（电力电子与电力传动专业论文）基于反激变换器的多模块组合acac变换器研究.pdf

硕士论文 a b s t r a c t t h i sp a p e rp r o p o s e ss e r i e s - p a r a l l e la c a cc o n v e r t e r sw i m 1 l i g hf r e q u e n c ya cl i n k , w h i c ha r ep r o d u c e db yc o n n e c t i n gm u l t i p l ea c a cc o n v e r t e r sw i t hh i g hf r e q u e n c ya c l i n ki ns e r i e so rp a r a l l e la tt h ei n p u ts i d ea n ds e r i e so rp a r a l l e la tt h eo u t p u ts i d e a n d s t u d i e si n p u ts e r i e s - o u t p u tp a r a l l e l ( i s o p ) c u r r e n ts o u r c ea c a cc o n v e r t e rw i t hh i g h f r e q u e n c ya cl i n kc o n s i s t i n go fm u l f i p l es i n g l ef o u r - q u a d r a n tp o w e rs w i t c hm o d ec u r r e n t s o u r c ea c a cc o n v e r t e r sw i t hh i g hf r e q u e n c ya cl i n k f i r s t l y , t a k i n gs e r i e s p a r a l l e lc u r r e n ts o u r c ea c a cc o n v e r t e rw i t hh i g hf r e q u e n c ya c l i n ka sa l le x a m p l e ，i n t r o d u c e sf o u rc o n n e c t i o nf o r m sa n dt l l e i rc h a r a c t e r i z e so ft h e s e r i e s - p a r a l l e la c a cc o n v e r t e rw i t hh i 曲f r e q u e n c ya cl i n k s e c o n d l y , s t u d i e sd ce q u i v a l e n tc i r c u i ta n ds m a l ls i g n a le q u i v a l e n tc i r c u i to f b i d i r e c t i o n a li s o pf l y b a c kc o n v e r t e rw o r k i n gi nc u r r e n td i s c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ( d c m ) o p e r a t i o np r i n c i p l eo ft h ei s o pc u r r e n ts o u r c ea c a cc o n v e r t e rw i t l ll l i 曲 f r e q u e n c ya cl i n ki si n t r o d u c e d a n dt h er e l a t i o n s h i pb e t w e e nt h et w oi s o pc o n v e r t e r si s p r o p o s e d t h ea ce q u i v a l e n tc i r c u i ta n ds m a l ls i g n a le q u i v a l e n tc i r c u i to ft h ei s o p a c a cc o n v e r t e ra r ea l s og i v e no u t ac o n t r o ls t r a t e g yi sp r o p o s e dt oa c h i e v et h e s y n c h r o n i z a t i o no f m o d u l ec u r r e n ta n dt h es t e a d ys h a r i n go f m o d u l ei n p u tv o l t a g e a n dt h e s m a l ls i g n a lm o d eo ft h ew h o l ec o n v e r t e rs y s t e mi sd e r i v e d f i n a l l y , a ni s o pc u r r e n ts o u r c ea c a cc o n v e r t e rw i mm g hf r e q u e n c ya cl i n k c o n s i s t i n go ft w om o d u l e si sd e s i g n e d o p e r a t i o np r i n c i p l e ，m a t h e m a t i c a lm o d ea n d c o n t r o ls t r a t e g yo ft h ec o n v e r t e ra r ev e r i f i e db ys i m u l a t i o n ap r o t o t y p ei sp r o d u c e d t h e e x p e r i m e n tr e s u l t sa r es h o w e da n da n a l y z e d s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n tr e s u l t ss h o wt h a t t h ei s o pc u r r e n ts o u r c ea c a cc o n v e r t e rw i t hh i g hf r e q u e n c ya cl i n kh a st h ef o l l o w f e a t u r e s ：i n h e r i t sm o s to ft h ef e a t u r e so ft h ec u r r e n ts o u r c ea c a cc o n v e r t e rw i t hh i g h f r e q u e n c ya cl i n k ；b u tv o l t a g es t r e s sb o r n eb yp o w e rd e v i c e sa tt h ei n p u ts i d ei sl o w e r , a n d c u r r e n ts t r e s sb o r n eb yp o w e rs w i t c h e sa tt h eo u t p u ts i d ei sl o w e r ；b es u i t a b l ef o rt h eh i g h i n p u tv o l t a g ea n dl o wo u t p u tv o l t a g ec o n v e r s i o na p p l i c a t i o n s k e y w o r d s ：s e r i e s p a r a l l e lc o n n e c t ，f l y b a c kc o n v e r t e r , a c a cc o n v e r t e r , s y n c h r o n i z a t i o n o f m o d u l ec u r r e n t , s t e a d ys h a r i n go f i n p u tv o l t a g e 硕士论文基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 图表目录 图1 1 无电气隔离的交直交型a c a c 变换器电路拓扑l 图1 2 交直交型高频环节a c a c 变换器电路结构2 图1 3 可控硅交流调压器拓扑2 图1 4 三种双向开关组合结构2 图1 5 单相b u c k 型p w m 交流斩波器3 图1 6 单四象限开关电流源高频交流环节a c a c 变换器3 图1 7串并联组合变换器的四种组合形式4 图1 8 两模块并联组合交流斩波器示意图5 图1 9 基于反激变换器的i s o p 电流源高频交流环节a c a c 变换器6 图2 1 双向i s o p 反激变换器电路拓扑8 图2 2d c m 反激变换器直流与交流小信号等效电路9 图2 3正向传输能量时的双向i s o p 反激变换器直流与交流小信号等效电路1 1 图2 4 能量回馈时的双向i s o p 反激变换器直流与交流小信号等效电路1 2 图2 5 双向i s o p 反激变换器直流与交流小信号等效电路1 4 图2 6 双向i s o p 反激变换器拓扑1 6 图2 7 双向i s o p 反激变换器输入侧电流波形示意图1 6 图2 8 三模块双向i s o p 反激变换器输出侧电流波形示意图1 7 图3 1基于反激变换器的i s o pa c a c 变换器电路拓扑2 0 图3 2 理想i s o pa c a c 变换器工作示意图2 1 图3 3 基于反激变换器的i s o pa c a c 变换器四种工作模式2 3 图3 4 基于反激变换器的i s o pa c a c 变换器闭环交流基波等效电路及其简化图2 5 图3 5 基于反激变换器的i s o pa c a c 变换器控制电路示意图2 8 图3 6 基于反激变换器的i s o pa c a c 变换器小信号模型2 9 图3 7 解耦的基于反激变换器的i s o pa c a c 变换器小信号模型3 1 图3 8 单极点单零点补偿网络3 2 图3 9 校正前的输出环开环传递函数波特图3 3 图3 1 0 校正后的输出环开环传递函数波特图3 4 图3 1 l校正前的输入环开环传递函数波特图3 5 图3 1 2 校正后的输入环开环传递函数波特图3 5 图3 1 3 变换器输入侧电流仿真波形及其展开图3 6 图3 1 4 变换器输出侧电流仿真波形及其展开图3 6 v 图表目录硕士论文 图3 1 5 图3 1 6 图3 1 7 图3 1 8 图3 1 9 图3 2 0 图3 2 1 图3 2 2 图3 2 3 图3 2 4 图3 2 5 图3 2 6 图3 2 7 图3 2 8 图3 2 9 图4 1 图4 2 图4 3 图4 4 图4 5 图4 6 图4 7 图4 8 图4 9 v i 电容电压仿真波形3 7 空载仿真波形3 8 阻性满载仿真波形3 9 容性满载仿真波形：4 0 感性满载仿真波形4 1 阻性满载开关管漏源极电压及其展开图4 1 阻性满载变压器输入侧与输出侧电压波形及其展开图4 1 分压电容不对称均压控制空载仿真波形4 3 按电容阻抗分压的空载仿真波形4 4 按电容阻抗分压的阻性满载仿真波形4 6 按电容阻抗分压的不对称模块仿真波形4 8 阻性满载下输入电压上升扰动仿真波形4 9 阻性满载下输入电压下降扰动仿真波形4 9 空载突加至阻性满载仿真波形5 0 阻性满载突降至空载仿真波形5 0 基于反激变换器的i s o pa c a c 变换器总体结构示意图5 2 输出电压和输入电压控制电路原理图5 6 三角波发生电路原理图5 7 输入电压采样电路原理图5 7 输入电压与同步正弦基准电压5 8 相位互错1 8 0 0 的两路三角波5 9 输入电压波形6 0 空载实验波形6 2 阻性负载实验波形6 3 声明 本学位论文是我在导师的指导下取得的研究成果，尽我所知，在本学 位论文中，除了加以标注和致谢的部分外，不包含其他人已经发表或公布 过的研究成果，也不包含我为获得任何教育机构的学位或学历而使用过的 材料。与我一同工作的同事对本学位论文做出的贡献均已在论文中作了明 确的说明。 研究生签名： 塑! 垄2 咖年阳侈日 学位论文使用授权声明 南京理工大学有权保存本学位论文的电子和纸质文档，可以借阅或上 网公布本学位论文的部分或全部内容，可以向有关部门或机构送交并授权 其保存、借阅或上网公布本学位论文的部分或全部内容。对于保密论文， 按保密的有关规定和程序处理。 研究生签名：塑住 2 a x ) 年占月7 日 硕士论文基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 1 绪论 本章简要介绍了a c a c 变换器和串并联组合变换器相关技术的现状及发展前景， 并指出了本文的主要研究内容及意义。 1 1a c a c 变换技术 传统的交流电能变换通常采用工频变压器，具有电气隔离、效率高、容量大、能 够用于高压变换场合等优点，但也存在体积大、笨重、音频噪声大、不能稳压等缺点。 a c a c 变换器，是应用功率半导体器件，将某一频率和幅值的交流电能转换成同一 或另一频率和幅值的交流电能的一种变流装置 1 - 2 】。应用功率半导体器件的a c a c 变 换器体积较小、重量较轻，能实现变频和变压变换，但也存在性能和应用范围受功率 半导体器件的限制等问题，需要进一步研究。 按照有无中间直流环节来分，a c a c 变换器可分为交直交型和交交型两判3 1 。 1 1 1 交直交型a c a c 变换器 如图1 1 所示，是一种典型的具有中间直流电压环节的单相a c a c 变换器拓扑。 该类变换器具有容量大和变频变换等优点，但也存在网侧功率因数低和无电气隔离等 缺点。其输入侧的二极管整流桥可用p w m 整流器代替，从而实现双向功率流和提高 网侧功率因数。 交流电 一一一一- i 一一一一一一一一一一一一。 一 一 lj 吁j 晤 zzs i ；： 一 i 一上o ，卜 i 孓j 吁 i l， i -_ iij 卜j ： z2 i l 卜z l 一1 ii l - t 一 i 一一 i 一一一一一一一一 低频整流器逆变器 流负载 图1 1 无电气隔离的交直交型a c a c 变换器电路拓扑 为应用于要求电气隔离的应用场合，可在变换器输出侧接工频变压器，但低频变 压器会明显降低变换器功率密度、电压质量等综合性能。在整流器和逆变器中间的直 流电压环节中加入高频隔离的直流变换器，可实现高频电气隔离，得到交直交型高 频环节a c a c 变换器。如图1 2 所示，是一种交直交型高频环节a c a c 变换器电 路结构。此类变换器具有高频电气隔离和变频变换等优点，但存在变换级数多，电路 拓扑复杂和成本偏高等缺点。 l l 绪论 硕士论文 交流电 _ _ - 1 斗 z全 _ _ l 1 、 邛 低频整流器 高频逆变器高频变压器 周波变换器 流负载 图1 2 交直交型高频环节a c a c 变换器电路结构 1 1 2 交交型a c a c 变换 交交型a c a c 变换器主要有可控硅a c a c 变换裂1 1 、矩阵变换器【4 - 5 1 和近年来 得到广泛重视的基于直流变换拓扑的直接a c a c 变换器等几类【6 】。 可控硅a c a c 变换器具有电路拓扑简洁和容量大等优点，但其工作原理决定了 其网侧功率因数低、输出谐波含量高和响应速度慢等缺点。如图1 3 所示，是可控硅 交流调压器电路拓扑。 i o _ f i _ 叫 交流电源 双向可控硅开关 交流负载 oo 图1 3 可控硅交流调压器拓扑 ( a )( b )( c ) 图1 4 三种双向开关组合结构 基于直流变换器拓扑，通过功率开关的双向化来实现直接a c a c 变换，是近年 来的研究热点。目前的研究主要采用多个单体功率管组合成所需要的双向开关。如图 1 4 所示，是目前的研究中常出现的三种组合形式的双向开关【6 】。由于d c d c 拓扑较 多，且功率开关双向化的方式较多，直接a c a c 变换器的种类很多。如图1 5 所示， 是无隔离的b u c k 型p w m 交流斩波器 7 】，采用了图1 4 ( a ) 的串联结构双向开关代替 b u c k 变换器中的单向开关和二极管。高频交流环节a c a c 变换器实现了高频电气隔 2 硕士论文 基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 离的直接a c a c 变换。如图1 6 所示，是一种基于反激变换器的电流源高频交流环 节a c a c 变换：器r 3 , s - 9 】，与电压源型高频交流环节a c a c 变换裂1 0 - 1 2 相比，具有电路 拓扑较简洁、输入电压范围宽、输出电压波形质量更高、可靠性更高、成本更低和适 用于小功率变换场合等特点。 图1 5 单相b u c k 型p w m 交流斩波器 = 一=乙 图1 6 单四象限开关电流源高频交流环节a c a c 变换器 上述基于d c d c 拓扑的直接a c a c 变换器通常具有下列共同优点【6 】： ( 1 ) 双向功率流，可实现电能的四象限变换； ( 2 ) 输出电压谐波含量低，有稳压能力； ( 3 ) 网侧电流波形正弦度高，网侧功率因数与负载功率因数基本相同； ( 4 ) 动态响应速度快； ( 5 ) 无中间直流环节，变换效率和功率密度较高。 此类型a c a c 变换器存在可能出现输出电压过零点畸变，电路拓扑复杂，控制 复杂和开关管切换时的高电压尖峰等问题【3 6 】，需要进一步研究。目前的研究在一定 程度上解决了其中的一些问题。如文献 6 使用图1 4 ( c ) 所示的双向开关，简化了电路 拓扑和控制策略。采用单周期控制可以避免电压源型直接a c a c 变换器的输出电压 过零点畸变【6 , 1 3 】。 1 2 模块组合变换技术 两电平变换器的额定工作电压、工作电流和容量等性能直接受所使用的开关器件 l 绪论硕士论文 的限制。为了扩展电力电子变换器的应用范围和提高性能，通常采用多电平技术对其 进行改进，得到多电平变换器 1 引，但也会带来需要附加钳位功率管与飞跨电容、保 护和控制复杂等问题【1 9 1 。解决此问题的另一种方案是多个变换器模块的串并联组合。 这方面的研究主要解决的问题是如何确保各模块工作在合适的工作条件下【1 9 。2 4 】，实现 冗余容错和分布式控制2 5 之7 】等问题。 串并联组合变换器系统主要具有下列优点 2 3 , 2 5 - 2 7 】：采用标准化模块，利于缩短系 统开发周期，降低研发生产成本，容易扩展；容易实现系统冗余，从而提高系统可靠 性；功率器件分布，利于散热设计，从而提高功率器件工作的可靠性；可采用低压、 低导通电阻的功率器件，利于提高变换效率；若采用交错控制，可减小滤波器体积， 提高功率密度。目前，国内外研究者对单向功率传输的直流变换器和逆变器【2 4 2 8 】的串 并联组合的研究已经取得一定的成果。 1 2 1 变换器的四种组合形式 串并联组合变换器具有四种基本组合形式，如图1 7 所示： 4 ( a ) i p o p ( c ) i s o p( d ) i s o s 图1 7 串并联组合变换器的四种组合形式 硕士论文基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 ( 1 ) 输入并联输出并联( i _ p o p ) 组合，如图1 7 ( a ) 所示：i p o p 组合形式是研究最多 且真正实现了多变换器模块化组合并成功地得到应用的组合形式，利于实现系统冗余 和容量扩展，适用于低压大容量场合，在多种变换器( 如直流变换器、逆变器) 中均有 应用。目前有下垂法 2 9 - 3 1 1 、主从式 3 2 】和民主式3 3 。4 1 等多种控制方法，有效解决了各并 联模块的均流问题【3 5 1 。 ( 2 ) 输入并联输出串联( i p o s ) 组合，如图1 7 ( b ) 所示：适用于输出电压较输入电 压高的场合，能够降低各模块的功率器件的电流( 或电压) 应力和减小变压器的匝比。 ( 3 ) 输入串联输出并联( i s o p ) 组合，如图1 7 ( c ) 所示：适用于输入电压较输出电压 高的场合，能够降低各模块的功率器件的电流( 或电压) 应力和减小变压器的匝比。 ( 4 ) 输入串联输出串联( i s o s ) 组合，如图1 7 ( d ) 所示：适用于输入和输出电压均 较高的场合，能够降低各模块的功率器件的电压应力。 上述的四种基本组合形式可共存，从而形成更加复杂的串并联组合变换器系统。 1 2 2 串并联组合直接a c a c 变换器 目前对串并联组合直流变换器和逆变器研究较多，对直接a c a c 变换器的串并 联组合研究仍较少。文献 3 6 】研究了b u c k 型交流斩波器的模块并联扩容技术。如图 1 8 所示，是其两模块并联示意图。 4 c 图1 8 两模块并联组合交流斩波器示意图 无电气隔离的交流斩波器不能实现串联组合，为了实现其他三种组合必须选用具 有电气隔离的直接a c a c 变换器作为组成模块。高频交流环节a c a c 变换器是具有 优良综合性能的直接a c a c 变换器。研究以高频交流环节a c a c 变换器作为标准模 块的串并联组合a c a c 变换器技术，对于实现高性能的串并联组合直接a c a c 变换 器具有重要意义。本文将以电流源高频交流环节a c a c 变换器【3 , 8 - 9 】作为组成模块， 研究输入串联输出并联组合高频交流环节a c a c 变换器。如图1 9 所示，是i s o p 电 流源高频交流环节a c a c 变换器电路拓扑。 5 l 绪论硕士论文 等k s l p b u - t p oc 忑c n h 木 s l 朋r 乙上1 p 等融c d n j 柏- 霞c j 。” 木 s 鬯l n p 图1 9 基于反激变换器的i s o p 电流源高频交流环节a c a c 变换器 1 3 本文研究的主要内容和意义 1 3 1 本文研究的意义 直接a c a c 变换器在交流稳压和调压等同频交流变换场合有着广泛的应用。研 究直接a c a c 变换器相关技术，提高其效率、功率密度和可靠性等综合性能，拓展 其应用范围，对其应用具有重要的意义。由于上述串并联组合变换器系统所具有的优 点，研究直接a c a c 变换器的串并联组合对进一步提高直接a c a c 变换器的综合性 能具有重要意义。目前，国内外对直接a c a c 变换器的串并联组合研究仍较少，且 局限于非隔离的直接a c a c 变换器的并联组合的研究，未见对其他三种组合的研究。 因此，有必要以电气隔离的高频交流环节a c a c 变换器作为标准模块对串并联组合 直接a c a c 变换器进行研究。文献 3 提出了高频交流环节a c a c 变换器并研究了 其工作原理，但没有对数学模型和控制器设计方法进行详细而系统的深入分析。为保 证串并联组合高频交流环节a c a c 变换器的正常工作，有必要基于其工作原理，对 其数学模型和控制策略作进一步的研究。限于时间和水平，本文将主要研究电流源型 高频交流环节a c a c 变换器的输入串联输出并联组合。相同的分析和研究方法也适 用于其他三种组合形式，并可作为电压源型高频交流环节a c a c 变换器的串并联组 合的研究基础。 1 3 2 本文研究的主要内容 本文将基于近年来国内外在串并联组合变换器和电流源高频交流环节a c a c 变 换器方面的研究成果，推导和分析i s o p 电流源高频交流环节a c a c 变换器的数学 模型及使各模块输入电压稳定分压和各模块电流相位同步的控制原则和方法，并具体 给出一种控制策略。仿真和样机实验将验证所提出的i s o p a c a c 变换器工作原理及 6 硕士论文基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 其控制策略的正确性和可行性。如不特别指出，本文以后提到i s o p a c a c 变换器均 指i s o p 电流源型高频交流环节a c a c 变换器。 主要包括以下内容： 第一章，介绍了a c a c 变换器和多模块组合变换器技术的发展现状和应用前景， 指出本文的主要研究意义和研究内容。 第二章，详细介绍输出端稳压的双向i s o pd c m 反激变换器的工作原理及其直 流等效电路与交流小信号等效电路的推导，并分析了变换器各主要参数对输入分压电 容与输出滤波电容电压纹波的影响。 第三章，指出基于反激变换器的i s o p 电流源型高频交流环节a c a c 变换器与 双向i s o pd c m 反激变换器之间的关系，进而得到i s o p 电流源高频交流环节a c a c 变换器的数学模型。分析了串并联组合直接a c a c 变换器与直流变换器在控制目标 上的不同之处，并据此指出串并联组合直接a c a c 变换器的设计与控制原则。给出 了i s o p 电流源高频交流环节a c a c 变换器的控制策略。结合小信号模型给出系统 控制结构图，设计了控制器参数。 第四章，介绍了此i s o p a c a c 变换器原理样机的功率电路和控制电路的关键参 数设计。给出并分析了样机实验数据和相关波形，实验结果证明了此i s o p a c a c 变 换器工作原理及所提出的控制策略的正确性和可行性。 第五章，对本文的主要研究工作进行了总结，并指出了仍需解决的问题和可以进 一步研究的内容。 7 2 双向i s o p 反激变换器研究硕士论文 2 双向i s o p 反激变换器研究 高频交流环节a c a c 变换器是基于高频隔离直流变换器拓扑，将功率开关双向 化得到的高频隔离直接a c a c 变换器。为研究i s o p 高频交流环节a c a c 变换器， 首先要研究对应的双向i s o p 直流变换器。本章将研究输出端稳压的双向i s o pd c m 反激变换器的闭环直流等效电路和交流小信号等效电路，最终给出双向统一的等效电 路。文中提到的反激变换器均指d c m 反激变换器。 2 1 双向i s o p 反激变换器拓扑结构 + u d 一 图2 1 双向i s o p 反激变换器电路拓扑 双向直流变换器是直流变换器的双象限运行，可实现电能的双向传输，功能上相 当于两个单向直流变换器【3 7 。将双向直流变换器输入侧串联输出侧并联，可得到双向 i s o p 直流变换器。如图2 1 所示，是双向i s o p 反激变换器电路拓扑。此电路拓扑结 构相对简单，但不适用于大功率场合。 2 2 双向i s o p 反激变换器数学模型分析 工作于d c m 的双向反激变换器在正向传递电能和反向回馈电能时的数学模型不 完全相同，需要分别研究。变换器的开环直流参数与负载特性有关，本文主要给出其 闭环直流等效电路与交流小信号等效电路，即将直流稳态变比m 视为已知量。在满 足低频假设、小纹波假设和小信号假设的条件下，可得到d c m 反激变换器的直流等 效电路与交流小信号等效电路【3 8 】，如图2 2 所示。通常认为负载为线性电阻吼。当负 载侧含有电源时，凰包括负载电阻和输出侧电源等效并联内阻。r 踟是输出电压为 时的直流等效负载电阻，可能为负值。实际上，变换器数学模型与负载特性有关。在 一种负载下工作良好的系统，在另一种负载下可能不稳定。 8 硕士论文 基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 i p l ： l 、 r 睁 j 宰 一_ l 虬 l + 一 ( a ) 直流等效电路 ( b ) 5 虢d , 4 - g 号等效电路 图2 2d c m 反激变换器的直流与交流小信号等效电路 图2 2 中的各直流等效电路参数可由下列等式得到： m = 瓷一鲁 亿， u d 、。 厶= 警 ( 2 2 ) 厶= 等 ( 2 2 ) ip = d p i l ( 2 3 ：堡厶 ( 2 4 ) 上列式中，1 n 为变压器匝比。式( 2 4 ) 中输出侧电流厶等于输出电压碥下的负载 电流厶。 由上列直流稳态关系式可导出下列等式： 皿= n v l k ( 2 5 ) d p = 圳压 ( 2 6 ) 式中，k = 珥( r l e t , ) ，r t e = 五。 图2 2 中的各交流小信号等效电路参数可由下列等式得到： 厶= 急 ( 2 7 ) 名= 鲁 ( 2 8 ) 名2 萨 g p = 0 ( 2 9 ) 2 双向i s o p 反激变换器研究硕士论文 一岛 = 屯 ( 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) 铲卷 ( 2 1 2 )岛= 一i 一【z r 变换器的负载可能是电压源、电流源、电阻等。只要变换器处于直流稳定工作状 态，其交流小信号等效电路参数只与变换器参数、直流等效电路的输入电压、输 出电压以和输出电流厶有关，与电源及负载的特性无直接关系。但负载特性影响交 流小信号电路滤波电容右侧的负载小信号等效电路结构及参数，电源特性影响理想电 源所代表的实际电源的小信号等效电路结构及参数。 2 2 1 正向传输能量的数学模型 当负载消耗电能时，在直流等效电路中等效为耗散电阻，通常认为是线性电阻， 但也可能是蓄电池等电源或储能设备和器件，考虑模型的一般性，可认为是非理想电 流源。此时，双向i s o p 反激变换器的工作状态等效为输入侧连接电压源输出侧连接 负载的单向i s o p 反激变换器。输入侧占空比如为控制信号。当此变换器正常工作 时，各模块工作原理与单个反激变换器相同，可以根据图2 2 得到此变换器工作于正 向能量传输时的闭环直流与交流小信号等效电路，如图2 3 所示。 1 0 ( a ) 直流等效电路 硕士论文 基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 ( b ) 交流小信号等效电路 图2 3 正向传输能量时的双向i s o p 反激变换器直流与交流小信号等效电路 图2 3 中的各直流参数和交流小信号等效电路参数可由下列等式得到： 蚝2 u o = 一瓦n x d f w = 一惫 ( 2 1 3 ) d 隐= n x 厄 2 丽2 u = 舞 g f w = 0 风一瓦稼 2 r r = = 也 一卺 ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) ( 2 1 9 ) ( 2 2 0 ) 2 双向i s o p 反激变换器研究 式中，= k ，k f x = 2 k 僻陋瑚。 单个反激变换器可视作此i s o p 反激变换器的单模块特例。 2 2 2 能量回馈时的数学模型 ( a ) 直流等效电路 1 2 00 z l ，b 硕士论文 忖妒 0 j 兰；r 中圣q l c ， c 忖妒 p 审妒气 ( b ) 交流小信号等效电路 图2 4 能量回馈时的双向i s o p 反激变换器直流与交流小信号等效电路 硕士论文 基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 当负载同输入侧凹馈能量时，负载侧必定存在能够提供电能的电源或蓄电池等储 能设备或器件，可认为负载为非理想电流源。负载在直流等效电路中等效为负电阻。 此时，双向i s o p 反激变换器的工作状态与输入侧连接负载，输出侧连接电压源的单 向i p o s 反激变换器相同。输出侧占空比如为控制信号。当此变换器正常工作时， 各模块工作原理- q 单个反激变换器相同，可以根据图2 2 得到此双向i s o p 变换器工 作于能量回馈状态时的直流与交流小信号等效电路，如图2 4 所示。 同样，图2 4 中的各直流参数和交流小信号等效电路参数可由下列等式得到： d 脚2 去瓜 ( 2 2 1 ) 2 琶一去一惫 亿2 2 ， k 2 彘 ( 2 2 3 ) = ( 2 2 4 ) g 脚：一警 ( 2 2 5 ) g 脚一苍 u k 一丧 ( 2 2 6 ) = 薏( 2 2 7 ， 2 贵 g 胁= 0( 2 2 8 ) 式中，风纭= 岛= 以嵇，如= 2 砰k 僻池劭。 2 2 3 双向i s o p 反激变换器数学模型分析 由式( 2 1 3 ) 一2 2 8 ) ，图2 3 和图2 4 ，可以看出在闭环直流稳定工作时，双向i s o p 反激变换器在正向传输能量和反向回馈能量时具有相同的直流等效电路和几乎相同 但略有差别的交流小信号等效电路。考虑到设计d c m 反激变换器时，通常令变换器 在最大占空比时工作在临界连续状态，所以通常玩舡k “1 d 懈) 。d ，孵一般 取0 5 左右，故通常m 栉1 。令正向传输能量时，奶= 么，反向回馈能量时，站= 么， 则可将图2 3 和图2 4 统一为双向i s o p 反激变换器的直流与交流小信号等效电路， 如图2 5 所示。在此等效电路中反为控制信号，若正向传输能量则d x 0 ，g 护= 0 ， 1 3 2 双向i s o p 反激变换器研究硕士论文 若反向回馈能量则磊 0 ，g x s = 0 。 ( a ) 直流等效电路 1 4 r t , 脚亿伊 0 j 二；雹中圣q 0 c i 。 忖铲 l 琳 忖中_ ( b ) 交流小信号等效电路 图2 5 双向i s o p 反激变换器直流与交流小信号等效电路 硕士论文基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 图2 5 甲的各直流参数和爻流小信号导双电蹯参数_ j 由f 夕0 等瓦得剑： d 溜= 以百 ( 2 2 9 ) d 甲= 一mx 厄 q 3 0 ) 心= 老一等一去 亿3 ， 厶= 匠2 4 厩 2 3 2 ) 却i 屯i 疋 r 7 勺：掣 ( 2 3 3 ) 。印 m ： p 7 岛= _ 刚2 m x 0 r 。 ( 2 3 4 ) 岛刚删 【2 3 4 ) 厶2 一瓣2 4 ( 2 3 5 ) = i i ( 2 3 6 ) 2 一目2 m x 0 r 。 ( 2 3 7 ) 一目删 ( 乙”) 式中，= k ，墨= ( i i 功。 经过以上推导，得到了n 模块组合双向i s o p 反激变换器的直流等效电路和交流 小信号等效电路及其参数计算式。可以很容易从此等效电路推导出进行控制器设计所 需要的小信号传递函数模型，此模型与第三章所得到的传递函数模型相同。将第三章 提出的控制电路中的输入电压极性选择电路去掉，并将基准改为直流基准即可实现此 双向反激变换器的控制。当电容等效串联电阻( e s r ) 不可忽略时，只需要在小信号等 效电路中的电容上串联电阻r 脚，即可反映e s r 的影响。双向反激变换器可视作是 此双向i s o p 反激变换器的单模块特例。采用相同的方法也可以得到其他三种串并联 组合双向反激变换器的等效电路。 2 3 电容电压纹波分析 为使各模块输入电压纹波和输出电压纹波符合设计要求，需要选择合适的电容容 值。因此需要研究变换器各主要设计参数对输入分压电容和输出滤波电容电压纹波的 影响。通常在变换器输入侧应接有滤波电感厶，如图2 6 所示。 2 双向i s o p 反激变换器研究 硕士论文 + u d 一 图2 6 双向i s o p 反激变换器拓扑 2 3 1 输入电容电压纹波分析 对于d c m 反激变换器，流过滤波电感的电流名的脉动比各模块输入电流如的 脉动小的多，可认为在一个开关周期内名不变，等于其直流分量乓。稳定工作时，电 感厶上压降很小且直流分量为零，可认为各电容电压直流分量之和为电源电压 的直流分量。如图2 7 所示，是模块x 输入电流如、变换器输入电流。和输入分 压电容电流如波形图。 1 6 夕 i g q o j- 卜么l 一 o j o o 图2 7 双向i s o p 反激变换器输入侧电流波形示意图 根据基尔霍夫电流定律可得到流过电容c 名的电流： i 诫2 i g i 印 假设变换器效率为1 0 0 ，则： 2 等2 走 乞m t 电容电流直流分量为零，所以模块输入电流的直流分量为： ( 2 3 8 ) ( 2 3 9 ) 硕士论文 基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 岛= 警寸乞= 走 ( 2 4 。) 鲁m i 根据图2 7 和式( 2 4 0 ) 可得到一个开关周期内，u c d x 下降( 或上升) 时间乙，为： = 一一睁问2 2 ， 2 2 k 输入分压电容电压纹波系数为： =呸型：出 2 k 乞 ( 2 4 1 ) ：哗亿4 2 ， 喜击 一 喜去磁：哔和，连去磁2 半篆 智m i 式( 2 4 3 ) 说明达到最大值时电压纹波系数达到最大k 。当各模块变 比1 m x 和等效负载也确定时，越大的模块电压纹波系数越小。当满足式( 2 4 4 ) 且d f p 和相等时，则对应电压纹波系数和也相等。 堕：丝 ( 2 4 4 ) = = ；1 4 - 2 3 2 输出滤波电容电压纹波分析 l 惑心念 心 、 乏 i l 图2 8 三模块双向i s o p 反激变换器输出侧电流波形示意图 1 7 z 一 鉴2 一 乙办 = 为动波 压 电内 间时 伽 2 双向i s o p 反激变换器研究硕士论文 当组成此变换器的各模块参数不同时，难以讨论输出滤波电容的电压纹波，这里 只讨论各模块参数完全相同的情况。当各模块采用非交错控制方式时，输出滤波电容 电压脉动与单模块时相同。当采用交错控制方式时，各模块输出电流峰值交错，滤波 电容电压脉动频率提高，且电压纹波系数幻降低。 各模块参数完全相同且采用交错控制时，输出滤波电容电压纹波脉动周期为t f l n ， 变换器输出侧电流波形如图2 8 所示。 稳定工作时输出电流如只有很小扰动，可认为等于其直流分量厶。根据基尔霍夫 电流定律可得： 0 = 一l ( 2 4 5 ) 气= 鲁= 警 在任一电压纹波周期内变换器输出电流为： 2 乙k fm 黜岈警+ 冲) 胚他t 如讣1 ) ( 2 朋， 卜 - 1 ) 黜蚺警对r ) 眦一号( m - 1 ) 纵吾 根据图2 8 、式( 2 4 6 ) 和式( 2 4 7 ) ，令丢爿；可得输出滤波电容电压叼上升( 或下降) 时间： 1 8 f 岈警+ 刍一耦 2 k 警+ 吾一篇 ，o 么： 比i 一鲁( ，蛾 一1 ) 刀” 。 嬲一吾( f 蛾悱 r 8 根据图2 8 、式( 2 4 7 ) 和式( 2 4 8 ) 可得到输出滤波电容电压纹波为： 吩= 紫陋警告羯) 2 胚鹕呻卅1 ) 呼卜互一警一蒜一一书么 吾q 4 硕士论文基于反激变换器的多模块组合a c a c 变换器研究 输出滤波电容电压纹波系数为： = 疑陋警+ 三一怒 2 掣陋警一尚 2 ，o 么 0 。如图3 3 ( a ) 所示，开关管s x p 。高频斩波，s ) 【p b 和 s 瑚常通，s 】s b 截止。此时，此变换器等效为一个i s o pd c m 反激变换器，并由电源 侧向负载侧供电。 ( 2 ) 工作模式b ：喙 0 。如图3 3 ( b ) 所示，开关管s 瑚高频斩波，s x p a 和 s 妯常通，s x p b 截止。此时，此变换器等效为一个i p o sd c m 反激变换器，并由负载 向电源侧回馈能量。 ( 3 ) 工作模式c ：唯 0 ，玉 0 ， 0 。如图3 3 ( d ) 所示，开关管s x s b 高频斩波，s 瑚和 s x f l , 常通，s x p a 截止。此时，此变换器等效为一