（电力电子与电力传动专业论文）三相电压型pwm整流器.pdf

华中科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t t h i sd i s s e r t a t i o ni sd e v o t e dt ot h e t h e o r y a n d a p p l i c a t i o n o f t h r e e - p h a s e v o l t a g e - s o u r c e dp w m r e c t i f i e r ，w h i c hi sc o n t r o l l e db yt h ed s pc h i pt m s 3 2 0 f 2 4 0 b a s e d o nt h e c o n c e p t i o n o f v e c t o rc o n t r 0 1 f i r s t l y , t h i st h e s i sp r e s e n t sm a t h e m a t i c a lm o d e l f o rt h es y s t e mb o t hi na b cc o o r d i n a t e a n d d qc o o r d i n a t e a n dt h e ni ta l s oa n a l y s e st h ed e c o u p l i n gc o n t r o lo fv o l t a g ef e e d f o r w a r d a n dc u r r e n tf e e d b a c ko fs y s t e mi nd qc o o r d i n a t e b a s e do ft h et h e o r ym e n t i o n e da b o v e ， c o n t r o lb l o c kd i a g r a mo f s y s t e m i sd e d u c t e d a l s od e s i g n st h ec u r r e n t l o o pa n dv o l t a g el o o p d i g i t a lp ir e g u l a t o r s ，a d j u s t s t h ep a r a m e t e r sb a s e do nt h e o r e t i c a la n a l y s i sa n d p r a c t i c a lt e s t an e wa l g o r i t h mo fs p a c ev e c t o rp w mf o r t h r e e p h a s ev o l t a g e f e di n v e r t e ri s d e s c r i b e d ，i tc a nb ee a s i l yi m p l e m e n t e do nm i c r o p r o c e s s o la n dt h ee x e c u t i n gs p e e di sf a s t e r t h a nt h ec o n v e n t i o n a ls p a c ev e c t o rp w m t h ec o r r e c t n e s so ft h i sa l g o r i t h mi sv e r i f i e db y e x p e n m e n t a r e s u l t s a f t e rt h i s ，a k i n do fm o d e mn o n l i n e a rc o n t r o lm e t h o d v a r i a b l e s t r u c t u r ec o n t r o li sp u t t e df o r w a r d b a s e dac o n t r o ls c h e m ea b o v e ，i ti n t r o d u c e st h ed e s i g no fh a r d w a r ea n ds o f t w a r ef o r f u l l y d i g i t a l t h r e e p h a s e d v o l t a g e - s o u r c e d p w mr e c t i f i e rb a s e do nt h ed s pc h i p t m s 3 2 0 f 2 4 0 s o m e e x p e r i m e n t sa r ec o n d u c t e da n dt h er e s u l t sa r ea n a l y z e da c c o r d i n g l y a s u m m e r y o f w h o l et e x ti sg i v e ni nt h ee n d k e yw o r d s ：t h r e e p h a s ev o l t a g e - s o u r c e d s i g n a lp r o c e s s o r , s v p w m ， p w m r e c t i f i e r , u n i t yp o w e rf a c t o r ，d i g i t a l v a r i a b l es t r u c t u r ec o n t r o i n 华中科技大学硕士学位论文 1绪论 本章简要介绍了电力电子技术的发展及其在电力系统中的应用，分析了电力系统 谐波问题及其研究的现状，并对p w m 整流器的意义、发展及其目前国内外的研究现状 加以综述，另外对p w m 技术也加以说明。 1 1 电力电子学的科学性质与发展 电力电子学是研究采用半导体器件实现对电能的控制和变换的科学，它是一门应 用于电力技术领域中的电子学。电力电子学是应用电子学的个分支，是与电气工程 的主要学科紧密相关的。电力电子学是随着电力半导体器件的发展而发展的。1 9 4 8 年 晶体管的发明，使电子工业产生了一次革命：1 9 5 8 年晶闸管( t h y r i s t o r ) 在美国g e 公司研制成功，并开始将其应用于电力控制，实质上就是电力电子学的开端；1 9 8 0 年 可关断晶闸管g t o 的商品化( 2 5 0 0 v i o o o a ) ，使电力电子学向前推进了一大步：1 9 7 5 年美国s i l i c o n i x 公司制造出v 形沟道的金属氧化物半导体场效应功率晶体管，即 m o s f e t ，1 9 8 8 年i g b t 的出现，它集功率晶体管b j t 和场效应功率晶体管的优点于一体， 这是电力半导体器件向理想化方面迈进的最重大事件，使电力电子学的发展进入了一 个日新月异的阶段。与此同时，随着电力电子器件、以及微处理器及大规模集成电路 的发展，再加上现代控制理论向电力电子领域的渗透，促使电力电子学向更新、更深 的领域发展。 可以说推动电力电子学高速发展有两个重要因素，即：电力电子器件和微处理器 的高速发展。 新型电力电子器件在电力电子学领域的广泛应用，成功地推动了电力电子学的进 步和发展。目前电力电子器件主要朝着大容量、高频率、易驱动、智能化、低功耗、 耐用等方向发展。在电力电子器件更新换代、功率变换技术不断进步的同时，电力电 子系统中的控制技术和控制器件的发展更是引人注目。其主要的特点是：以集成电路 为基础的微处理器技术的蓬勃发展和广泛应用，使得全数字化控制取代传统模拟控制 华中科技大学硕士学位论文 成为一个大的发展趋势。 可以说，全数字控制是电力电子装置历史上的一次革命，9 0 年代以后，高速高性 能微处理器、数字信号处理器( d s p ) 的诞生，使复杂的电力传动及电力电子装景全部 软件控制成为可能。在数字控制中，可实现柔性化设计思想，实现复杂的控制算法和 多功能化、智能化。9 0 年代是数字电力电子系统发展的阶段，而且随着微处理器处理 能力的不断提高和智能功率模块的应用，为系统性能提高、体积减小、成本降低创造 了良好的硬件环境。 1 2 电力电子控制技术 全控型电力电子器件的问世使电力电子的变流电路和控制技术发生了巨大的变 化。器件的全控使脉冲宽度调制( p 哪) 技术应运而生，电力电子电路的控制更加方便， 大量用于弱电领域的控制理论( 现代控制理论、微电子技术、计算机技术等) 应用于 电力电子的变流电路产生了各种各样的p w m 技术。下面简述一下几种典型的p w m 技术。 电压正弦p _ | v m 技术( 简称s p w m ) ，其脉冲宽度按正弦规律变化，最初采用模拟电路 完成三角调制波和参考正弦的比较，产生p w m 信号以控制功率器件的开关，目前采用 全数字化的方案，典型的有自然采样p w m 和规则采样p w m 两种方法，这两种方法具有 直流电压利用率低的缺点( 输出电压的有效值只能达到进线电压的0 8 6 4 ) ，因此为了提 高电压输出幅值，人们又提出了谐波注入式p 踟，可以使电压利用率提高2 0 。此外， 电压正弦p w m 技术还有其他的实现方法，如等面积法、连续移相法等。 电流正弦p w m 即电流控制p w m ，典型的有电流滞环比较和无差拍控制，电流滞环 p w m 是把正弦电流参考波形和电流的实际波形通过滞环比较器进行比较，其结果决定逆 变器上下开关元件的导通和关断，很容易用模拟电路来实现。无差拍p w m 是种基于 微机控制数字化的p w m 方案，它根据逆变系统的状态方程和输出反馈信号推算出下 采样周期的开关时间。减少了逆变器的开关损耗。 磁通正弦p w m ，即空间电压矢量p w m ，它以三相对称正弦波电压供电时交流电动机 的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通， 由他们比较的结果决定逆变器的丌关，形成p w m 波形。 华中科技大学硕士学位论文 一= = = = = = 。= = = ；= = = = ；= = = ；= = = g = ；= ；= = = ；= = = 优化p w m 即根据某一特定目标将所有工作频率范围内的开关角度预先计算出来， 然后通过查表或其他方式输出，形成p _ l v m 波形。近年来随着微处理器计算速度的提高， 也有实时计算波形的方案出现。目前有谐波消除p w m ，效率最优p w m 和转矩最大p w m 。 优化p w m 是一种离线的计算方法，因而离线计算的最优并不能保证在线控制的最优， 有时在线性能会很差。 随机p 1 v m “是近年来发展起来的一种p w m 方法。对于传统的p w m 方法，其幅值较 大的谐波电流主要集中在一倍和两倍载波频率附近。而这部分噪音正处于人耳的敏感 频率范围内，使人的听觉受到损害。此外，一些幅度较大的中频谐波电流还会造成电 机的机械振动，导致系统的稳定性降低。 针对这一问题，随机p w m 的载波频率是变化的，从而改变噪音的频谱分布，使逆 变器输出电流的谐波成分均匀地分布在较宽的频带范围内，以达到抑制噪音和机械共 振的目的。 除了p w m 技术，还有各种软开关技术，如z v s z c s - - p w m 、z v t z c t - - p w m 、移相全 桥和有源钳位z v s p 哪变换技术都有较大的发展，这些软开关技术大大减少的开关器 件的损耗，提高了开关器件的频率。与此同时电力电子拓扑电路的结构、三电平技术 和多重化技术也不断发展，这些技术的成熟大大减少电力系统的谐波。所有这些技术 使电力电子技术得到了完善。 1 3 电力谐波的危害及解决途径 “谐波”一词起源于声学， e e e 标准中定义为：“谐波是一个周期波或量的正弦波 分量，其频率为基波频率的整数倍”。电力系统谐波问题早在上世纪2 0 年代就已经提 出，当时在德国，由于使用静止汞弧变流器而造成了电压、电流的畸变，由于当时电 力系统谐波含量较小，并未引起普遍地重视，到了5 0 年代中期，高压直流输电( h v d c ) 的发展也引起了电力系统的谐波。7 0 年代以来，各种电力电子装置在电力系统、工业、 交通和家用电器的广泛应用产生的谐波严重地污染着电力系统。由于各种非线性负载 如：整流器、各式高频电源、电容滤波器等接入电网，电网电流将发生正弦畸变，电 流中含有高次谐波分量，这些谐波电流与电网阻抗作用又会导致正弦电压畸变，势必 华中科技大学硕士学位论文 影响到同一电网上其他电气设备的正常运行。同时它亦使得装置本身的功率因数很低， 使用电单位要增加很多的投资“”。总之，电力系统谐波已经成为电力系统的一大公 害，对电力系统安全、稳定和经济运行构成潜在的威胁，给周围的电气环境带来极大 的影响和危害，主要表现在以下几方面。 1 ) 谐波对电力系统本身的危害主要表现在：消耗电网的有功功率和无功功率： 增加输电线路的损耗，不利于电网的经济运行：影响继电保护和自动装置的可靠运行 或正确动作，危及电网的安全与稳定运行。 2 ) 谐波对电气设备的影响主要表现在：增加测量仪表的测量误差，影响电量计费； 对旋转电机产生附加功率损耗和发热，并可能引起振动。 3 ) 谐波对通信线路的干扰主要表现在：通过电容耦合影响电力载波通信，通过电 磁感应影响邻近的通讯设备。 为此，有关部门做出了相应的规定，限制设备对公用电网的污染程度，如：国际 电工委员会制定了i e c 5 5 5 - 2 ，该标准对用电装置输入波形失真度和功率因数做了明确 具体限制。 针对谐波问题，传统的方法是采用设置补偿的办法。目前广泛应用由交流电抗器 和电容组成的l c 无源滤波器，这种l c 滤波器对特定频段的谐波显示低阻抗特性，将 其抑止或滤除。l c 无源滤波器结构简单，有明显的滤波效果，但也存在以下缺点。 1 )l c 滤波器是为了补偿特定的谐波源而设置的，而电网的谐波频谱很丰富，这 样要设置多组l c 滤波器，使得费用、体积、重量上升。 2 )l c 滤波器可能与电网阻抗发生并联或串连谐振，将谐波成份放大，导致过电 流注入l c 滤波器，损坏滤波器，严重时会使电网局部崩溃。 3 )整流器的低次谐波成分较多，这样l c 的滤波器容量大、体积大。 针对功率因数问题，不单纯是无功功率补偿就可以得到解决的，同时现有的静止 无功补偿虽然能较好地补偿无功，但不能抑止谐波，甚至由晶闸管的相控工作方式使 得补偿器成为新的谐波电流源。 解决上述二个基本问题的途径有二条： i ) 采用新型的p w m 整流器代替传统的二极管整流或晶闸管相控整流装置。p w m 华中科技大学硕士学位论文 整流器具有输入侧交流正弦、功率因数为l 或可调、输出直流纹波小、减小了对电网 不利的负影响。因此，这是一种主动式的解决方法。 2 ) 采用新型的电力有源滤波器和新型静止无功发生器( a d v a n c e ds t a r i cv a r g e n e r a t o r ，简称a s v g ) 能有效抑止电网谐波成份、明显改善电网无功调节，它们构成 了目前柔性交流输电系统的一个重要组成部分，可以认为这是一种被动的解决方法。 而且p w m 高频整流器从广义的角度来讲。可以视电力有源滤波器和a s v g 为其应用的一 方面，p w m 高频整流器的研究是后两者的理论和工程应用基础。因此对新型p v i i 整流器 的研究具有十分重要迫切的意义，鉴于国内对此研究水平与国外相比还有很大差距， 应用的深度和广度都还远远不够，因此，有关研究尚需加快进行。 1 4a c d c 整流器的发展和高频整流器的研究现状 一般而言，实现电能转换的前级电路是a c d c 的变换器，目前还在大量使用的整 流器主要还是二极管不控整流器或晶闸管相控整流器，这些整流器的功率因数偏低， 而输入电流含相当的谐波分量。从输入侧来看，相控整流电路的输入电流中不仅含 有功分量，还包含大量的无功分量，也即：相控整流电路在吸收有功功率的同时，也 吸收大量无功功率，使电能的使用效率不高。特别是，当直流侧输出电压u 较小( a 较大) 时，相控整流电路的功率因数更低。此时，相控整流器的输入电流包含丰富的 谐波分量，对电网造成严重的谐波污染。 随着电力电子学的发展，出现了高频整流器，最初p m 高频整流器的主电路，仍 然采用晶闸管，故带有强迫换流电路，开关模式呈s p m 。系统的开关频率仍然较低， 动态响应不理想。直到1 9 8 1 年，才提出第一个由自关断器件o t o 构成的真正意义上的 p w m 高频整流器“。p w m 高频整流器出输出侧储能元件的不同又分别有电压源型和电流 源型两种拓扑结构。但对电流源型整流器而言，整流桥交流侧输入电压波形可以为正 弦波，但其电流波形却富含谐波成分，从减小电流谐波的角度，它并不是个理想的 选择，而电压源型p w m 可逆整流器则具有输入电流连续可调、谐波小及单位功率因数 等优点而获得了研究者们的普遍关注。 近几年来，由于电力电子器件的飞速发展，一些可工作在高频下的全控型器件如： 华中科技大学硕士学位论文 i o b t 、m o s f e t 等的广泛应用为p w m 高频整流器的发展提供了坚实的物质基础。使得p w m 整流器可以真正在高频状态下工作。这样就可以大大提高交流侧波形的正弦度、减小 直流侧电压纹波、减小滤波器的体积以及增强系统的整体性能。 近年来，p 州高频整流器研究的主要集中在控制技术的更新，其研究紧紧围绕以下 几个方面的要求“1 ： 1 ) 减少a c 侧输入电流畸变率，降低其对电网的负面效应。一般要求在整个负载 波动范围内，a c 侧输入电流的总谐波畸变率( t h d ) 低于5 ； 2 ) 提高功率因数，减小整流的非线性，使之对于电网而言相当于“纯阻性负载”； 3 ) 提高系统的动态响应能力，减少系统的动态响应时间 6 1 17 1 1 8 1 ； 4 ) 降低系统的开关损耗，提高整个装置的效率： 5 ) 减少直流侧纹波系数，缩小直流侧滤波器体积，减轻重量； 6 ) 提高直流侧电压( 电流) 利用率，扩大调制波的控制范围。 目前，从国内外的研究情况看，正是高频可逆整流器研究的黄金时间，其研究重 点集中在以下几个方面： 1 ) 减少系统所需传感器的数量，以降低成本，并相应的提出来一些观测技术“ ： 2 ) 研究新的拓扑结构，以求满足不同的要求“； 3 ) 类比电动机变频调速的方法，提出一些对整流器而言较新的控制方法“”“”； 4 ) 新型控制理论的引入，增加系统的智能性、自适应等。以提高系统的性能“” 【1 1 l 【1 5 从研究结果看，三相可逆整流器的稳态性能还是令人满意的。但到目前为止，有 源整流器的动态性能还是非常差，而优秀的动态性能是一个高性能的系统所必需的， 且重要的性能指标。如在a c d c a c 的电力传动系统中，制动运行时，负载动能通过逆 变器给中间直流环节的电容充电，若有源整流器的响应慢，不能很快的从整流运行状 态转换到逆变运行状态，电容电压可能会升到危害开关元件，造成破坏性故障的地步。 因此对于三相可逆整流器而言，研究合适的控制方法以求很好的动态性能是迫在 眉睫的问题。 华中科技大学硕士学位论文 1 5a c d c a c 变频电路的发展和现状 a c d c a c 调速系统是目前应用最广泛的交流传动系统，它覆盖的功率范围非常广， 从几瓦的微型电机到几万千瓦的高压电机都可采用这种电路结构。它要求既可改变电 压又可改变频率，即通常所称的变压变频变换器v v v fc o n v e r t e r ，这种拓扑结构可以达 到良好的调速性能，但由于前级采用了二极管不控整流的a c d c 方式，其输入端会产 生较严重的谐波，并且从电网吸收无功功率；且二极管整流桥无法将电机制动时产生 的能量回送到电网，为使系统能安全工作，必须将这部分能量转换为其他形式，以保 证电容及开关元件不致因过压而损坏，现在的解决方法是用一个制动电阻r 将能量白 白消耗。这样，一方面降低了系统效率，另一方面使系统的可靠性降低。对一个小功 率的系统采用这种方法还是可行的；但对于一些大功率和高性能的系统( 如：交流主 轴) ，不对电网造成谐波污染地将能量回送电网，则成为应该考虑的问题。针对以上问 题，人们提出了用电压型p w m 整流器来代替三相不控整流桥，即：双p w m 变换器，双 p w m 变换器在适当的控制下，可以实现输入功率因数近似为l ，电流波形几乎为正弦， 并且能量可以双向流动，是一种理想的变换器。 由于电压型双p w m 变换器的直流环节一般采用大容量的电解电容，使得p w m 整流 器与p w m 逆变器相互独立。因而可以单独地控制p w m 整流器和p w m 逆变器。 1 6p w m 高频整流器应用领域日益扩大 p w m 高频整流器应用领域按其功率等级可划分为三个重要部分： 1 ) 中小功率应用体现在高精度、动态响应快速要求下的a c d c 电源。例如磁电源、充 电电源等。 2 ) 中大功率应用体现在传动领域。方面，用p w m 高频整流器供电的直流传输系统具 有高功率因数、交流侧线电流正弦，输出纹波小等优点，还具有动态响应快，控制 精度高、可以多象限运行等优点，它的出现引起了广泛的注意，另方面，由p w m 高频整流器和p w m 高频逆变器构成的新型p w m 交流调速系统，目前成为交流传动驱 动变流器的发展趋势。 华中科技大学硕士学位论文 3 ) 大功率应用体现在柔性交流输电系统( f a c t s ) 。h v d c 、电力源滤波器和a s v g 构成 了f a c t s 中的三个重要部分。h v d c 的优越性主要体现在直流h v d c 易于调节，a c 侧 有功和无功独立控制、电网易于隔离，具有强安全性等，近来有关文章渐多，电力 有源滤波器的优越性主要体现在补偿性能不受电网变化的影响，不易和电网阻抗发 生谐振、可以快速动态谐波补偿等。a s v g 即可以工作于电压调节器式，提高电力系 统暂态稳定能力、动态维持输电线路端电压、抑止系统过电压、改善系统电压稳定 性，还可以工作在无功调节器方式输出给定的无功功率，从而对系统提供动态的无 功补偿并起到一定的电压调节作用。 可以预见，随着新的半导体材料和器件的发展，以及控制技术的日益完善、p w m 高频整流器将得到普遍的工程应用。然而与国外相比，国内的有关研究尚存在相当大 的差距，故深入全面地研究其机理、控制和应用有着重要的意义。 1 7 本人的主要研究内容 1 ) 对三相电压型p w m 整流器进行了较为详细的分析，建立在a b c 坐标系和d q 坐 标系下的数学模型。给出系统在同步旋转d q 坐标系中的完全线性解耦模型和近似线 性解耦模型，并完成了近似线性解耦模型的电压调节器和电流调节器的参数整定。 2 ) 提出将变结构控制方法应用到三相整流器中，以减小系统的动静态性能的矛 盾，并增强系统的鲁棒性。 3 ) 应用m a t l a b s i m u l i n k 对系统进行了仿真，设计整个系统的功率部分及控制部 分全部硬件电路，并包含多种保护功能。完成了基于t m s 3 2 0 f 2 4 0 的软件设计，得出了 较为理想的试验结果。 华中科技大学硕士学位论文 2 电压型p w m 整流器的数学模型 本章主要论述了三相p w m 可逆整流器的结构、工作原理、状态方程、控制数学模 型等，并得到本系统在萨日同步旋转坐标系中的电压、电流双闭环的控制框图。 2 1 电压型p w m 整流器在a b c 坐标系统下的数学模型 如图2 1 是一个典型的三相电压型p w m 整流器，相关参考正向如图所示，并同时 假设电力系统的容量足够大，可将其视为三相对称电压源。从整流桥的三个输入点a 、 b 、c 来看，电网和三个输入电感可以看作是一个三相交流电机模型。因而，对于三相 电压型p w m 整流器这个较为复杂且三相电流存在着耦合关系的控制系统，可以采用三 相交流电机控制思想来进行解耦。 p 上 芦。(芋q k芋 爿 口 r 、 ! 。 c一乞 、一 玉，勺【五 1 五 k 图2 1 三相电压型p w m 整流器示意图 图2 1 中电压型p w m 整流器的三个桥臂，设其三个桥臂的开关函数分别为s 。，s 。，s 。 且有以下关系“”“”： 髓7：，嬲；：淼i=a,b,cs 0 眨t ， 1 = ，f 柏下桥臂导通；f 相上桥臂关断 整流桥的三相输入点对点的电压为 华中科技大学硕士学位论文 = = = = = = = = ；= = ；= = # = = ；= = ；= = = = = = = = = = = 口= “，= s 。u 。i = 吼b ，c ( 2 2 ) 图2 1 中，输入电压e 。，g 。是三相对称正弦电压，记各相的电感电阻和开关电 阻之和为r 。、每相电感之和为l 。，列出方程如下 t 鲁地= 一( ”甜们) t 鲁+ r s i b = e b - ( u b + b l n o ) t 警撼t 屯一( 甜加) 由于已经假设系统为三相对称平衡，且无中线，因此 f e 。+ e 6 + e 。= 0 l i 。+ i 6 + i 。= 0 由( 2 3 ) 和( 2 4 ) 可得 = 一； 。城+ s c ) v 。 对直流侧电容列写电流方程有： c q 等战鼯一文一半 将2 5 式代入2 3 式，并加入2 6 式可得： ，鲁吨半u 。 三。鲁吨半u 。 上。鲁= e c - r s i 。+ 半u 。 c 。了d u o 强”跗一 一半 为以后能够更好应用现代控制理论进行分析，列出其矩阵形式 ( 2 3 ) ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) 华中科技大学硕士学位论文 一：= = = = = = = = 自= = = = = = = = = = ；= = = ；= = = = = = ；= = = 一 a p l a l c u ， = b小 其中：a = 幽昭业sl sl 。c o 】 b = - r s 00 0 一r s 0 00 - r s 足s bs 。 ( 2 8 ) ( 2 9 ) ( 2 10 ) c _ 出口g 1 1 1l 必。j q ) j p ：微分算子p 2 乡幺 ( 2 1 2 ) 由式2 8 画出三相电压型p w m 整流器在a b c 系统下的框图，如图2 2 所示。同时， 从式2 8 可以看出系统是一个时变非线性对象，不利于控制。所以我们必须得到此系 统的一种时不变模型，类比电机的坐标变换方法，将系统变换到同步旋转坐标系中，即 可得到系统在d q 坐标系中的数学模型。 、l 彩鲧既 ，l 一。一。一。r 华中科技大学硕士学位论文 图2 2 三相电压型p w m 整流器a b c 模型 2 2 电压型p w m 整流器在d q 坐标系统下的数学模型 首先，定义从n 3 c 坐标系变换为d q 坐标系的变换矩阵t 为： 7 1 = 三 3 c o s o s i n 8 c o s ( o 一1 2 0 。) s i n ( 8 1 2 0 。1 c o s ( o 2 4 0 。) s i n ( o 2 4 0 。) 000 o 0 o 从d q 坐标系变换到a b c 坐标系的矩阵，即t 的逆矩阵为r t 一= c o s 臼 c o s ( o 一1 2 0 。) c o s ( o 2 4 0 。) o s i n o s i n ( o 1 2 0 。) 一s i n ( o 2 4 0 。1 0 对于式2 1 3 和式2 1 4 中的。有 d o 舻百 1 1 l o o 0 0 1 对于本系统这样个匀速系统而言为系统的角频率 ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) 2 华中科技大学硕士学位论文 可求得三相电压型p w m 整流器在d q 坐标系统下的方程。由于零序电压和电流为 零，可去掉零序分量。 d p 陲= e 睦+ f 暖 其中：d = d i a g ( l sl sc 。) e = 上式中 - r s - ( o l s 詈s 。 c o l s r s 詈s 。 - s d s q ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) 品= 詈 咒x c o s o + 瓦c 。s ( 8 - 1 2 0 。) + 墨c 。s ( e - 2 4 0 。) f ：，。) = 瓢一s a s i n 口一s i n ( 口1 2 0 。) 一s c s i n ( 目一2 4 0 。) ，= 舶g ( - ， k 。) ( z 2 0 ) 同样，由式2 1 6 可以画出三相电压型p v i m 整流器在d q 坐标系统下的模型，如图 2 3 所示： 图2 3 三相电压型p w m 整流器d q 模型 华中科技大学硕士学位论文 我们以输入电压合成矢量的位置为d 轴的正方向，即取三相输入电压为： 卜。譬。、 (221)e1 2 0 = 。c o s p 一。) “ le 。= e 。c o s ( e 一2 4 0 。) f = e 。， 则：经过同样的坐标变换，有：e ： ( 2 )q 0 2 2 l 铲。 从式( 2 1 6 ) 看出，三相可逆整流器的数学模型仍然为一个多变量、强耦合的状 态方程，因此研究将系统合理解耦的方法非常必要a 2 3 三相电压型p w m 整流器在同步旋转坐标系中的解耦方法 对于本系统，要求能够做到：控制方便、响应速度快、控制精度高，在这种电压 源型的变换器中：整流桥的输入电压& u 。( = 指令电压“：) 、s q u 。( = 指令电压“：) 与电流，i 。满足( 2 1 6 ) 式的关系，系统的有功电流屯与无功电流f 。相互耦合，得不 到独立调节，使得调节特性变差，很难独立的调节有功和无功分量，为了获得三相可 逆整流器的高性能控制，必须研究一种简便易行的电流，i 。解耦控制策略。 2 3 1 电压前馈解耦 为方便起见，重写系统的输入电压方程如下8 ”“。 e 。= r , i a + l ，i d i a 一l s i q + m d 0 = r ”t 鲁 枷。硼t “一云+ 础 枷g 其中b t d ，uq 分别为整流桥输入电压的直轴分量和交轴分量。若令 f “d = ( o l s i q + e 。一6 2 0 【“g = 一c o l s i u 一5 u q ( 2 2 5 ) ( 2 2 6 ) 华中科技大学硕士学位论文 由电流的实际值与给定值调节得到( 采用经典的p 1 调节) ： f 锄。= ( t ，+ - - “) ( i ；一) ： ( 2 2 7 ) i 函，= ( 女，+ ( 一) 所以可以得到一个电流控制是完全解耦线性的模型，其状态方程如下式： ( 台三) p ( ：) = ( 一一o 八i ( 。，1 + ( ：o ) ( ；荔 c z z s ， 这样，就可以单独控制、，实现完全意义上的解耦控制。此时输出方程为： g 警= 掣。+ 掣+ 警 眨z 。， 其控制框图如图2 4 所示： 图2 4 线性解耦的电流模型 这种解耦方法使得d 轴和9 轴电流可分别控制，实现完全意义上的解耦，但其对 参数要求较高，如：必须知道电感、输入电压幅值及角频率，其控制性能受系统参数 变化的影响较大，鲁棒性差“”“”，因此必须有好的参数识别才能真正的实现好的控 制效果；同时采用数字方法实现时，其实时性受采样周期的限制，诸多原因造成最后 未必能达到理想的解耦目的。 2 3 2 电流反馈解耦 在实际的控制中“”“”，当电压环的采样频率远高于电网电压的频率时，在 一_ 华中科技大学硕士学位论文 造成互耦的c o l 。0 ；f nc o l s i 。实际上对电流调节器性能影响很小“t 因而可以忽略这两项， 同时将电流控制指令屯与反馈电流屯，i 。比较，其误差经过调节器( 如：p i 调节器) 得到： 由反馈控制理论知：只要适当的选取控制器g 的参数，就可以使得i a = i ：，f 。= 0 可得到个准线性解耦的控制系统，在此基础上，可以得出准线性解耦的电流的控制 框图。如图2 j 中虚线内部分。 电流反馈虽然只是一种近似的解耦方法，但却是行之有效的方法，它对参数要求 低，采用此方法时，实现起来要比前一种方法方便很多。这是大多数的三相系统喜欢 采用的一种近似解耦方法“”，我们也采用这种方法，图2 5 是本系统的一个基本、 明确的结构框图”“”“”“。 三相p w m 整流器在同步旋转坐标系中基本的控制思想是：要得到单位功率因数， 则输入电流要跟踪输入电压，在d q 坐标系中，我们通过将输入电压矢量定位在d 轴上， 如果能够控制电流矢量也同样只有d 轴分量，而q 轴分量为零，则单位功率因数可以 得到。 由图2 5 可以看出，此系统为一个双闭环的系统，由电压外环和电流内环构成。 电压外环稳定输出电压而电流内环迫使实际电流跟踪给定电流( 给定电流由电压外环 得到) 。 6 o32 ) ) 0 _ 一 一 d g 细，玛， + + p p 七 后 = = 甜 甜 华中科技大学硕士学位论文 2 4 小结 图2 5 三相p w m 整流器基本控制框图 本章在三相电压型p w m 整流器a b c 坐标系数学模型的基础上，推导出其d - q 同步 旋转坐标轴中的数学模型。并对这个强耦合的受控对象，给出了线性解耦和准线性解 耦的控制模型。同时分析出其总体控制框图。 华中科技大学硕士学位论文 一：= = = = = = = = = = = = = = = ；= = = ；= = = ；= = = = = = # 3 控制器选择与参数整定 本章主要论述了三相p w m 可逆整流器的传统p i 控制，介绍了变速积分的 a n t i w i n d u pp i 算法，并对三相p w m 整流器的调节器参数进行了确定。 3 1p i 调节器的工程设计方法 现代电力传动系统的固有阶次比较低，因此通常将他们校正为二阶典型系统( 典 i 系统) 或三阶典型系统( 典i i 系统) 。7 “”1 ，其预期开环传递函数分别为： k u 口2 而 ( 3 1 ) 一 k ( t ，s + ，) ”2 可丽 实际系统可能会比较复杂，但可以采取适当的方法对系统模型进行简化，经常用 到的近似处理方法有：高频段小惯性群近似看成是一个惯性环节，其时间常数等于各 小时间常数之和；低频段大惯性环节近似看成是一个积分环节；振荡环节作为惯性环 节处理，小时间常数滞后环节作惯性环节近似处理等等。设计多闭环系统一般是由内 环向外环逐一的进行。1 。 3 1 1 典i 系统的特征 典i 系统的闭环传动函数为： g 户去2 蕊k t 慨2 ， 2 丁 按照控制理论计算，当开环增益足= 三2 t 时t 闭环系统可以获得一组比较好的性能 指标。 华中科技大学硕士学位论文 3 1 2 典i i 系统的特征 典i i 系统是三阶系统，它的各项性能指标之间没有明确的数学分析关系，实际应 用中，人们发现典i i 系统的闭环幅频特性曲线的峰值肘，与系统动态性能指标之间有一 定的关系，常用m ，的最小值m 。作为对系统进行校正的准则，且m 与中频带的宽 度( h ) 的关系为： m ，。= ( h + s ) ( h 一) ( 3 3 ) 正= ( 3 4 ) k = ( + 1 ) 1 2 h 2 巧 ( 3 5 ) 工程中取h = 5 为比较优的方案，此时典i i 系统响应速度快、抗扰动能力强，但超 调量比较大。 3 2 三相p w m 整流器调节器参数的确定 对于图3 2 所示的最小相位系统，开环增益越大，系统的稳定性就越差。因而， 当图3 2 中的妒取零时，系统的稳定裕度最小。因此，在下面的电压调节器参数计算 中，将p 取为零，以利于系统参数的选择。 对于一个控制系统，设计时，要根据系统的实际需要，对系统的稳定性、稳态误 差、过渡过程的品质等适当地选择参数。同时，由于实际控制系统的复杂性，在设计 调节器时要进行一些必要的合理假设。 3 2 ，1 电流环调节器参数选择 首先，可以将三相桥看成是一个放大器其放大倍数为k m ，其次包括驱动电路动作 延时，为确保安全而设的死区时间，开关管延时等时间，将系统认为是一个高增益的 纯滞后环节，延时为t 一，所以三相桥的数学模型为足，。e h ，可将之近似为一个小 9 华中科技大学硕士学位论文 惯性环节墨! 堕，其滞后时间常数t ，。可取为开关周期的一半“”0 s 砟，+ i 参照方程( 式2 2 5 ) ，并忽略电流的耦合作用，可以得到l 一”。= ri a + t 警， 电流给定和电流实际值e 、岛之间的误差经过调节并经三相桥放大可以得到，同时要 考虑到电流采样和滞后的延时，由此得到电流环的控制框图如图3 1 图3 1 电流内环控制框图 由于电流内环要保证比较快的响应速度，因此电流环必须有足够的带宽，但过宽 的频带实现起来不易，且使系统对噪声的抑制能力下降。因此应适当选择频带：我们 把电流内环设计为典i 系统。按照一定的工程近似原则，对电流响应进行简化。电流 环开环响应为： l g 。生塑生一：l g 。且竺丝( 3 6 ) l + s t 女”l + t p 帆l sl 。s + r 。i + s t m”j + t p 砒m si + t ：s 其中：t ：，r 合理的简化此传递函数，得系统开环传递函数为： k l ，mp f r 。 面可两而 将系统设计成典i 系统，则 校正后，电流环的开环传递函数为 ( 3 7 ) ( 3 8 ) ( 3 9 )南r i i k 华中科技大学硕士学位论文 型! & s ( + 兀s ) 这是一个标准的最优典i 系统。 3 2 2 电压环调节器参数选择 ( 3 1 0 ) 电压环是控制系统的外环，将电压环校正为典i i 系统。此时，将电流内环简化为 一个惯性环节： g 一。三一 + 3 r “, s 电压闭环的简化控制结构为 ( 3 1 1 ) 图3 2 电压外环简化控制结构图 同样对电压环进行合理简化，得电压环的开环传递函数为 g “咆畿 其中：正。= 黾+ 3 毛 工程中通常认为h = 5 为最佳选择，因而可以得到电压调节器的积分常数 瓦= j 瓦。 电压调节器的比例常数 ( 3 1 2 ) ( 3 1 3 ) k ，：2 t o i c o y( 3 1 4 ) “ 2 5 m t , , ： 在实际应用的系统中，需要在此基础上，进行一些整定工作。 华中科技大学硕士学位论文 3 3 数字p i 控制器的设计 3 3 1 常规p l 控制器 在模拟控制系统中，p i 调节器的控制规律为： 删喝h 枷川 其中：u ( t ) 为调节器输出，e ( t ) 为调节器误差输入，k ，为调节器比例增益，t 为调 节器积分时间常数 对式( 3 1 5 ) 进行离散化处理，得到： “( 七) = k ， e ( t ) + 号骞e ( ，) c 。s ， 其中t 。：采样周期 式( 3 1 6 ) 要求每一个采样时刻控制器的输出值，常将该式称为p i 的位置型控制 算式。利用递推原理，由式( 3 1 6 ) 可得： 面( ) = k ，k g ) 一e ( k j ) 】+ k ，e ( 女) ( 3 1 7 ) 其中：k ，= k ，拿 “忙) = “( 女一，) + 赢( 七) ( 3 1 8 ) 式( 3 1 8 ) 每一个采样时刻只要求这次输出在上次输出的基础上的增值，常将该 式称为p i 的增量型控制算式。 单纯的用数字p i 控制器去模仿模拟p i 控制器，由于微处理器本身的字长问题、 a d 的时沿问题等等，其效果一般来说还不如模拟p i 控制器的效果。因此必须利用微 处理器逻辑判断能力强、编制程序灵活等优点，建立一些模拟调节器很难实现的控制 规律，才能发挥数字控制的优势。 p t 控制器算法的改进主要是指积分环节的改进。积分的作用是：只要被调量和给 定值之间有偏差，其输出就会不停地变化，最终使系统的静差为零。当有较大的扰动 华中科技大学硕士学位论文 或大幅度的给定变化时，在积分项的作用下，往往会产生大的超调或长时间的波动。 因此，需要对积分作一些改进”1 心1 。 3 3 2 几种新型的p i 控制器算法 变速积分的k n t i w i n d u pp i 算法n 钉的基本思想是：它的积分系数是逐渐变化的， 改变积分项的累加速度，将之与偏差大小相适应，偏差大时积分慢，反之相反。这样 可有效的消除积分饱和现象，减小超调量，使系统易于稳定。这种p i 控制器是八十年 代提出的一种算法，是现在被广泛使用的一种算法。其框图如图3 3 所示。 在图3 3 中，在对输出限幅后，对积分项进行补偿。当h 。在最大限定值和最小限 定值之间，“。等于“：，补偿不起作用。当“。大于最大限定值，“：取正的限定值，“：减 去得到负值，削弱过大的正积分项。当u 。小于最小限定值，“：取负的限定值，“：减 去玑得到正值，补偿过大的负积分项。 图3 3a n t i w i n d u pp i 算法 积分分离法的基本思想是当输入误差的绝对值大于某个门限值e 时，不做积分调 节，只做比例调节，避免p i 调节器深度饱和，同时有利于p i 退饱和。当输入误差较 小时，引入积分作用，以消除静差。 遇限消弱积分法的基本思想是，当控制量进入饱和区后，只执行削弱积分项的累 加，而不进行增加积分项的累加。在计算u ( k ) 前，先判断u ( k - i ) 是否超过限制范围。 华中科技大学硕士学位论文 若u ( k - 1 ) 已经达到了最大限定值，则只积累负误差：若u (