，h c p m 控制简单，逆变器输出性能较优，易于实现。h c p m 具有三态和 两态变化工作状态。电感电流在一定的正负环宽内跟踪给定电流变化，在电流误差较 大的地方，h c p m 两态工作，加快响应速度；在电流误差较小的地方，h c p m 三态工作， 满足脉冲极性连贯性原则( p p c r p u l s ep o l a r i t yc o n s i s t e n tr u l e ) ，可以减小电感 电流的脉动量，降低回馈能量对直流环节电压的影响。 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 1 2 2 滞环控制型逆变器的介绍 在众多的电流控制技术中，滞环电流控制( h y s t e r e s i s c u r r e n tc o n t r 0 1 ) 是最简单， 用途最广泛的种方法“3 。它主要利用滞环比较器形成一个以给定电流为中心的死区 或滞环，将反馈电流的变化控制在这个滞环内。电流滞环控制电路具有响应速度快和 自然限制峰值电流和高度稳定性等优点。然而滞环控制型逆变器产生的脉冲调制波的 谐波频谱会随着输入电压，反电动势及负载的变化而变化。“，使得谐波频谱的变化 范围较宽。因此滞环电流控制型逆变器相对于高频固定开关频率控制方式有较大的机 械噪音。而且由于谐波的频谱较宽，也给低通滤波器的设计增加了难度。为了解决这 一问题，有人用缩小滞环宽度的方法来提高逆变器的调制频率，使大部分的谐波频率 都在音频和机械谐振频率以上，但是这会造成管子的开关损耗显著的增加。目前比较 有效的方法是采用随机脉宽调制技术r p w m ( r a n d o mp u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ) 。它的 主要原理是通过变环宽实现恒频调制。 滞环控制型逆变器按其调制方式又可分为两态调节和三态调节。两态调节只有输 入能量和回馈能量两个状态，所以在半个输出周期内，脉冲调制波是双极性变化的。 而三态调节除了有输入能量和回馈能量两个状态外，还有续流状态，在半个输出周期 内，脉冲调制波是单极性调制。礴态调节与三态调节相比，调制频率高，动态响应速 度快，但是电流脉动大，而且由于没有续流状态因此回馈能量较大，对直流母线的影 响较大。综合考虑以上的各种方法，本课题选择了定环宽三态调节的滞环控制逆变器。 1 3 本文的主要内容及主要意义 1 3 1 本文的主要内容 本文课题是为某型特种飞机的特殊用电设备提供二次电源，选题为“6 k v a a c a c 电源变换器的研制”。整个电源系统输入为三相1 1 5 v 4 0 0 h z 交流电，输出为 单相2 3 0 w 5 0 h z 交流电，该静止变流器采用两级结构，前级为d c d c 变换器，后级 为d c a c 变换器。本文主要对前级d c d c 变换器系统分析以及后级d c a c 逆变器 的构成原理、系统分析、控制方案、参数设计等进行了研究，主要内容分为以下五章： 第一章绪论主要介绍了本课题的研究背景、研究的主要内容和意义。 第二章介绍了d c d c 直流变换器的电路拓扑，控制方式。详细分析了整个变换 器系统的小信号模型和小信号特性。 第三章介绍了d c a c 逆变器的工作原理和工作模态。建立了系统的等效频域模 型，完成了逆变器系统的最优控制。 第四章分析了逆变器主要参数的设计准则。 南京航空航天大学硕士学位论文 第五章给出了原理样机的实验结果和实验波形。 1 3 2 本文工作的主要意义 本文工作的主要意义为： l 、6 k v a 组合式a c a c 电源变换器的研制，为更大功率单相逆变器的研制打下了基础。 2 、分析了d c d c 变换器系统的小信号特性，对变换器的参数设计具有较好的理论指 导意义。 3 、运用控制系统中的阶跃响应法建立了逆变器系统电流内环的等效线性模型，在此 基础上完成了外环电压调节器的设计，从而实现了逆变器系统的最优控制。 1 46 k v a 电源变换器的构成 1 4 1 变换器系统结构框图 6 k v a 电源变换器系统结构框图，如图1 - 4 所示，主要由三部分组成：三相整流桥、 前级双管正激组合式直流变换器及后级三态电流滞环控制型单相逆变器。其基本工作 原理是：三相整流滤波电路将1 1 5 2 0 0 v4 0 0 h z 交流电整流成2 7 0 、，d c 。直，直变换将 2 7 0 v d c 转变为3 5 0 v 高压直流电，采用高频隔离变换技术，以减轻重量和减小体积， 采用电压电流双闭环控制，既能保证输出电压稳定在3 5 0 v d c ，又能对输出电流进行 限流控制，限制直，直变换器的输出电流3 5 a d c ，提高了安全可靠性。直交变换器将 3 5 0 v 直流电压转变为2 3 0 v 、5 0 h z 交流电，直交变换器主电路为桥式电路，由四只 功率管和交流滤波电路构成，输出额定电压2 3 0 v ，额定频率5 0 h z ，额定电流2 6 a ， 过载电流3 9 a 。直交变换器采用电流电压双闭环控制，不仅可保证输出电压及波形的 质量，而且可自然限制输出最大电流值，即可限制变换器的最大输出功率和短路电流， 保证变换器可靠工作。 图1 - 46 k v aa c a c 电源变换器系统结构图 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 1 4 2 变换器主要性能指标要求 1 、输入相电压范围：1 0 8 v 1 2 0 v 2 、输入电流：满载不大于3 5 a ； 3 、输出电压范围：2 3 0 4 v ： 4 、输出频率：5 0 h z 0 5 h z 5 、输出额定功率：6 k v a ； 6 、谐波失真度： 2 7 、整机效率：术8 0 8 、负载功率因数( 线性负载) ：0 7 5 一l ( 滞后) 9 、重量：单台的整机重量 f ，+ 时，v f l ，v f 4 开通，输入端给逆变器输入能量电感电流正向增长， 电路拓扑如图3 - 3 ( a ) 所示。则： 圪6 = 三譬= 一v o 出 “ 当0 一 f g f ，4 - a 时，电流通过w 3 的体二极管和v f 4 续流，电路拓扑如图3 - 3 ( b ) 所示。 6 = 0 三睾：一圪 出 “ 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 当i g 0 + 时，v f l ，v f 4 开通，电感电流通过v f i 的体二极管和v f 4 的体二极 管向输入端回馈能量，电路拓扑如图3 4 ( a ) 所示。 = 三孕= 一 出 “ ” 当i 一 f g i f + 时，电流通过v f 4 的体二极管，v f 3 续流，电路拓扑如图3 - 4 ( b ) 所示。 圪6 = 0 工等= - v o 出 当 f ，+ v f l 、v f 4 同时导通，i l 上升，电感电流以斜率m 。线性变化。( 即+ l 态) m = 半； ( 2 ) i g i f 一 v f 2 、v f 3 同时导通，t 反向上升，电感电流以斜率m ：线性变化。( 即一1 态) m 2 = 半； ( 3 ) i f 一 f g o ；在突卸负载时，a i 。 o i g 突加a l g 时，f ， o 时，用等效一阶惯性环节表示的电流环阶跃输入响应如图3 - 7 所示a 由 图可以看出，一阶惯性环节可以较好的近似电流环对阶跃输入的动态响应过程。 图3 7用一阶惯性环节表示的电流环对阶跃输入的响应( 突加负载时) 丫刖g i g ，逆变器一直取一1 状态，i 以等效下降率鸩下 降，并逼近弋， g t 至i ：= i g 。之后，逆变器交替取1 和0 状态，i ：霍e i g 上下波动， 达到新的稳态。类似的，电感电流屯对突卸负载l 气 的响应可表示为： f 一 t f ，o f 7 屯2 鲥舱r 【k 矿 式中： 。：盟 k 矿埘2 用一阶惯件环节等效为： 6 k v ha c i a c 电源变换器的研制 哪，= 器= 篙 1 其中z * 0 3 3 4 r o 时，用等效一阶惯性环节表示的电流环阶跃输入响应如图3 - 8 所示。由 图可以看出，阶惯性环节可以较好的近似电流环对负阶跃输入的动态响应过程。 ；一j 一 il：3 0 i i ， * 矗 k ! 二”二二_ 二。i j一”； 图3 - 8用一阶惯性环节表示的电流环对阶跃输入的响应( 突卸负载时) 综上所述，电流环等效频域模型可表示如下： 1 叩，= 端= 篇 式中：互o 3 3 4 * - q 呲f = 矗 叩= 矬 出g = k f 缱o ( 2 ) 负载突变发生在不同时刻时系统的动态性能分析 对于一个给定的逆变器系统，负载突变发生在不同时刻，其动态响应性能是不同 的，这主要体现在电流环对突加突卸负载时调整时间f 的大小不同。调整时间f 越大， 南京航空航天大学硕士学位论文 对应动态响应性能将越差。p 回以阻性负载时输出电j 盘e 半周为例，分别分析突加负 载、突卸负载发生在不同时刻时系统的动态性能。 阻性负载时突加负载( 从空载到满载为例) 从空载到满载时： 他= 譬圪 式中：r 为满载时的电阻大小。 电流环调整时间： r ：l ：兰l z - = j l = 卫一 k r m lr 一k 丢盎，= 南警 故： 在圪上升侧，丢弓刍) 。，r 随k 上升而增大； 在圪下降侧，丢勺专) 。，r 随圪下降而减小； 在巧峰值处，r 取得极大值为妻瓦弩毒，其中表示圪的最大值； 在圪= 0 处，f 取得极小值为0 。 由此得出如下结论： 突加负载发生时刻不同，对系统动态性能的影响不同。 突加负载发生在圪峰值处，电流环调整时间最长，对应系统动态响应性能最 差。 突加负载发生在圪= 0 处，电流环调整时间为零，此时动态响应性能最佳。 输出电压负半周有类似结论。 阻性负载时突卸负载( 从满载到空载为例) 从满载到空载时： 心= 一鲁圪 6 k v f ia c a cl b 源变换器的研制 式中：r 为满载时的电阻大小。 电流环调整时间： ，：上丛：生j l 巧m ：r + 圪 旦f j l ) ：上盟 疵、+ k( + 圪) 2 巩 故： 在圪上升侧，罢( _ 专) 。，r 随圪上升而增大； 在匕下降侧，丢瓦警) s o ，r 随圪下降而减小； 在圪峰值处，r 取得极大值为务瓦孥东，其中圪。表示k 的最大值； 在v o = o 处，f 取得极小值为0 。 和突加负载时系统的动态性能相类似，突卸负载发生在不同时刻，对系统的动态 性能的影响有如下结论： 突卸负载发生时刻不同，对系统动态性能的影响不同。 突卸负载发生在圪峰值处，电流环调整时间最长，对应系统动态响应性能最 一 d o 突卸负载发生在v o = o 处，电流环调整时间为零，此时动态响应性能最佳。 输出电压负半周有类似结论。 突卸负载时电流环的调整时间小于突加负载时电流环调整时间，故突卸负载 时系统的动态性能优于突加负载时系统的动态性能。 图3 - 9 为突加突卸负载发生在不同时刻时系统的动态响应波形。仿真结果证明了 e 述结论的正确性。 南京航空航天大学硕士学位论文 聂、n i 加载卸载 li ll ；i ； i 骨t ； * - ：i l ；ij 一i r i ii l 0 100 1 500 200 2 500 300 3 5 0 0 40 0 4 500 5 ( a ) 在v o = o 处突加突卸负载 l 厂 一 ， 一 葺喜 陟 一-_- i _ - _ _ 。_ - - f 力口载卸羲 j 。 斗二参势 1 j l l 一二_ = ! ：d ： ii l i o 10 1 0 5 0 1 i p 1 1 5q 1 2 o 1 2 5 0 1 30 1 3 50 1 4 ( b ) 在v o 上升侧突加突卸负载 i ： 一、1 、 v o i i 如i 载 卸载 令基、 ：孝 扣 00 200 2 500 300 3 50 0 4 0 0 4 50 0 50 0 5 500 6 ( c ) 在v o 峰值处突加突卸负载 图3 - 9 突加突卸负载动态响应过程( 从空载到满载到空载) 3 5 卿 。 锄 卯 d 卸匝 彻姗。姗佃 卯 。 蜘 咖 。 锄 卯 。 如 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 3 3 逆变器最优控制模型 对于闭环控制系统，除了主电路外，合理设计控制回路，才能保证系统正常、可 靠运行，并达到所要求的性能指标。前面已经建立了三态电流滞环跟踪控制逆变器电 流环等效频域模型，并分析了负载突变的时刻对系统动态性能的影响，结果表明对于 同容量的负载，突加阻性负载发生在输出电压峰值处时系统的动态性能最差。在此基 础上，可以方便地应用线性系统校正的频域法设计电压调节器。设计电压调节器时， 应保证系统在动态性能最差时的稳定性，并有较好的静态性能。 运用一阶惯性环节来等效电流环后的电压环控制框图如图3 1 0 所示，各参数如 下：主电路参数：= 3 5 0 v , 采样频率z = 1 0 0 k h z ；额定输出r o = 2 3 0 v , f o = 5 0 h z ， 只- - 6 k v a ；出滤波电感l = l m h ，输出滤波电容c = 6 0 u f ；电压、电流反馈系数 k 2 0 0 3 1 ，k f 卸1 7 。 图3 1 0电压环控制框图 图札t = 0 3 3 4 a 面g 式中取输出电压峰值处阻性负载从空载突变到满载时电流环给定电流突变 量，a l g = k f 出。 因此，电压环开环传递函数为： g c 舻c b + 匆篇11 志 k 目 ) 十： ) 瓜乙。十l 3 3 1 设计目标 南京航空航天大学硕士学位论文 采用p i 调节器的逆变器系统，对给定正弦输入的响应是有静差的。为减小静态 误差，希望电压环开环传递函数低频增益尽可能高；另一方面，为消除调制分量的影 响，又希望高频增益衰减尽可能快。 我们假设逆变器输出频率为z ，对应角频率国。，滞环比较器的采样频率正，逆变 器开关频率是时变的，在输出电压峰值处开关频率最小，设其最大值对应角频率为 c o ：。逆变器输出频率为5 0 h z ，对应角频率。= 3 1 4 r a d s e c ；逆变桥开关频率是时变的， 电压峰值处开关频率最大值为： 巧1 矗矾6 腽 对应角频率为国：= 4 8 1 k r a d s e c 。因此电压环开环传递函数的截止频率吐应满足 不等式： c o j c 0 3 2 为了很好地抑制调制分量的影响，可取： c o c = 0 1 2 2 4 8 1 k r a d s e c 若希望满载时静差小，则对应于输出频率处的开环增益应尽可能高，暂定为 3 0 d b 。即：g ( j 3 1 4 1 3 0 d b 。 因此设计目标为： f l 0 9 。= o 1 e 0 2 = 4 8 1 k r a d s e c i g ( j 3 1 4 ) 3 0 d b 同时，系统满足一定的相位裕度。 3 3 2 电压调节器设计 k ， 电压环开环传递函数为 哪) = ( 巧，+ 专) 篇志 令： k g l = 甓志 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 则 g 2 ( s ) = ( k + 去) g ( s ) - g l ( s ) g 2 ( s ) 由于g l ( s ) 是已知的，根据设计目标，利用频域分析方法，可得到满足设计目标 的g 2 ( s ) 。 g l ( s ) 的幅频特性和相频特性曲线如图3 - 1 1 所示。 b o d ed i a g r a m f r e q u e n c y ( r a d s e c ) 图3 - 1 1g 。( s ) 的幅频特性和相频特性曲线 由图3 - 1 1 可知，在期望截止频率处，g 1 u 嚷) = - 1 8 3 d b ：在输出频率处， g l ( j 3 1 4 ) = 2 0 7 d b 。 故： 营一喜11u牙葺 售p)lft 塑塞堕至些垄奎堂堡! ! 堂堡堕苎 2 0 i 。s 壶规s 如 【2 0 1 。g 巧，= 1 8 3 d b 得： 仁- 1 2 5 x 1 0 。5 【k ，v2 8 2 申乐环开环佶涕函数如图3 一】2 所示： 1 0 0 5 0 0 5 0 b o d ed i a g r a m ： ； 1 s y s t e m ：s y s i ： f r e q u e n c y ( r a d s e c ) ：3 1 4 ： - _ i 删m a g n i t u d e ( d 日) ：3 06 ： ? ： o j “l m 一一j 。i - - - ， ； ： it 一? - - i ： f m q u t m c y 如i d 站4 6 7 e + 0 0 3 s y s t e m ：s y sj j ： l - m a g n l u d e ( 田) ：0 0 1 1l ? - - ；t ： 、 ： ：! ! ：i ：! ：l!： f r e q u e n c y ( r e d s e c ) 图3 1 2设计后的电压环开环传递函数 由图3 1 2 可知，设计后的电压环开环传递函数： 基本符合设计目标的要求。 3 3 3 设计结果分析 满载时系统的稳态波形如图3 1 3 所示。 - 3 9 p)o口3芒a王 口dp)m罡n 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 5 0 0 0 5 0 0 厂 弋； ； ! 一 ；i _ ；! iil 0 2d0 2 f i0 阳00 3 5d 叫00 4 5 0 0 5 一n ； y 一 ； ； i i ：、_ i i 图3 。1 3满载时系统的稳态波形 负载突变时系统响应曲线如图3 1 4 所示。 5 0 0 0 5 0 0 1 0 0 5 0 0 n o ； i 、j 1 ii 希 空载满载 ! 载 蓊 i j ij 。 ； 一丑；j 1 、卜，；i 一 图3 1 4负载突变时系统动态响应过程 以上分析表明，按照前面电压调节器的设计方法，能得到较好的电压调节器参数。 设计方法简单明了，有较大的参考意义。 一4 0 。 南京航空航天人学硕士学位论文 3 4 小结 本章针对d p m 电流滞环控制型逆变器，进行了系统分析，在此基础上给出最优控 制模型。 逆变器采用三态d p m 控制方式，由于电感电流在一定滞环范围内变化，响应 速度快，输出电压失真度小。 由于三态滞环控制型逆变器采用了电压环和电流环，使得调制系统对电路参 数的敏感性大大降低，鲁棒性明显提高。 运用阶跃响应法可以将电流内环等效为一阶惯性环节，线性化后的等效模型 可以基本反映电流环特性，从而可以方便的应用线性系统的频域法实现电压调 节器的设计。 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 第四章d c a c 逆变器主要参数的设计与分析 本章首先根据滤波电感电流的跟踪特性和输出电压失真度指标的要求给出了滤波电感和滤 波电容的设计准则，分析了功率管的选取和驱动电路设计，并介绍了一种简单有效的计算电流滞 环宽度的方法。 4 1 输出滤波器的设计 4 1 1 滤波电感的设计 为了保证逆变器能输出正弦度好、失真度小的正弦波，在单相逆变器中采用工c 滤波器。滤波电感上在三态d p m 电流滞环控制中有两个作用：是滤波作用，与滤波 电容组成低通滤波电路，滤除逆变器输出的脉冲调制波圪6 中的高次谐波；二是作为 积分环节实现三态d p m 控制“”。因此它的选取影响到系统的动态特性和输出波形。若 三太大，一方面影响电流的跟踪速度，系统的动态响应较慢，另一方面增加了电感上 基波的电压降，使输出电压稳态精度降低。所以，电感的最大取值一定要满足电感电 流的变化率在任何情况下不能低于给定信号的变懈。俐刮刽 设电流给定为 i g = i g 。s i n w t d i 则 昔= n a x c o s 倒 出 弘“ f 面d i g = i g m a x c o 其中i g 。即为控制电源电压。 而电感电流的最小变化率为 所以须满足 ( 等) 蛐= 毕 ( 删。刳一 由此可以推出：l 圪6 。i l l 一圪n 诅。 g m x 0 3 减小滤波电感可以改善系统的动态响应，但是会增大电感电流的脉动量。工程上 南京航空航天大学硕士学位论文 一般取电感电流的最大脉动量不超过电感电流最大值的1 5 。由此可得到下式 ( a l l ) m a 。 万n 砑a b + i g o m a 丽x 其中 为采样频率 根据以上综合考虑确定三：1 m h 。 4 1 2 滤波电容的设计 滤波电容的作用是和滤波电感一起滤除输出电压中的高次谐波，从而改善输出电 压的波形，滤波电容越大输出电压的t h d 越小。然而从电路来看，在输出电压不变的 情况下。增大滤波电容会使滤波电容的电流增加，逆变器的无功能量增大，损耗增加， 效率降低，因此滤波电容又不宜太大。所以，滤波电容的选取原则是在保证输出电压 的t h d 满足要求的情况下，取值尽量小。 实验调试过程中确定滤波电容的容值为6 0 j 。应尽可能使用高频特性较好、损 耗较小的c b b 电容，并且用多个电容并联使用。 4 2 功率管的选取 由于单相逆变器的功率为6 k v a ，有过载5 0 的要求。因此选择d c a c 功率管时电 流取值按过载时的最大电感电流计算。考虑到管子在开关时产生的电压尖峰，功率管 的耐压按输入直流电压的2 倍取。 i l = i j + i ： 其中t 为滤波电感电流的有效值，。为滤波电容电流的有效值，j 。为输出电流 的有效值。 i 5 倍过载时输出电流的最大有效值为i o m a x = 1 y 5 。p o = 生警= 3 9 爿 滤波电容的电流的有效值为 t = 圪x 2 d c = 2 3 0 x 2 x 3 1 4 x 5 0 x 6 0 x 1 0 6 = 4 3 4 a 则电感电流的最大有效值为 i l 一= q l ：+ i ：一= 3 9 2 4 a 考虑到滤波电感的脉动量1 5 ，则电感的最大峰值电流为 i l 。= ( 1 + 1 5 ) 4 2 l , = = 6 4 a 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 由于输入的直流母线电压为3 5 0 v ，则功率管的耐压为 u c s 2 v , n = 7 0 0 v 综合以上的分析选择i g b t 模块b s m 5 0 g b l 2 0 d n 2 。b s m 5 0 g b l 2 0 d n 2 的电气参数为： 最大连续通态电流为7 8 a ，u ，。耐压为1 2 0 0 v 。 4 3 功率管的驱动电路 图4 - 1由h c p l 一3 1 6 j 构成的驱动电路 由于功率管选择的是i g b t ，所以驱动电路选择了混合集成i g b t 驱动器h c p l 一 3 1 6 j 。h c p l 一3 1 6 j 是一种使用简单灵活的i g b t 驱动芯片，成本低，且容易操作，其 应用接线如图4 一l 所示，电阻o r 2 、稳压管q z l 和电容q c 2 产生一i o v 的负压，以提高 关断速度，增强抗干扰能力，防止误导通；稳压管q z 2 、q z 3 反串联后并在i g b t 的g 、 e 两端避免g 、e 两端电压过高，保护i g b t ；电阻q r 5 抑制i g b t 的栅极振荡；快恢复 二极管q d l 检测i g b t 是否过流，当过流时i g b t 工作于退饱和状态，c 、e 两端电压 升高，q d l 由导通转到截止，h c p l - 3 1 6 j 判断i g b t 过流，驱动芯片栅压关闭。该驱 动芯片基本电路及工作原理与常用的其他驱动芯片如m 5 7 9 6 2 l 等类似，h c p l 一3 1 6 j 的i 和2 管脚为驱动信号输入端，当l ，2 之间为高电平时，管脚1 l 和管脚1 2 ，1 3 连通，则i g b t 的g 、e 之间的电压为2 4 一l o = 1 4 v ，i g b t 开通。当1 ，2 之间为零电平 时，管脚l i 和管脚9 ，1 0 连通，则i g b t 的g 、e 之间的电压为一l o v ，i g b t 关断。h c p l 一3 1 6 j 优于m 5 7 9 6 2 l 的方面有：集成度更高，传输过流保护信号的光耦已集成在芯 片内；具有驱动电压欠压锁定功能，提高了工作可靠性；双列直插封装方式提高了抗 振性。 南京航空航天大学硕士学位论文 4 4 滞环宽度的选择 在三态离散脉冲滞环跟踪控制中，电流滞环宽度的选取直接影响到输出电流的跟 踪特性，环宽过大过小均会影响到系统特性。如果环宽取的过大，虽然可以降低开关 频率，但是会使电流脉动增加，输出电压的谐波含量增大。但是若环宽取的太小，虽 然会增加开关频率减小输出电压的谐波含量，但会增加系统的损耗，甚至使脉冲调制 出现双极性调制。因此选取一个合适的环宽将有助于改善系统的性能。 这里，我们介绍一种简单有效的计算电流滞环宽度h 的方法。 图4 0电流环控制框图 电流环控制框图如图4 - 2 所示。令： i l = i zq - a i z 式中：i l 为电感电流平均分量 a i 工为电感电流脉动分量 在圪= 0 处，在一个正的直流脉冲电压圪6 作用下，电感电流上升量为： 。= 半正= 参 在一个负的直流脉冲电压圪6 作用下，电感电流下降量为： 6 k v aa c a c 电源变换器的研制 ”= 半五= 象 而在圪= 0 附近，若电感电流能够很好的跟踪给定电流的变化，则： i 。“了= 巧i 故： a i = k i 也- i fj = k & g k 矿l 1 = k i 。一k g - l + a i 。) = k t k 够怂l a i 在零上下波动，若出现双极性调制波，则： l a i i 2 h 吼 扣巧象 上式表明理论l 拈1 2 k 。巧嫠是圪- o 处是否出职极性删波黼 界条件，它不仅考虑了输入电压、输出滤波电感、采样频率对h 的影响，同时也考 虑了电流环比例环节及反馈系数的影响。h 过小时，在z o = 0 处会出现大范围双极 性调制波，使开关频率增大，开关损耗增加；h 过大时，在v o = 0 处，逆变器长时 间处于续流状态，使输出电压过零处的波形发生畸变，谐波含量反而增加。 下面我们用s a b e r 对滞环宽度的选取进行仿真。 仿真条件：= 3 5 0 v ；采样频率工