（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的中频正弦波逆变器控制研究.pdf

西安j e _ r _ 大学硕士学位论文 t i t l e ：r e s e a r c ho nc o n t r o lm e t h o do f m e d i u mf r e q u e n c y s i n u s o l d a li n v e r t e rb a s e do nd s p m a j o r ：p o w e re l e c t r o ni ca n dp o w e rd r i v e s n a m e ：m ax i n s u p e r v i s o r ：a s s o c i a t ep r o f s i g n a t u r e ：必x 丑- - - - _ _ i _ _ _ _ _ _ _ _ o l o l ij i n g a n g s i g n a t u r e ： a b s t r a c t t h i sp a p e rs t u d i e st h ec o n t r o lm e t h o do fi n v e r t e r , a n df o c u s e so nt h em e d i u mf r e q u e n c y i n v e r t e rw i t c ht h ef r e q u e n c yo fo u t p u tv o l t a g ei s4 0 0 h z m a n ye x p e r t sf r o mh o m ea n da b r o a d h a v ep r o p o s e ds o m ec o n t r o lt e c h n o l o g yt oa c h i e v ea l lo u t p u tv o l t a g e 晰t hl o wt h d ，h i g h s t a b i l i t ya n df a s tt r a n s i e n tr e s p o n s e m u l t i p l e l o o pf e e d b a c kc o n t r o la n dr e p e t i t i v ec o n t r o la r e m o r ep o p u l a r t h i sp a p e rp r e s e n t sat h e o r e t i c a la n a l y s i sa n ds i m u l a t i o nr e s u l t so nt h em u l t i p l e l o o p f e e d b a c kc o n t r o ls c h e m ea n dr e p e t i t i v ec o n t r o ls c h e m e m u l t i p l e l o o pf e e d b a c kc o n t r o l a p p r o a c hh a sag o o dd y n a m i cp e r f o r m a n c ea n di ti se a s yt oi m p l e m e n ta n dd e s i g n h o w e v e r , i t c a nn o tt h o r o u g h l ye l i m i n a t et h es t e a d y s t a t ee r r o r w h i l er e p e t i t i v ec o n t r o ls t r a t e g yh a sam e r i t i nd e a l i n gw i t hs t e a d y s t a t ee r r o r , b u ti ti st r a n s i e n tr e s p o n s ei sv e r yp o o r t h em u l t i p l ec o n t r o l t e c h n o l o g yb a s e do nt w ol o o pf e e d b a c kc o n t r o la n dr e p e t i t i v ec o n t r o li sp r o p o s e d t w ol o o p f e e d b a c kc o n t r o l l e r , w h i c hc a ni m p r o v et h ed y n a m i cp e r f o r m a n c eo ft h es y s t e ms e r v e sa s 锄 i n n e r - l a y e rc o n t r o l l e r t h e r e f o r e ，t h ed e s i g no ft h eo u t e r - l a y e rr e p e t i t i v ec o n t r o l l e ri ss i m p l i f i e d t h u s ，t h et w oc o n t r o ls t r a t e g i e sc a nc o o r d i n a t ew i t he a c ho t h e rs ot h a tt h em e d i u mf r e q u e n c y i n v e r t e rc a np r o d u c eh i g hq u a l i t y v o l t a g ew a v e f o r ma n dh a saf a s tt r a n s i e n tr e s p o n s e c o n t r o lc i r c u i to fi n v e r t e ri sd e s i g n e db yt m s 3 2 0 f 2 4 0d s p , t h es o f t w a r eo fd s pi s d e s i g n e db ya s s e m b l e rb a s e do nm u l t i p l ec o n t r o lt e c h n o l o g y t h ec o r r e c t n e s so ft h e o r e t i c a l a n a l y s i sa n ds i m u l a t i o na r ep r o v e db ye x p e r i m e n t ，t h ec o n t r o ls y s t e mo fm e d i u mf r e q u e n c y i n v e r t e ru s e dm u l t i p l ec o n t r o lm e t h o di sa c h i e v e db yd s e k e yw o r d s ：m e d i u mf r e q u e n c ys i n u s o i d a l c o n t r o l ；p w m i i i n v e r s i o n ；r e p e t i t i v ec o n t r o l ；m u l t i p l e l o o pf e e d b a c k 独创性声明 秉承祖国优良道德传统和学校的严谨学风郑重申明：本人所呈交的学位论文是我 个人在导师指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知，除特别加以标注和致谢 的地方外，论文中不包含其他人的研究成果。与我一同工作的同志对本文所研究的工 作和成果的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并已致谢。 本论文及其相关资料若有不实之处，由本人承担一切相关责任 论文作者签名：暨金切谐年弓月勿日 学位论文使用授权声明 本人虽鲤在导师的指导下创作完成毕业论文。本人已通过论文的答辩， 并已经在西安理工大学申请博士硕士学位。本人作为学位论文著作权拥有者，同意 授权西安理工大学拥有学位论文的部分使用权，即：1 ) 已获学位的研究生按学校规定 提交印刷版和电子版学位论文，学校可以采用影印、缩印或其他复制手段保存研究生 上交的学位论文，可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索：2 ) 为 教学和科研目的，学校可以将公开的学位论文或解密后的学位论文作为资料在图书馆、 资料室等场所或在校园网上供校内师生阅读、浏览。 本人学位论文全部或部分内容的公布( 包括刊登) 授权西安理工大学研究生部办 理。 ( 保密的学位论文在解密后，适用本授权说明) 论文作者签名：监 导师签名： 细孑年弓月枷日 第一章绪论 1 绪论 1 1 研究背景 科学技术的发展应符合社会发展的要求和需要，现代科技在技术更新的同时以高效、 节能、环保为主要的衡量标准。电力电子技术是能源动力的核心技术，现代电力电子技术 利用新型的电力电子器件、先进的控制方法，使电力电子产品具有高效、节能、可靠性高、 稳定性好的特点，从而广泛应用于现代社会生产、生活的各个领域中。逆变技术是电力电 子技术的重要组成部分，现代逆变技术是一门综合了现代电力电子开关器件的应用、现代 功率变换、模拟和数字电子技术、p w m 技术、频率及相位调制技术、开关电源技术和控 制技术等的综合实用设计技术“1 。近年来，逆变电源的研究中运用先进的功率电子器件 和高频逆变技术，使传统的工频整流电源材料减少8 0 9 0 ，节能2 0 3 0 ，动态反 应速度提高2 3 个数量级，并向着高频化、轻量化、模块化、智能化和大容量化的方向 发展n 。 输出电压频率4 0 0 h z 的正弦波逆变器一般被称为中频逆变电源，属于特种电源的范 畴，在航空航天、舰船、雷达、石油、冶金、通信交换机等领域有较多的应用“邓 。早 期的逆变电源，无论是交交逆变电源还是交直。交逆变电源，其中的逆变功率元件主要由 快速晶闸管组成，通过调节整流管导通角的大小改变直流环电压，最终实现逆变电源的恒 压恒频输出。这种电源结构有两个明显的缺点：一是关断晶闸管必须另外加电感、电容或 辅助开关器件组成的强迫换流电路，因而电路控制结构复杂，整机体积重量大、效率低； 二是这种电路主要立足于分离元件的控制，工作频率的提高也受到限制。随着以i g b t 为 代表的高性能电力电子器件的发展，与之相适应的逆变电源结构及控制技术也应运而生。 1 9 7 5 年，首次将通信调制技术应用到逆变技术中，即正弦波脉宽调制技术( s i n u s o i d a lp u l s e w i d t hm o d u l a t i o n s p w m ) ，使逆变器的性能大大提高，此后各种不同的p w m 技术相继 出现，脉宽调制方法具有在一个功率级内同时实现调频、调压且调节速度快等优点，因而 在逆变电源控制中得以广泛应用。p w m 控制技术虽然有开关频率高造成开关损耗的缺 点，但是这一缺点由于功率开关器件性能的不断提高能够得以逐渐克服乜 。 实际应用中的逆变系统主回路一般采取a c d c - a c 的形式，主电路包括不可控整流 电路、全桥逆变电路、交流滤波电路等。中频逆变电源的主回路与普通工频逆变电源相同， 与输出工频电源相比较，输出电压频率为4 0 0 h z 的中频电源控制要相对困难。主要体现 在 1 6 1 1 1 7 1 ( 1 ) 如果开关频率相同，一个基波周期内，4 0 0 h z 中频逆变器输出的电压脉冲数是5 0 h z 逆变器输出的1 8 。而开关频率受各种因素的制约不能做得太高，造成一个基波周 期内输出的波头数变得很少。这不仅会导致输出电压谐波含量的增加，而且使得控 制速度变慢，增大了调节器设计的难度； ( 2 ) 采用数字控制方式实现，则采样、计算、控制等带来延时的影响变大。由于这些原 西安理工大学硕士学位论文 因造成的延时一般只取决于硬件、开关频率、采样频率以及程序的执行时间，因此 延时量与输出频率没有什么关系。而相同的延时，对于4 0 0 h z 系统，其引起的相 位滞后是5 0 h z 系统的8 倍，大的延迟对于系统控制的稳定是很不利的。 因此，对4 0 0 h z 系统的波形控制技术进行研究是必要的，而且4 0 0 h z 系统波形控制 技术对5 0 h z 系统一般也都适用，所以对它的研究有广泛的应用背景。 1 2 逆变器的控制技术及发展现状 从控制方法的实现方式上，传统的逆变器多采用模拟控制方式。模拟控制技术理论成 熟且应用广泛，但是存在一些固有的缺点，例如：控制电路复杂，系统成本高；器件老化 等使系统可靠性低，不易维护；。灵活性不够，设备升级更新困难；稳定性不好，有零漂、 温漂的问题等。随着微电子技术和超大规模集成电路的发展，以及单片机和d s p 的出现 使控制方式数字化，数字闭环控制器精度提高，克服了模拟电路零漂的影响，可以明显提 高电源的精度和稳定度。特别是1 6 位和3 2 位d s p 芯片的出现，一片d s p 芯片即可完成 p w m 信号及闭环控制的计算，同时还可以对电源状态进行监控和故障处理。 从控制方法上来说，数字控制芯片的出现，使逆变器波形控制技术迅速发展。目前国 内外研究比较多的主要有：多环反馈控制、无差拍控制、状态反馈控制、重复控制、滑模 变结构控制、模糊控制、神经网络控制等细m 儿”1 。 1 2 1 多环反馈控制 多环反馈控制是在电压单环反馈的基础上发展起来的。将系统的输出电压反馈与给定 进行比较，对误差量采用p i d 等方式调节的控制方法为电压单闭环反馈控制，其形式简 单、易于实现、理论成熟，因此有广泛的应用。由于负载等的扰动只有在输出端表现出来 以后，才能通过控制器产生调节，所以系统的动态性能不好，只能用于要求不高的场合。 系统的电流变化是快于电压的，引入电流反馈作为内环，利用其反应快速的特点进行控制 可以使动态性能大大提高，由此产生了电压、电流双环反馈控制，这种控制方式比单环控 制具有优良的动静态性能，但是也有不能完全消除静差等缺点n 2 钉。 1 。2 2 无差拍控制 八十年代中期，无差拍控制应用于逆变电源的控制。其控制策略是在系统离散数学模 型的基础上，根据系统的状态方程和系统的输出反馈信号，精确计算控制量使被调量的偏 差在一个采样周期的时间内得到校正。早期的无差拍控制由于假设为阻性负载，负载适应 性较差。采用扰动观测器可以实时预测负载电流，增强了负载适应性。针对计算延时影响 直流电压利用率的问题，可以通过双极性p w m 调制方式加以一定程度的改善，或者在算 法上采用特殊的补偿措施，最切实有效的方法是采用状态观测器将控制作用提前一拍进 行。 理论上，无差拍控制具有非常快的暂态响应，输出能够很好的跟踪给定，波形畸变率 2 第一章绪论 小。但是，它最大的缺点就是对精确数学模型的依赖，因为数学模型并不容易得到。此外， 无差拍控制系统的鲁棒性不强，当负载变化，非线性负载或者温度、运行条件等原因出现 参数波动，都容易造成控制系统的不稳定或输出性能的变化m “脚。 1 2 3 状态反馈控制 利用状态反馈，即将逆变器中的状态变量通过适当的系数反馈，可以合理地配置系统 的极点，改变系统的阻尼比，提高系统的动态特性。从控制理论的角度来说，闭环系统性 能与闭环极点密切相关，经典控制理论用调整开环增益及引入串、并联校正装置来配置闭 环极点，以改善系统性能，而在状态空间的分析综合中，除了利用输出反馈以外，主要利 用状态反馈来配置极点，它能提供更多的校正信息，从而得到最优的控制规律，抑制或消 除扰动的影响。从状态空间角度看，单闭环控制系统性能不佳的原因可以解释为单独的输 出反馈未能充分利用系统的状态信息，如果将输出反馈改为状态反馈，应该能够改善控制 效果。与多环反馈控制类似，状态反馈波形控制系统也需要两个或两个以上反馈变量，但 是并不用它来构成独立的闭环控制回路，而是在状态空间概念上通过合理选择反馈增益阵 来改变对象的动力学特性，以实现不同的控制效果。 状态反馈控制的最大优点是可以大大改善系统的动态品质，因为它可以任意配置闭环 系统的极点。不过，由于建立逆变器状态模型时很难将负载特性完全考虑在内，所以状态 反馈控制只能针对空载或假定阻性负载进行。如果不采取相应措施( 增设负载电流前馈补 偿，预先进行鲁棒分析等) ，则负载的变化将导致稳态偏差的出现和动态特性的改变t a i l 。 。嚣。 1 2 4 滑模变结构控制 所谓变结构是指在系统工作中，根据运行参数的变化使系统中环节之间的联结方式发 生变化，或者某些信号的极性发生变化，具有这类特征的控制系统均可成为变结构控制系 统。滑模变结构控制是一种非线性控制方法，它是利用某种不连续的开关控制策略来强迫 系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态轨迹运动，以达到预期的性 能。它起源于对继电特性和b a n g b a n g 控制系统的研究。 滑模控制具有快速性和强鲁棒性的优点，但在应用上也存在一些障碍。首先对于逆变 电源系统，理想的滑模切换面很难选取；其次，滑模变结构控制只有采用数字形式实现才 具有大的应用价值，而数字式滑模变结构控制只有当采样频率足够高时才能有较好的控制 效果，这些缺点限制了它的应用。目前采用滑模的逆变电源还停留在实验室阶段，尚需迸 步的研究才能应用到实际产品之中钉“ 。 1 2 5 模糊控制 复杂的电力电子装置是一个多变量、非线性、时变的系统，系统的复杂性和模型的精 确性总是存在着矛盾。而模糊控制能够在准确和简明之间取得平衡，有效地对复杂事物做 出判断和处理，近年来其在电力电子领域中的应用引起了人们的重视。模糊控制属于智能 西安理工大学硕士学位论文 控制的范畴，它具有不依赖控制对象数学模型的特点。自从l a z a d e h 建立模糊逻辑这 一理论以来，模糊控制己广泛应用于各种控制领域。对于逆变电源系统而言，采用模糊控 制器有以下优点：模糊控制器的设计过程不需要被控系统的精确数学模型，模糊控制器有 着较强的鲁棒性和自适应性；查找模糊控制表所占用的处理器时间很少，因而可以采用较 高的采样率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。在控制理论中已经证明，模糊控制可以以 任意精度逼近任何非线性函数。但是受当前技术水平的限制，模糊变量的分档和模糊规则 数都受到限制，而且隶属函数的确定还没有统一的理论指导，带有一定的人为因素，因此 模糊控制理论需要进一步研究和完善。 模糊逻辑、神经网络和专家系统出现融合的趋势，展示了模糊逻辑、神经网络和专家 系统相辅相成、优势互补的强大生命力。采用神经网络确定隶属函数，记忆模糊规则和进 行模糊推理等研究己经取得一定的成果，各种模糊神经网络的拓扑结构和算法不断涌现， 模糊逻辑和专家系统结合，可充分利用专家系统知识推理机制和知识抽取能力。可见，未 来模糊控制必将成为逆变电源的核心控制技术之一“? 1 。 1 2 6 重复控制 重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理，内模原理是把作用于系统的外部信 号的动力学模型植入控制器以构成高精度反馈控制系统的一种设计原理。与其它控制器不 同，重复控制器并不追求很高的动态特性，它利用扰动的“重复性这一规律，“记忆 扰动发生的位置，根据相应的控制规律，有针对性地修正输出波形，从而在稳态条件下实 现对给定正弦信号的完美跟踪。重复控制一般和其它p w m 控制方式相结合，用来改善输 出电压波形。 重复控制能够使得系统获得很好的静态性能，易于实现，但该技术却不能够获得好的 动态性能。目前自适应重复控制已成功地应用于逆变电源的控制之中，为获得逆变电源的 良好的动态性能和稳态性能，对由伺服控制器和重复控制器组成的复合控制器进行了研 究，伺服控制器能够使系统获得好的抗干扰能力，重复控制器减小了系统在周期干扰下产 生的稳态误差m 1 2 4 m 盯。 上述几种控制方法已经应用于实际，并取得了较好的控制效果的有：多环反馈控制、 无差拍控制、重复控制j a i l 。其中无差拍控制依赖于精确的系统模型，控制器设计较为复 杂，而且无差拍控制系统鲁棒性不强，而多环反馈控制和重复控制技术易于实现，具有较 好的控制效果。因此，本文着重讨论这两种控制方法以及由这两种控制方法构成新的复合 控制方法。 1 3 本论文的主要工作 本论文主要研究单相输出电压频率4 0 0 h z 的逆变器控制技术。设计基于d s p 的控制 系统，建立完整的单相输出4 0 0 h z 正弦波逆变实验系统，实现输出波形的整定，包括稳 频、稳压、跟踪给定、减小输出t h d v 。论文主要包括以下内容： 4 第一章绪论 ( 1 ) 逆变系统的理论设计，包括主回路、控制方法的选取，以及相关参数的设计； ( 2 ) 控制系统的计算机仿真，通过仿真比较、验证，确定系统采取的控制方式； ( 3 )以d s p 为核心的控制电路的设计，包括d s p 外围电路以及反馈信号调整电路； ( 4 ) 基于d s p 的控制策略软件程序设计； ( 5 ) 系统的实验。 西安理工大学硕士学位论文 2 中频逆变器的设计及仿真 2 1 中频逆变器主电路结构 逆变主电路按电路的结构可分为半桥型和全桥型。半桥型逆变电路结构简单，使用开 关器件少，但是其输出交流电压的幅值是直流输入电压的一半，常用于小功率逆变电源， 本文中不做讨论。全桥逆变主电路的基本形式按照直流侧电源性质的不同，可以分为电压 型和电流型，单相全桥逆变电路结构如图2 1 ( a ) 、( b ) 所示d m 们。 c a ) 电压型 ( b ) 电流型 图2 - i 逆变主电路结构 f i g 2 1s t r u c t u r e so fi n v e r t e r 电压型全桥逆变器主要的特点是“1 ： ( 1 ) 直流侧有较大的直流滤波电容c ，直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻 抗； ( 2 )当负载功率因数变化时，交流输出电压的波形不变，即交流输出电压波形与负 载无关； ( 3 ) 为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二 极管。 电流型全桥逆变器的主要特点是“1 ： ( 1 ) 直流侧有较大的滤波电感三，直流侧电流基本无脉动，直流回路呈现高阻抗； ( 2 )当负载功率因数变化时，交流输出电流的波形不变，即交流输出电流波形与负 载无关； ( 3 )因为反馈无功能量时直流电流并不反向，因此不必像电压型逆变电路那样给开 关器件反并联二极管。 本文主要研究单相输出恒压恒频的逆变器，需要稳定输出电压，因此文章中采用电压 型逆变电路作为主功率回路。三相输入经过整流回路，输出加大电容稳压滤波，使整流输 出具有电压源的特性，直流输出经过单相全桥逆变电路和交流输出滤波电路，输出4 0 0 h z 恒压恒频的正弦波，控制电路完成闭环控制算法控制逆变电路i g b t 的通断，使逆变电路 输出符合要求的正弦波。逆变主回路如图2 2 所示。 图2 2 中t l 、t 2 、t 3 、t 4 为功率开关管，一般采用i g b t 或m o s f e t ，l 和c 为输 6 第二章中频逆变器的设计及仿真 a c _ - 一 t - 啦t 勾 牝 一 zz z i _ c =负 一天c d 载 _ _ _ _ 磊弋 h_ -_ t 勺k 卒d 4t - k zzz 图2 - 2 单相全桥逆变器主回路 f i g 2 2m a i nc i r c u i to fs i n g l ep h a s ef u l lb r i d g ei n v e r t e r 出滤波电感和电容，设滤波输入电压为u ，滤波输出即负载电压为u d ，电感等效串联电阻 为r l ，由于电容等效串联电阻很小，对系统的影响可以忽略，所以不考虑电容等效串联 电阻 4 9 | y 当负载为阻性r 时，系统的传递函数为： g o 2 器= 历丙面面r 丽百瓦 2 1 ) 可得出空载时逆变器的传递函数为： g 心) = 馏亏瓦百i 币鬲 2 2 ) 从式( 2 2 ) 可以看出，空载时逆变系统是一个欠阻尼二阶系统，动态性能较差，系 统具有振荡特性。 2 2 输出滤波器的参数设计 交流输出滤波器将全桥逆变的p w m 波滤波为正弦波输出，采取常用的r 型滤波器， 其结构如图2 - 3 所示n 1 。 图2 - 3r 型低通滤波电路 f i g 。2 3l o wp a s s e df i l t e rc i r c u i t 滤波电路串臂阻抗z l 与并臂阻抗z 2 的乘积为： z ，乙= 础去c o = 吉= r 2 ( 2 3 ) 【一o r = 括 q 4 ) 四端网络在输入端、输出端均处于阻抗匹配时工作最好，图2 - 3 所示的四端网络的输 入、输出端特性阻抗分别为： 7 西安理工大学硕士学位论文 毛= 瓜1 + i g i = 挣厄丽- - - r 历 ( 2 5 ) ，乙：= 瓜1z i i = 拦正丽= 兄厮 ( 2 6 ) 当= o 时，z c 。= z c ：= c = r ，则尺是频率为零时的特性阻抗，称为标称特性阻抗。 滤波器的截止频率尼为： ， r1 r = 一= _ = = = 2 “ 2 x l2 t o 三c( 2 7 ) 当0 f - f e 时，r 型滤波器的衰耗为零；当厂耀时，r 型滤波器开始有衰耗，只有滤 波器的阻抗相当于电阻时，它才能从输入端吸收能量，而当滤波器元件没有损耗时，能量 才能完整的送入负载中，因此衰耗可为零。由式( 2 3 ) 、( 2 7 ) 得： 三= 刍 眨8 ， 2 矿 c = 万l = 上= 丽1 2 n f 。l r r ，( 2 9 ) 尺22 矿 可以看出上与c 的值，取决于石与尺的选择。理论上可将五定在1 1 次谐波频率左右， 从而只需很小的三与c 值，实际中滤波器的五的选取有时要低到三次或二次谐波频率才 能得到满意的正弦波形3 。 在通带内，只有当负载电阻毗等于特性阻抗时才能使衰耗真正为零，根据滤波器损 耗的特性可以得到： r ：( o 5 o 8 ) r ， ( 2 1 0 ) 当逆变器的输出功率和输出电压已知时，毗就是己知量，则滤波器的标称特性阻抗兄 即可选定，将其代入式( 2 8 ) 、( 2 9 ) 中，即可决定三、c 的值。 逆变器输出电压幅值为士4 0 0 v ，频率为4 0 0 h z 的恒压恒频正弦波，输出功率5 k w ，可 得负载电阻：r l = ( 4 0 0 乏) 2 5 0 0 0 = 1 6 f ，由式( 2 1 0 ) 得r = o 5 r l = 8 q ，考虑实际滤波效 果及、c 元件本身的损耗，取尼为8 0 0 h z ，代入式( 2 8 ) 、( 2 9 ) 可得三1 6 m h ，c = 2 5 肛f 通过仿真和实验效果还需要调整厶c 的值。 2 3 控制策略及仿真 逆变器控制策略在本文第1 2 节做了简要介绍，双闭环控制和重复控制在实际中都有 应用，控制器设计方法简单，同时也有较好的控制效果。所以本文中讨论这两种控制方法， 介绍了控制器的设计，同时进行仿真比较。在此基础上构成新的复合控制方式，仿真验证 复合控制的控制效果。 2 3 1 双闭环反馈控制及控制器的设计 多环反馈控制是在电压单环反馈控制的基础上发展起来的。在控制系统中，将输出电 8 第二章中频逆变器的设计及仿真 压瞬时值闭环反馈与参考给定相比较，经过控制器的运算输出控制量，实现对系统的闭环 控制，就构成电压单环反馈控制。其结构图如图2 - 4 所示。 图2 - 4 电压单环反馈控制原理图 f i g 2 - 4s c h e m a t i co fv o l t a g ef e e d b a c kc o n t r 0 1 图中，为参考电压输入，甜d 为输出电压，z 为负载阻抗，工、c 为滤波电感电容， 毗为滤波电感等效串联电阻，为调节器增益，这里闭环调节器只采用了比例型。忽略 负载电流扰动，逆变器给定u r e f 对于输出u o 的传递函数为： 删= 器= 万翻 汜 、7 u 珂( s )三c 譬2 + 尺l c s + ，+ 1 ) 、二j 1 加入负载后，负载电流扰动毛对于输出电压u o 的传递函数为( 即输出阻抗) ： ，警象 ) = 铡= 一丽再l 丽s + r l ( 2 1 2 ) 通过设置比例调节器的参数，可以使得系统比开环控制时的动静态性能好一些。增 醇晚，可减小系统的稳态误差，提高系统的动态响应速度。但是岛的增大，同时会减小 系统的稳态裕度，因此不可能取得过大；此外系统在空载时仍然是一个二阶振荡环节， 空载时性能仍然较差。为了进一步提高动、静态性能，可以增设电流内环反馈，从而构成 双环反馈控制。 在构成双闭环控制时，根据反馈的不同，可以分为电感电流双闭环控制和电容电流双 闭环控制。当采用滤波电感电流为电流环反馈量时，构成的双环反馈控制即为电感电流双 环反馈控制，其结构框图如图2 5 所示。 图2 - 5 电感电流双环反馈控制原理图 f i g 2 5s c h e m a t i co ft w ol o o pf e e d b a c kc o n t r o lb a s e do nc u r r e n to fi n d u c t a n c 冶 图中咐为参考电压输入，与输出电压u 。反馈值比较后得到误差信号e ，经过电压环 9 西安理工大学硕士学位论文 比例调节器后作为电流环的输入，与电感电流反馈值比较后，再经过电流环比例调节器输 出系统控制量，z 为逆变器负载阻抗。根据图2 5 ，可以得出空载时，逆变器给定u r e f 对 于输出u 。的传递函数为： g 阱丽u o c s ) 2 丽q 丽笼翮 ( 2 1 3 ) 带载时，负载电流扰动乇对于输出电压的传递函数为： 删= 裂= 一面弭面l s + 丽r l 两+ k t 面葡 ( 2 1 4 ) 采取电容电流反馈时系统的结构框图如图2 - 6 所示。图中u r e f 为参考电压输入，与输 出电压比较后输入电压环调节器，电压调节器输出与电容电流f c 比较送入电流环调节 器，z 为逆变器的负载，u d 为输出电压。图中两个调节器在这里只采取尸型，因为比例积 分对于正弦给定信号无法做到无差，而积分控制又会增加输出信号的相位滞后，其对系统 整体性能没有任何好处。同时调节器中积分部分的存在也会使调节器的输出单侧饱和，给 系统的控制带来一定的难度。而不使用微分调节器是因为调节器中一旦含有微分部分，则 给定与反馈信号中的高频干扰信号将被大大增强，使得与三角载波相比较的信号波中含有 大量的高频干扰成分，影响正常的开关控制过程，所以调节器中不宜含有微分部分。因此 该系统中电压环、电流环调节器使用的均是比例调节器。 图2 6 电容电流双环反馈控制原理框图 f i g 2 - 6s c h e m a t i co ff e e d b a c kc o n t r o lb a s e do nc u r r e n to fc a p a c i t a n c e 采用电容电流反馈，逆变器空载时给定厂对于输出的传递函数与式( 2 1 3 ) 相同。 带载后负载电流扰动如对于输出电压u 口的传递函数为： 删= 搿= 一丽q 面l 而s + r 两l 丽丽 ( 2 - 1 5 ) 比较式( 2 1 4 ) 和( 2 1 5 ) 可以看出，采用电容电流反馈时负载电流造成的扰动比电 感电流反馈要小得多。从另一个角度来分析，在反馈控制系统中引入哪一个量的负反馈， 就会增强哪一个量的稳定度。电容电流的幅值与输出电压即电容电压的幅值是成正比的， 引入电容电流负反馈能及时补偿电容电流，维持其幅值恒定，这也就等于增强了输出电压 l o 第二章中频逆变器的设计及仿真 的稳定度。反之，电感电流负反馈却有一种维持电感电流幅值不变的趋势，负载投入后， 电容电流因负载分流而下降，而此时电感电流却会因逆变桥输出回路阻抗降低而呈现上升 趋势。在电感电流负反馈作用下，控制系统将立即减小p w m 脉宽，以抑制电感电流的 上升，维持其原有幅值。但维持电感电流恒定的结果只能是任由负载从滤波电容中汲取电 流，从而导致电容电压大幅降低，没有达到稳定输出电压的目的1 6 0 1 。由此可见，电容电 流反馈会取得更好的控制效果，本文即采取这种反馈方式。 在采用电压电流双环反馈时，电压外环中电压调节器增益和电流内环中电流调节 器增益岛值的整定直接影响到整个系统的正常工作，选择合适的和岛，可使系统有很 好的稳定特性和动态响应特性。随着和岛的增大，输出电压的波形质量提高从而稳态 误差也随之减小，并且系统的动态性能也得以提高。但是，过大会使系统工作不稳定产 生振荡，岛过大会出现多次相交现象。所谓多次相交是指在一个三角载波周期内，信号波 与三角载波相比较时，相交次数超过两次。在正常情况下，一个三角波载波周期中信号波 与三角载波只能相交两次，此时开关频率等于三角波的载波频率，开关频率恒定。但是当 发生多次相交时，开关频率将超过三角波载波频率，开关频率将因此不再受到控制，从而 导致开关损耗剧增，输出谐波含量增大。所以多次相交是一种不正常现象必须避免。 在具体参数的设计过程中，可以先整定岛，逐渐增大岛的取值，用示波器同时观察三 角波和与三角波相比较的信号波，至发生多次相交现象时为止，再适当减小一点岛值， 留取一定的裕量，这样该岛值就是所需的最佳电流内环调节器增益。这种参数整定的方 法同样适用于岛值的整定，逐渐增大值，直到系统发生振荡为止，然后再适当减小一 点k 值，留取一定的裕量。这样该值就是最佳的电压外环调节器增益。 2 3 2 双闭环反馈控制的仿真 按照上节所讨论的电容电流和输出电压双环反馈控制方法，在m a t l a b s i m u l i n k 中建立逆变器仿真模型，仿真参数：直流输入电压5 0 0 v ，交流输出电压幅值为：i ：4 0 0 v ，频 率为4 0 0 h z ，负载电阻15 t 2 ，由2 2 节可得滤波电感l = i 6 m h ，电容c = 2 5 1 x f ，实际仿真 中需要调整滤波器参数：l = l m h ，c - = 1 5 心，仿真波形如下。 如图2 7 ，此时电压环比例控制器k w = 2 ，电流环比例控制器k w 2 ，图( a ) 为采用双 闭环控制方法，空载时逆变器输出电压、负载电流f d 、参考电压w 的仿真波形。可以 看出稳态时输出u o 虽然是正弦度较好的波形，但是与参考电压u m f 幅值相差约有5 0 v ，是 因为比例系数取值较小，需要调整比例系数的取值，来减小稳态误差。图( b ) 为空载到 突加负载至稳定后的波形，负载电阻在第o 0 1 s 时加入，仿真中表现出突加负载后系统调 整迅速，经过一个基波周期后系统已基本稳定，双闭环系统有响应迅速的特点。同时负载 的扰动也会使输出电压与参考电压的误差更大，稳态性能进一步恶化。调整比例系数后的 仿真波形如图2 8 。 西安理工走学硕士学位论文 a ) 空载逆变器输出波彤( b ) 突加负载逆变器输出波形 圈2 - 7 取闭环控制逆变器输出仿真波形 f i g2 7s i m u l a t i o nw a v e 如r m so f i n v e r t e r 图2 8 为电压环比例控制器“和电流环比例控制器以取不同的值时逆变器输出电 压孙负载电流、参考电压w 的仿真波形。参数调整过程中先对岛取值整定，增大岛 至系统临界振荡可得屯最大取值为8 。如2 8 ( a ) 图为k - 2 、k , - - 8 时仿真波形，与系数 调整前相比系统稳忐误差有所减小，此时岛已经不能增加。调整岛过程中发现，b 的变 化对输出的影响更大，当也增加至8 时，系统会出现振荡现象如图2 _ 8 ( b ) 、( c ) 。( b ) 图为负载时的仿真图，由于负载的影响使振荡减弱，而( c ) 图为空载到突加负载的过程， 空载时可以看出系统振荡严重。减小岛如图2 - 8 ( d ) 是当l , - 6 、k , - - 2 时突加负载仿真波 形，这时空载时没有出现振荡现象，负载时稳态误差与调整前相比有所减小。由此也整定 出n 、岛的取值范围实际中参数的整定是将、岛配合考虑的，而从上述仿真中发现岛 取值可以略大于k ，船比k 具有更大的调整裕量适当增加还可以进一步减小系统的稳态 误差。 图2 - 8 控制参数取不同值时的仿真波形 f i g2 一ss i m u l a t i o n w a v e s w i t hd i f f e r e n tc o n t r o l s p s j a m e t e b 第二章中频逆变嚣的设计厦仿真 ( c ) l - = 8 ，女f 2 时突加负载 ( c 1 ) 尸6 ，女一时突加负载 图2 - 8 控制参数取不同值时的仿真波形 f i 9 2 - 8s i m u l a t i o n w a v e s w i t hd i f f e r e n tc o n t r o l s d a r a 【r i “e b 单独增加或岛的值容易引起系统的振荡，因此需要、岛配合调整，根据以上分析， 可以将也留有较大裕量的时候适当增加岛的值，使系统达到稳态误差最小，同时动态响 应迅速。通过仿真，可以得出当丘f 4 、k , - - 5 时使系统输出稳态误差近似达到双闭环控制 下的最小值。如图2 - 9 为k , , - 4 、k , - - 5 时逆变器输出电压u 。、负载电流b 、参考电压w 的 仿真波形。( a ) 图为负载时启动到稳定的过程可以看出系统的稳态误差明显减小，系统 稳定无振荡。( b ) 图为空载时突加负载至稳定的仿真图，空载时系统也没有发生振荡，而 且系统的相应迅速。同时看出稳态时输出电压与参考电压的误差虽然减小，但是仍然不能 忽视此时已经不能用调整控制系数来减小误差，考虑是否能通过加入另一种控制方法来 提高输出精度。 ( a ) 带载时仿真波形( b ) 突加负载时仿真波形 圈2 - 9 女v 1 4 ，：, - 5 时仿真波形 f i 9 2 - 9s i m u l a t i o n w a v e s w h e nk f 4 ，k s 另一个问题是对于全桥逆变电路来说，由于开关管本身的特性，使其在开通和关断 的过程中都有一定的延时对系统造成影响，特别是关断的延时，如果同一桥臂两个_ 丌关管， 在一个没有完全关断的时候而另一个开通，会造成直通现象对系统带来很大危害- i g b t 关断时间一般为0 6 15 1 z s ，现代新型的器件时间会更短，但是为了避免直通需要给同一 西安理工夫荦硕士学位论文 桥臂的两个开关管的驱动信号加入死区时间。死区的加入会使逆变器输出受到影响加入 死区前后输出波形局部放大的对比图如图2 - 1 0 所示。 ( a ) 无死区时( b ) 有死区时 图2 - 1 0 逆变器输出电压对比 f i g2 1 0 w a v e f o 邢so f o u l p u t v o l t a g eo f i n v e r t e r o nd i f f e r e n t d e a d t i m e 如图2 1 0 为逆变器加入死区前后不同的输出，图( a ) 为不加死区逆变器输出电压 参考电压w 波形图( b ) 为增加死区后逆变器输出电压u o 、参考电压k ，波形。可 以看出死区使稳态输出误差增加，实际中还会使波形畸变，在双闭环控制时死区影响没有 得到很好的克服，对死区的影响不能产生明显的调节作用。也进一步说明单一的双闭环 控制策略不能使系统同时具有优良的动、静态性能，需要改进控制方法优化系统性能。 23 3 重复控制及控制器的设计 第1 _ 2 6 节阐述了重复控制的基本原理，可以知道重复控制是来源于控制理论的内模 原理。内模原理指出：对于个控制系统而占，如果控制器的反馈来自被调节的信号，且 在反馈回路中包含相同的被控外部信号动态模型，那么整个系统足结构稳定的，而且这样 的系统能够无静差地跟随输入信号。其中外部信号的动态模型就是所谓的“内模”。早在 】9 5 8 年djms m i t h 在研究非线性预测控制器的设计时就提出了内模的概念，此后jv o n n o u m a 也曾讨论过这个概念。到了2 0 世纪7 0 年代中期，加拿大多伦多大学w mw o n h a m 教授对线性定常系统给出了内模原理的严谨数学描述，从而正式建立了内模理论m l t l i l o 由控制理论可知，含有积分环节的闭环控制系统可以无静差地跟踪阶跃信号，而且可 咀完全抵消作用在积分环节之后的阶跃型干扰。这一特点可以从内模原理的角度做出解 释：阶跃信号的动态模型为l s ，而闭环系统中的积分环节也是1 ，s ，系统包含了外部信号 的动态模型，从而获得了无静差地跟踪给定信号的能力。因此，可以将积分控制理解为内 模原理一个典型应用。无静差系统中内模的作用还可以从一个较为直观的角度加以理解， 一个反馈控制系统要针对特定类型的指令及扰动实现无静差要解决的主要问题就是当误 差趋于零，即控制器输入信号消失时，如何维持合适的控制作用。对于基于内模原理构造 的系统来说显然此时控制器之所以能够在输入信号消失以后仍能输出合适的控制量，原 因只能是控制器中有一个能反映外部信号( 指令或扰动信号) 的参考模型。该模型就像一 1 4 第二章中频逆变器的设计及仿真 个信号发生器一样，持续地提供与实际的外部信号相一致的输出信号，以供控制器其它部 分作为选择合适的输出控制量时的参考。例如在前述的积分控制中，正是由于存在着积分 环节1 s 这个描述外部阶跃信号的数学模型，所以即使当控制器的输入趋于零，控制器仍 能产生恒定的控制作用，维持无静差运行状态。由此可见，内模所起的作用，可以视为提 供一个外部作用信号的发生器。 当内模中的数学模型描述的是周期性的信号时，那么闭环控制系统就能够无静差地跟 踪该周期信号。如果系统的给定或扰动信号为单一频率的正弦信号，那么只要在控制器内 植入与指令同频的正弦信号模型g ( s ) = ( s 2 + 2 ) 就可以实现系统的无静差跟踪。如果外 部信号包含其它频率成分，这种情况下，若要实现无静差，只能针对每一种频率的信号设 置一个内模，如果频率成分较复杂，那么内模数量就会很大，从应用角度而言不太合理，