（电力电子与电力传动专业论文）单级功率因数校正acdc变换器的研究.pdf

贵州大学硕士学位论文 a b s t r a c t or e d u c et h ec o m p o n e n tc o u n t sa n dt h ec o s t ，t h es i n g l e - s t a g e p o w e rf a c t o r c o r r e c t i o n ( f f c ) t e c h n i q u e sh a v ea t t r a c t e dm o r e a n d m o r ea t e n t i o n as i n g l e - s t a g e p f cc o n v e r t e rc o m b i n e st h ep f c s t a g ea n d ad c d cc o n v e a e ri n t oo n es t a g ew i t h as h a r e ds w i t c ha n dc o n t r o l l e r ，w h i c hi sa n a l y z e sa n dr e s e a r c h e si nt h i sd i s s e r t a t i o n f i r s t ，t h eb a s i cs i n g l es t a g ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc o n v e a e rw i t hab o o s tt y p ei n p u tc u r r e n ts h a p e ri ss t u d i e d o p e r a t i o np r i n c i p l ea n dc h a r a c t e r i s t i c so ft h es i n g l e s t a g ep f cc o n v e r t e ra r et h o r o u g h l ya n a l y z e d i ns i g l e s t a g ep f ca p p r o a c h ，t h e r ea r e t w oi m p o r t a n ti s s u e so fc o n c e r n o n ei s s u ei sh o wt og i v et h es y s t e mah i g l le r e f - i c i e n c y a n o t h e ro n e i sh o wt oc o n t r o lt h ee n e r g y s t o r a g ec a p a c i t o rv o l t a g eb e l o w 4 5 0 v t h es i n g l e s t a g ep f co n v e h e r so fb o o s tt y p ec a nb ec l a s s i f i e da s2 - t e r m i n a l i c se e l la n d3 - t e r m i n a l i c sc e l l t h et w oc e l l sa l s ob et h o r o u g h l ya n a l y z e d t h e n c o n c e p to f ”d i r e c t p o w e r t r a n s f e r ”i sd e r i v e f i n a l l y ，an o v e ls i n g l es t a g ep o w e r f a c t o rc o r r e c t i o nc o n v e r - t e rw h i c hc a ni m p l e m e n td i r e c t - p o w e r t r a n s fe ri ss t u d i e d o p e r a t i o np r i n c i p l ea n dc h a r a c t e r i s t i c so ft h i sc o n v e r t e ra r ca n a l y z e di nd e t a i l t h e n e wc o n v e r t e rw i t h ”d i r e c t - p o w e r t r a n s f e r ”c a nc o n t r o lt h ee n e r g y - s t o r a g ec a p a c i t o rv o l t a g eb e l o w4 5 0v ，a n dh a v eah i g h e re f f i c i e n c ya n d p f c f i n a l l yi tc a nb e s e e nf r o m t h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t st h a t t h ep e r f o r m a n c eo f t h e n o v e ls i n g l es t a g e p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n c o n v e r t e ri sb e t t e rt h a nt h a to f t h eb o o s tt y p es i n g l es t a g e p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc o n v e r t e r s k e y w o r d s ：s i n g l es t a g ep o w e rf a c t o r co r r e c t i o n d c m f l y b a c kc o n v e r t e r b o o s tc o n v e r t e rd i r e c tp o w e rt r a n s f e r r i n g ( d p t ) 4 贵州大学硕： ：学位论文 原创性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师的指导下， 独立进行研究所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本 论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的科研成果。 对本文的研究曾做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确 方式标明。本人完全意识到本声明的法律责任由本人承担。 论文作者签名：盘垡 e l 期：2qq 墨生鱼旦 关于学位论文使用授权的声明 本人完全了解贵州大学有关保留、使用学位论文的规定，同 意学校保留或向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子 版，允许论文被查阅和借阅；本人授权贵州大学可以将本学位论 文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、 缩印或其他复制手段保存论文和汇编本学位论文。 ( 保密论文在解密后应遵守此规定) 论文作者签名：生眨赴导师签名： 盥日期：刿 贵州大学硕士学位论文 第一章绪论 i i 课题的研究背景与意义 近年来，开关电源以其效率高、功率密度高的优势在电源领域中占据了主 导地位。与此同时，它对电网带来的危害也逐渐受到人们的重视。在典型的开 关电源中，交流电网经过整流后一般直接连接一个大电容，以获得较为平滑的 直流电压波形，如图i - i ( a ) 所示。这种传统的整流滤波电路虽然可以获得比较 平滑的直流电压，但由于二极管的非线性，只在输入交流电压的峰值部分才有 输入电流。因此，虽然交流输入电压k 。是正弦的，但输入电流波形却严重畸变， 呈现脉冲状，如图i - i ( b ) 所示。脉冲状的输入电流中含有大量的谐波，会严重 污染电网，同时也会干扰用电设备。另外，传统的开关电源还存在一个致命的 弱点，即功率因数较低，一般仅0 4 5 卅7 5 。 图l - i ( a ) 整流电路图( b ) 输入电压电流波形图 针对谐波的危害，从1 9 9 2 年起，国际上开始立法限制谐波污染。我国国家 技术监督局在1 9 9 3 年颁布t g b t 1 4 5 4 9 9 3 电能质量公用电网谐波。国际电 工委员会( i e c ) 制定了i e c 6 1 0 0 - 3 - 2 标准。传统整流器因谐波远远超标而面临 前所未有的挑战。 解决谐波污染主要有两种方法：一是采用谐波补偿装置来补偿谐波；二是在 电力电子电路内部引入功率因数校正( p f c ) 电路。采用p f c 技术是积极的方法， 5 贵州大学硕士学位论文 能从根本上消除谐波源。本课题研究有关p f c 的理论与技术，具有重要的实用价 值和广阔的应用前景。 1 2 国内外的研究现状 功率因数校正技术是近年来电力电子学界的研究热点。功率校正技术的种类 有很多。目前，国内外学者提出的单级功率因数校正技术更适合于小功率电源， 该技术相对以往的各种功率因数校正技术，具有成本低、电路简单、功率因数高 等优点，同时能很好地满足国际谐波的标准。 单级p f c 技术的概念可追溯至m h kh e r a l u w a l a 和i t a k a h a s h i 等人在2 0 世 纪9 0 年代初发表的文章中。m h k h e r a l u w a l a 在文章中介绍了一种双路输出的单 级功率变换器。该电路可以看作是单级p f c 变换器的原型，但其所用的元器件仍 然很多。i t a k a h a s h i 的文章介绍了另一种实现单级p f c 变换器的方法，即通过一 个开关将一个b o o s t 型的i c s ( i n p u tc u r r e n ts h a p e ，输入电流整形) 电路与d c d c 变换器串联在一起。在这种单级p f c 变换器的控制电路中，应用了脉宽调制和变 频技术，变换器的功率因数比较高。但是，该电路同时也存在频率变化范围过宽 和开关管电压应力过大的缺点。尽管如此，该电路还是提出了现在常用的设计单 级p f c 变换器的方法之一，即将b o o s t 型的i c s 电路与d c d c 变换器串联在一起。 1 9 9 2 年，中日电源应用技术会议( 北京) 上的一篇文章提出了一种单级p f c 电路， 它用一个电容代替放电支路中的二极管。这种单级p f c 电路可以获得较高的功率 因数，轻载时其中间储能电容的电压可以控制在4 5 0 v 以下。在1 9 9 5 年，c a if u s h e n 用增加变压器绕组并移到放电支路的方法，同样可以将中间储能电容电压控制在 4 5 0 v 之内。目前，他们生产的计算机多输出电源中已经采用此方案。一年后，又 有人用一个分离电感代替变压器绕组，也可以将中间储能电容两端的电压控制在 4 5 0 v 以内。该技术于2 0 0 4 年获准美国专利。 国内学者对单级p f c 变换器的研究开始得稍晚。有一些在单级p f c 变换器的电 路拓扑方面也作了一定研究，得出了一些有效的方案。南京航空航天大学的许化 民对单级p f c 变换器进行了深入的研究，提出了一种新的单级p f c 变换器。该变换 器在普通的正激变换器上增加了两个变压器绕组、两个二极管和一个电感，i c s 6 贵州大学硕士学位论文 部分工作在d c m ( 不连续导电) 模式，d c d c 部分工作在c c m ( 连续导电) 模式， 该拓扑能在对输出电压快速调节的同时，实现输入电流整形。梁奇峰、黄少先提 出了一种基于反激变换器的新型单相功率因数校正电路，电路只用一个有源开关 就可以获得输出电压的快速调节，储能电容电压被箝位、效率高。邓卫华、张波 提出了一种全新的临界工作模式下的单级功率因数校正电路，该电路有效地控制 了储能电容电压，降低了开关应力，提高了电路的效率。高潮、罗世国等人对如 何降低单级功率因数校正变换器的开关应力问题进行了研究，提出了几种有效的 方案。 本人在对多种电路拓扑分析后发现，对于单级p f c 变换器，其性能指标( 如 效率、元器件数量、元器件电压电流应力及输入电流的波形质量) 在很大程度上 取决于所采用的拓扑形式。许多单级p f c 变化器的电路结构可以看成为d c d c 变换 器与一个两端或三端的i c s 模块的组合。而两端模式和三端模式之间存在一定的 对应关系，可以相互转化。美国台达电子公司的b a h m a ns h a r i f i p o u r 等研究人员 结合制造、成本等因素对单级p f c 变换器的应用作出了分析，其结论是：单级p f c 变换器适宜提供2 0 0 w 以下的功率，如需要提供更高的功率，则要解决控制储能电 容电压、减小开关应力和开关损耗等技术问题。 1 3 本课题的主要研究内容 单级功率因数校正变换器电路简单，成本低，体积小，为功率因数校正技术 在中小功率应用场合提供了一种很好的选择。但是，在传统的b o o s t 型单级功率 因数校正变换器中还存在着效率低、中间储能电容上的电压应力大等缺点。所以， 有必要对其进行深入研究并提出新的方法加以改进。本文首先系统地研究了传统 的b o o s t 型单级p f c 变换器的特性。提出了直接功率传递的概念，并在此基础上详 细分析和研究了一种新型的基于直接功率传递原理的单级p f c 变换器。研究表明， 这种新型的变换器，能够很好地解决普通b o o s t 型单级p f c 变换器存在的问题。 本文主要内容安排如下： 第一章简述了功率因数校正技术的背景和研究意义，以及该课题在国内外的 研究现状。 7 贵州大学硕士学位论文 第二章分析了无源功率因数校正技术和有源功率因数校正技术中的乘法器 和电压跟随器p f c 技术的基本工作原理，并简单比较了它们各自的优缺点和适用 场合。 第三章分析了b o o s t 型单级p f c 变换器，并详细分析了其工作原理和主要电 路参数，最后用实验数据验证了所分析理论的正确性。 第四章将直接功率传递原理引入到单级p f c 变换器中，得出了一种新型的单 级p f c 变换器。对该变换器的工作原理和主要参数进行了详细分析，最后用仿真 实验证明了该新型单级p f c 变换器相对于一般单级p f c 变换器的优越性。 8 贵州大学硕士学位论文 第二章功率因数校正技术 2 1 功率因数的定义 在电工原理中，线性电路的功率因数( p o w e rf a c t o r ) 习惯用c o s 妒来表示， 甲为正弦电压与正弦电流间的相角差。由于整流电路中二极管的非线性，尽管输 入电压为正弦，输入电流却为严重非正弦，因此线性电路的功率因数计算不再适 用于非线性整流滤波电路。在本文中用p f 表示a c - d c 电路的功率因数。 定义功率因数为：p f = 有功功率视在功率：p v i ( 2 m 1 ) 式中，v ，1 分别为输入电压和电流的有效值。 设a c d c 电路的输入电压为正弦，输入电流为非正弦，其电流有效值为 _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ - - _ _ - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ - _ _ _ _ _ - _ _ _ _ _ _ _ _ 一 ，- 矸+ ，；+ + ，：+ ( 2 2 ) 式中 i 。、i ：、i 。、一一电流基波、2 次、n 次、谐波电流的有 效值。 图2 1v ，l 波形 设基波电流i 。落后v ；，相位差为口，如图2 一l 所示，则有功功率和功率因数 可以表示为 p = v i l c o s 口 p f - - v i l c o s a v i = i l c o s a i( 2 3 ) 式中1 1 tt1 1 ，? + j ；”+ ，：+ ( 2 4 ) 上式表示基波电流相对值( 以非正弦电流有效值为i 基值) ，称为畸变因数。 c o s a 称为位移因数，即功率因数为畸变因数和位移因数的乘积。 9 贵州火学硕士学位论文 当口= o 时， p f = ，l ， 定义总谐波畸变( t h d ) t h d = 。i ，= ( ，；+ ，；+ ：，：+ ) ，? ，。为所有谐波电流分量的总有效值 由式子( 2 - - 4 ) ，( 2 5 ) 可得 畸变因数l , i d 、i 1 + t h d 一2 当a = o 时p f = ，。s ：d 、1 + t h d 2 ( 2 - - 5 ) 2 2 功率因数校正技术概述 功率因数校正技术是对开关变换器的输入功率因数进行校正，不仅能够提高 变换器的功率因数，减小输入电流的谐波成分，而且可以减小因谐波成分对电网 的污染和对电子设备可能产生的干扰，同时提高了电源转化效率。因而研究功率 因数校正技术对开关电源的发展具有重要的实际意义。 p f c 技术根据是否采用有源器件可以分为无源功率因数校正( p a s s i v e p f c ) 技 术和有源功率因数校正( a c t i v ep f c ) 技术。无源功率因数校正技术是采用无源器 件组成的谐振滤波器，实现p f c 功能。有源功率因数校正技术是采用有源器件来 实现p f c 功能。 2 2 1 无源功率因数校正技术 人们早期采用由电感和电容构成的无源网络进行功率因数校正。如图2 2 所 示。采用无源功率因数技术所需的滤波电容和滤波电感的取值较大，电路往往较 为笨重，因此无源功率因数校正技术一般只应用在对体积和重量要求不是很高的 电子设备中。在现代开关电源中，变换器朝着小型化、高功率密度的方向发展， 所以无源功率因数校正技术己经不能满足现代开关电源的技术要求。目前只适用 于对体积和重量要求不高，价格敏感的应用场合。 1 0 一 三l上2 2王 2x = i=：g q = 曩 t - zl 2l 1 图2 2无源功率因数校正电路图 2 2 2 有源功率因数校正技术 有源功率因数校正技术是抑制电流谐波，提高功率因数最有效的方法，其原 理框图如2 3 所示。其基本思想是：交流输入电压经全波整流后，进行d c d c 变换， 通过适当控制使输入电流平均值自动跟随全波整流后的电压波形，使输入电流波 形正弦化，同时保持输出电压稳定。有源功率因数校正电路一般都有两个反馈控 制环：内环为电流环，使变换器的输入电流波形与全波整流电压波形相同；外环 为电压环，使d c d c 变换器输出稳定的直流电压。由于变换器具有体积小、重量 轻、效率高、功率因数高等诸多优势，随着功率半导体器件的发展，n n 功g n 数校正技术的应用更加广泛，研究将更加深入。 自1 9 9 2 年起，p e s c ( p o w e r e 1 e c t r o n i cs e s s p e c i a l i s tc o n f e r e n c e ) 设立了单相功率因数校正专题，这被 看作是单相有源功率因数校正技术的里程碑，这极大地促进了各种关于单相有源 功率因数校正技术的研究探讨和技术交流。 有源功率因数校正技术按控制策略分为两种：一种是变换器工作在连续导电 模式的乘法器，型( m u l t i p l i e r ) p f c 技术，另一种是变换器工作在不连续导电 模式的电压跟随器”型( v o l t a g ef o l l o w e r ) p f c 技术；按工作模式分为c c m 模式 和d c m 模式；按拓扑结构分为单级模式和两级模式。此外，还有其它p f c 控制技术。 目前的有源功率因数校正技术多以b o o s t 型变换器为主，这类变换器的电磁 干扰( e l e c t r om a g n e t i ci n t e r f e r e n c e ) 较小。有输入电感，可减少对输入滤 波器的要求，并可防止电网对主电路高频瞬态冲击。输出电压大于输入电压峰值， 对市电电压1 0 0 v ( a c ) 的国家和地区特别适合。同时，这类变换器也存在着一些缺 点，如：输入输出问没有绝缘隔离。在开关管、二极管和输出电容形成的回路中 贵州大学硕士学位论文 若有杂散电感，则在2 5 一l o o k h z 的频率下，容易产生危险的过电压，对开关管的 安全运行不利。 图2 3 有源功率因数校正变换器原理图 负 垅 2 2 2 1 “乘法器一型p f c 技术 8 0 年代中期，有源功率因数校正技术的研究以“乘法器 方式为主。电路工 作在c c m 模式。基本原理如图2 4 所示。 o ，lj 一 s2z 、“ 一 = c 2s 2 _ l 1 篷叫广 a 图2 4乘法器型p f c 变换器原理图 图2 4 中b o o s t 变换器的电感电流就是输入电流，电感电流被采样并被控制， 使其幅值与和输入电压同相位的正弦参考信号成正比，从而达到功率因数校正的 目的。“乘法器 方式p f c 电路还可以根据输出电压反馈信号，利用一个乘法器 电路来控制正弦参考电流信号，从而获得可调整的输出电压。因此这种方案要求 采用电压电流双环控制，常用的控制方法有峰值电流控制、滞环电流控制、平均 电流控制等等。“乘法器”方式是目前比较成熟的p f c 技术，其输入功率因数可 1 2 贵州大学硕士学位论文 达n 0 9 9 。它可以实现输入电流波形整形和输出电压调节的双重功能，因此工作 于c c m 模式的p f c 电路均采用“乘法器 型控制技术。相对于d c m 模式，其输入和 输出电流纹波小，电磁干扰小，滤波容易，器件导通损耗小，般适应于大功率 应用场合。“乘法器”型p f c 技米的不足之处是需要对输入电流、输出电压取样。 乘法器内的控制芯片进行双环控制，造成了电路复杂、体积大、成本高等缺点。 2 2 2 2 “电压跟随器刀型p f c 技术 利用d c m 模式进行功率因数校正的概念在8 0 年代后期被提出，有人称之为自 动功率因数校正，即“电压跟随器”p f c 技术。由于工作在d c m 模式的变换器，输 入电流自动跟随输入电压，因而可以实现接近1 的输入功率因数。变换器工作在 d c m 模式下，开关s 由输出误差信号控制，开关周期为常数。由于电感电流峰值基 本与输入电压成正比，因此，输入电流波形自然地跟随输入电压波形。这种d c m 方式的优点是控制简单，一般用于中小功率场合。研究发现，所有基本变换器 类型，女i b u c k ，b o o s t ，b u c k b o o s t ，c u k ，s e p i c 和z e t a 变换器等在d c m 模式下都 可用于构成“电压跟随器 型的p f c 的电路。其控制方法可以采用恒频、变频、 等面积等多种方式。基本“电压跟随器型p f c 电路可用图2 5 所示的b o o s t 变换 器来说明。 图2 5电压跟随器p f c 变换器原理图 该变换器工作在d c m 模式，开关s 由输出电压误差信号控制，开关频率为常数。 由于在每个开关周期内，电感电流峰值基本上正比于输入电压，因此输入电流波 1 3 贵州大学硕士学位论文 形自然地跟随输入电压波形。事实上，对不同的变换器结构，输入电流波形会出 现不同程度畸变，但这对输入功率因数的影响并不明显。与“乘法器 型p f c 电 路相比，“电压跟随器 型p f c 技术常采用单级功率因数校正拓扑结构，既具有 输入功率因数校正功能，又能实现输出电压的调节，同时采用恒频单一占空比控 制方式，不仅简化了控制电路，降低成本，也能减少变换器的损耗。仅要求一个 电压控制环，故控制简单、成本低廉，电源体积可大大减小，适用于很多特殊 场合。而且变换器工作在d c m 模式下，避免了b o o s t 变换器中因输出二极管反向恢 复电流而带来的问题。 “电压跟随器 型p f c 技术的一个缺点是其输入电流波形为脉动三角波。因 此其前端需添加一个小容量的滤波电容以滤除高频纹波。另一个缺点是其较高的 开关峰值电流会带来大的开关损耗，开关管同时承受较大的电压电流应力，并 产生严重的电磁干扰。同时，随着开关频率的提高，开关损耗也会增大。 临界导电模式是介于c c m 模式和d c m 模式之间的一种工作模式，其电感电流在 下降到零后立刻上升。因此这种工作模式有着和d c m 模式相同的特性，但在控制 方法上要求采样电感电流，需双环控制，控制方式接近于c c m 模式。根据主电路 的特性，一般将其归类于d c m 中。电压跟随器型p f c 变换器将p f c 功能和d c d c 功能 整合在一个变换器中，通常也称为单级p f c 变换器。 2 3 功率因数校正技术的发展方向 近年来，功率因数校正技术研究的热点问题集中在以下几个方面： 新拓扑的提出。基于已有的原理，或新原理下的新拓扑结构，比如磁放 大p f c 技术等。 把d c d c 变换器中的新技术( 如软开关技术和开关电容功率网络等) 应用 于p f c 电路中。 新控制方法。基于已有拓扑结构的新控制方法以及基于新拓扑的特殊控 制方法的研究。一般来说，目前控制技术的研究日趋复杂，广泛使用的中小功率 用电设备难以承受随之带来的成本增加。因此，对中小功率电器设备来说，控制 简单的低成本功率因数校正电源是比较受欢迎的。而大功率电器设备则需要采 1 4 贵州大学硕士学位论文 用优良的控制技术，构成高性能功率因数校正电源。 单级p f c 变换器的稳定性研究。采用单级结构后，由于p f c 部分和d c d c 变换部分存在不可避免的相互关系，因此有必要研究这类变换器的稳定性，以便 设计出达到期望性能指标的开关电源。 总之，成本低、结构简单、容易实现，并且具有软开关性能、高响应速度、 低输出纹波的单级隔离高功率因数变换器是研究人员追求的最终目标。 现有的有源功率因数校正技术给电器设备带来的附加成本和复杂性，极大地 限制着这一技术的广泛应用。一个典型的例子就是高功率因数电子镇流器带来的 过高成本，妨碍了这个产品的推广应用。因此，高性能、低成本的功率因数校正 技术具有很大的市场潜力和应用前景。这促使了各种高性能，低成本的p f c 技术 的研究。 2 4 本章小结 本章对功率因数的定义及其与谐波的关系进行了简单的阐述，分析了无源 p f c 技术和有源p f c 技术中的“乘法器 型和“电压跟随器 型p f c 技术的基本工 作原理，并简单比较了它们各自的优缺点和适用场合。 1 5 贵州大学硕士学位论文 第三章单级功率因数校正变换器 目前，带有功率因数校正功能的开关变换器通常分为两级结构和单级结构。 两级结构的第一级类似于b o o s t 型p f c 电路，具有提高输入功率因数并抑制输 入电流高次谐波的功能。第二级为d c d c 变换器或d c 办蛇变换器，其目的在 于调节输出，以便与负载匹配。由于两级分别有自己的控制环节，因此电路的性 能良好。但它所需要的元件数过多，成本偏高。近年来，为了追求低成本、高性 能、同时又能满足谐波标准的枷c 变换器，人们对单级p f c 变换器的需求越 来越迫切，特别是在小功率场合。单级p f c 变换器中，p f c 变换器与d c d c 变 换器共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压 的调节。 3 1 单级p f c 技术与两级p f c 技术的区别 3 1 1 两级功率因数校正技术 有源p f c 技术从结构上分为两级策略和单级策略。两级策略是目前普遍使用 的比较成熟的p f c 技术。两级p f c 变换器是在d c d c 变换器的前面加上一级输入电 流整形变换器，两级变换器分别独立控制。前级变换器完成高质量的输入电流整 形功能，后级d c d c 变换器完成输出电压快速调节功能。 lp f c - l d c d c 产 s t a g e t s t a g e 图3 - 1两级变换器结构框图 传统两级p f c 变换器的结构框图如图3 1 所示。第一级级通常采用b o o s t 或者 b u c k b o o s t 变换器，控制电路采集输入电感电流和输入电压作为控制信号，通过 1 6 贵州大学硕士学位论文 特定的控制策略使得输入电流跟随输入电压波形。控制电路同时还对输出电压进 行反馈控制，通过p w m 控制对输出电压进行调节。该控制策略对于输入电压在 9 0 v - 2 6 5 v 范围内，都可以将储能电容电压控制在3 8 0 v 左右，从而使后级d c d c 变 换器可以得到优化设计。储能电容后接第二级d c d c 变换器对输出电压进行精调。 该变换器与前级变换器完全独立，采用单独的p w m 控制实现输出电压的快速调节。 图3 2 所示为典型的两级p f c 电路图。图中b o o s t 电感l 工作在c c m 模式，后级d c d c 变换器采用反激式变换器( f l y b a c kc o n v e r t e r ) 进行输出电压调节。 l 7 2 2x s 1 占 c = - 和 - s 2 乒 - - - h - - ze2 图3 - 2 两级结构典型电路图 d 2 r 两级p f c 变换器具有功率因数高、电流谐波含量低、d c d c 变换器可以得到优 化设计等优点。但是，由于两级p f c 变换器多用两个功率开关管和两套控制电路， 从而使得其体积大、成本高，若应用在中小功率电源中是不太合适的。 3 1 2 单级功率因数校正技术 单级p f c 技术的基本思想是将p f c 变换器和d c d c 变换器合二为一，两个变换 器共用一个开关管和一套控制电路，同时实现输入电流整形、输出隔离和输出电 压快速调节等功能。图3 - 4 所示为单级p f c 变换器的结构框图。通常，单级p f c 技 术的p f c 变换器不被控制，所以p f c 变换器必须具有固定的p f c 功能，即在不对p f c 变换器进行控制的情况下，输入电流能完全或者部分跟随输入电压波形的正弦变 化。众所周知，在固定占空比时，工作在d c m 模式的b o o s t ，b u c k - b o o s t ，s e p i c ， c u k ，z e t a 等变换器具有固定的p f c 功能。一般为了简化电路，大部分的单级p f c 变换器的p f c 部分都采用b o o s t 或b u c k b o o s t 变换器，工作在d c m 模式来实现输入 1 7 贵州大学硕士学位论文 电流的整形。而在c c m 模式，变换器工作在固定占空比，没有电路可以具有固定 p f c 功能。尽管单级p f c 变换器所得到的功率因数及其电流谐波特性不如两级p f c 变换器特性好，但却足以满足i e c 的相关标准。 对于p f c 变换器来讲，在一个工频周期内，瞬时输入的功率是脉冲的，而输 出的功率却是恒定的，因此任何p f c 变换器都有储能电容来存储不平衡功率。而 单级p f c 变换器较两级p f c 变换器最大的区别在于控制回路对输出电压进行反馈 调节，储能电容的电压不再是经过粗调的，其电压在一个较大的范围内随输入电 压的变动而变动，图3 4 中所示c 日即为储能电容。通常对于输入线电压9 0 v - 2 6 5 v 的范围内变化，储能电容的电压的变化范围为1 3 0 v - 4 5 0 v ，而且电容电压的大范 围的变化对d c d c 变换器的效率有较大的影响。控制储能电容电压是单级p f c 变换 器中一个非常重要的问题。 根据p f c 变换器和d c d c 变换器电流工作模式的不同，可将单级p f c 变换器分 为：d c mp f c + d c md c d c ；d c mp f c + c c md c d c ； c c mp f c + c c md c d c 三种组合 模式。 ( 1 ) d c mp f c + c c md c d c 当p f c 变换器工作在d c m 模式时，输入电流在固定占空比下会自动跟随输入电 压，因此p f c 变换器会获得较高的功率因数。而为了提高变换器的效率，d c d c 变换器一般采用c c m 模式，这样在负载变轻时，输出功率减小，而输出电压不变， 只是输出电流减小，占空比不随负载变化而变化。这样充入电容的功率大于从储 能电容中抽走的功率，导致电容的电压上升。为保持输出电压的恒定，电压反馈 环节调节占空比，从而减小输入功率。这个动态的过程要持续到输入和输出的功 率平衡为止。负载减小的明显后果就是增加了储能电容的电压。显然轻载时，储 能电容上的电压应力要大于重载时的电压应力 ( 2 ) d c mp f c + d c md c d c 如果p f c 变换器和d c d c 变换器都工作在d c m 模式，即可采用占空比控制和频 率控制结合使用，也可单独采用占空比控制来得到较高的功率因数。当输出功率 减小时，占空比减小，因此没有不平衡功率存在，同时输入功率减小，储能电容 电压不受负载影响，只由输入电压和变换器参数决定。但是，当变换器都工作在 1 8 贵州大学硕士学位论文 d c m 模式时，输入输出的电流峰值较高，增加了器件的电流应力，开关管的导通 及关断损耗都很大，只适宜于小功率场合。 ( 3 ) c c mp f c + c c md c d c 当变换器都工作在c c m 模式时，由功率流向图分析得出的结论，只能采用占 空比控制，得到的功率因数不太理想。当输出功率减小时，虽然占空比不变，输 入功率也会相应减小，抑制了储能电容电压的增长，无疑它的效率是最高的，但 p f 值有所降低、但整个拓扑都工作在c c m 模式，控制及其设计都相对复杂，难以 实现。 4 - v s l i n k 一 7 d d c n c ( d p f c ) 图3 _ 一4 单级p f c 变换器结构框图和输入电压电流及占空比波形 1 9 贵州大学硕士学位论文 3 1 3 单级策略与两级策略的比较 表3 一l 给出- f x 2 级p f c 技术和单级p f c 技术不同电路的特性比较。模式d c m c c m 表示变换器的输入部分工作于d c m 模式，输出部分工作于c c m 模式。依此类推， c c m d c m ，d c m d c m 等模式表示不同土作模式的混合模式。 拓扑 项目 d c 砥一d ( 疆d c i - c c i c c m d c c c i 叫：c i 输入滤波 是是 否 否 两级p f c 控制电路的复杂度 是 是 是是 变换器 是 是主电路的复杂度 是 是 适用于中大功率 否否否是 输入滤波是 是 否 效率低 单级p f c 控制电路的复杂度 否 否 是 变换器 储能电容 主电路的复杂度否否 否 电压大 适用于中大功率否 否 否 表3 1 两级p f c 技术与单级p f c 技术电路特性比较 3 2 “电压跟随器”型p f c 电路的工作原理 在前面提到过，单级p f c 技术中的p f c 级一般不被控制，要求其自身具有固定 的p f c 功能。而在固定占空比时，工作在d c m 模式的b o o s t ，b u c k b o o s t ，s e p i c ， c u k 。z e t a 等变换器都具有固定的p f c 功能。但一般为了简化电路，大部分单级p f c 变换器的p f c 部分都采用b o o s t 或b u c k - b o o s t 变换器，工作在d c m 模式来实现输入 电流的整形。在p f c e e 路d 尸b o o s t 变换器是研究和应用最多的一种变换器。基于 b o o s t 变换器的“电压跟随器”p f c 电路不仅控制简单，而且可以实现功率因数校 正功能。在此基础上可以得到基本的b o o s t 型单级p f c 变换器。下面对图3 5 3 1 作 在d c m 模式下b o o s t 变换器进行分析。 工作原理分析： 为了简化分析，我们假定： ( a ) 电路工作在稳定状态； ( b ) 所有元器件是理想的； 贵州入学硕士学位论文 ( c ) 电容c ，足够大，保证v c 恒定； ( d ) 在一个开关周期内输入电压保持不变，为常数。 在图3 5 中，圪为整流后输入电压，上q 为b o o s t 电感，r 工为变换器负载电阻。 图3 6 为变换器在一个开关周期内，电感电流的工作波形，图中，瓦为开关周期， d 为占空比。 在一个开关周期内，基于b o o s t 变换器的p f c 电路可看作一个b o o s t d c d c 变换 器。当工作在d c m 模式时，变换器有三个工作模态： 模态1 f 。，t ， ：开关s 导通，二极管d 关断，电源向电感l 。充电，流过电感l l 的电流线性上升，同时c 。给负载电阻也提供能量。 模态2 e t 。，t ： ：开关s 关断，二极管d 导通，电源和电感。经二极管d 向c ，充 电，同时给负载电阻凡提供能量。到f ：时刻，l 。中的能量完全释放。 模态3 i t 2 ，f ， ：开关s 关断，二极管d 关断，电感上的电流为零，c 。继续给 负载电阻尺，提供能量。 三l i ) y _ 吒= t = 岛 s = = g 2土z 写 一 i 2 一 z l 1p 图3 5电压跟随器p f c 电路 2 1 贵州大学硕士学位论文 五 j 上 、 l 一，l “7 中厶石1 f s ； i 二刁； t ot l t 2乙 ， 个 图3 - 6电路工作波形 在开关导通期间，输入电感的电流为： 。= 瓦 ( 3 - 1 ) 输入理想正弦交流电压经二极管整流后可表示为： 瞻i = i s i n ( w f ) l ( 3 2 ) 式中为输入电压峰值，为输入交流电压的角频率，吃为p f c 电路中变 换器的实际输入电压。 结合式子( 3 1 ) 和( 3 - 2 ) 可以得： 屯。o ) 。i v t u s _ i n ( 一o ) t ) t d t ( 3 3 ) l 1 在一个开关周期内，电感存储的能量可以表示为： o ) = 乏1 l 。f 三o ) 一兰主主鲁三三二s i n 2 ( 。) ( 3 4 ) 由于变换器工作在d c m 模式，电感在每一个开关周期内的储能将全部释放。 因此一个开关周期内的平均输入功率为： 洲；警a 警 ( 3 - 5 ) 所以在一个开关周期内，变换器的平均输入电流为： 啪，a 半= 忉， 浯6 ， 贵州大学硕士学位论文 这个电流表达式类似于二极管整流桥的负载为纯阻性，输入电流与输入电压 成正比，且与输入电压同相位。因此，采用电压跟随方式实现p f c 时，理想输入 功率因数为1 可见，变换器工作在固定开关频率和固定占空比便可实现功率因数 校正。利用普通的p w m 控制芯片就可以方便地实现功率因数校正。 3 3 单级功率因数校正技术 3 3 1 单级p f c 变换器的拓扑结构分析 图3 7 为b o o s t 型p f c 变换器的通用结构，图中的反激结构也可用正激或半桥 等拓扑。通过在b o o s t 电感l 。( a 点) 、储能电容c 。( b 点) 和开关管s w ( c 点) 之间加入 二极管、电感、电容、变压器绕组来实现p f c 功能。如果只在a b 或a c 之间插入器 件则为两端模式，如果在a b c 三点间都插入器件则为三端模式。 一 。； 【 zs 2 i ； l + i ；p 一 l 一一一一5 。4 = i l zs 2 册7 i i 反激式或正激 图3 - 7b o o s t 型单级p f c 变换器的通用结构 3 3 1 1 三端模式 图3 - 8 ( a ) 是一个基本的三端拓扑，它是在两级p f c 变换器基础上，直接把p f c 级和d c d c 级的开关管合并为一个，加入两个二极管d ，和d ，以防止电流反向， 同时去掉p f c 变换器的控制电路。当开关管s w 开通时，b o o s t 电感电流流过n 和 s w ，电感电流上升，电感储能；n s w 关断时，电感储能通过d 。释放到储能电容c 口， 电感电流下降到零。b o o s t 电感工作在d c m 模式，后面级连的d c d c 部分可工作在 d c m 或c c m 模式。 1个- 贵州大学硕士学位论文 门 【 z王 2玉q + = 呢 = j b 1 l 一 s岛 c lw| 2s 2 ( a ) 反激式 或正激 式输出 一 l z 2i 忍 + m ! k = 呢 = ，l l_ 墨 岛 c 册l zs 2 z s2 日+ i一 j 呢 !，一一 = j o，l 1 王 d2g l矿 z 土2 【 z王 2 + 卜j 厂v 、n 一占一 = 一 矿i 1 2 ，在开关管开 通时，电感k 通过 r 。充电，在开关管关断时，电感l 口通过：充电，如果。= ：， 则得到图3 - 1 0 ( c ) 图3 1 0 ( d ) 是在图3 1 0 ( b ) 的a c 支路加一个电感来实现c c m 电流模式的拓扑。 如果去掉d 。，用电容c r ，和绕组。串联成一个支路，便组成单负反馈绕组 c c m 电压源模式，如图3 1 0 ( e ) 所示。电感k 的充电和放电支路分开，并且k 工 作在c c m 模式。图3 - 1 0 ( f ) 是采用饱和电感实现p f c 。 同样可以归纳出两端模式的通用结构，如图3 一1 1 所示。i c s 单元插在k 的输 入端和c 口的正端之间组成a b 支路的两端结构i c s 单元。同三端结构一样，每个i c s 单元包括一个电感k 和两个支路，一个支路为电感k 的充电支路，另一个为电 感l 口的放电支路。在开关管开通时，l 8 由充电支路充电：在开关管关断时，l 占由 放电支路放电。充电支路或放电支路通常是由二极管、电感、电容、变压器绕组 等组合而成。 同三端结构不同的是，在两端模式里，充电支路和放电支路可以合二为一。 如图3 1 0 ( c ) ，( e ) ，充电支路和放电支路为同一支路。 l t 贵州大学硕士学位论文 一一一一一 l n 丫n