（电力电子与电力传动专业论文）单级不间断高功率因数acdc变换器研究.pdf

兰堡至塑堑蔓型里旦塑竺! 堕壅垫i 翌窒 a b s t r a c t i n t e g r a t e d a c d cc o n v c r t e rw i t l lp o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n 。u n i n t e r r u p t i b l ep o w e r s u p p l y ，a n dd co u t p u tv o l t a g e sr e g u l a t i o n i s p r o p o s e da n ds t u d i e db a s e do na c d c c o n v e r t e rw i m u n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs u p p l y p r i n c i p l eo f d c d cf l y b a c kc o n v e r t e gt e c h n i q u eo f s i n g l e - s t a g ep o w e r - f a c t o r c o r r e c t i o na n dl e a d - a c i db a t t e r yc h a r g ea r ea n a l y z e da n ds t u d i e d t h es t e a d y p r i n c i p l eo f t h e s ea c d cc o n v e r t e r sa n dt h ed e s i g nc r i t e r i o n so f k e yc i r c u i tp a r a m e t e ra r ea n a l y z e di n d e t a i l t h ep r o t o t y p ef o rs i n g l e - s t a g ea c d cc o n v e r t e rw i t hu n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs u p p l y a n dh i 吐p o w e rf a c t o ri s d e s i g n e d a n dm a n u f a c t u r e d t h et e s tr e s u l t sa r e g i v e na n d c o r r e s p o n d i n gt ot h et h e o r e t i c a la n a l y s i s t h et e s tr e s u l t sd e m o n s t r a t et h a tt h ec o n v e r t e r h a ss o m ea d v a n t a g e s s u c ha s s i m p l et o p o l o g y , h i g hp o w e rd e n s i t y , h i g hc o n v e r s i o n e f f i c i e n c y , h i g hp o w e rf a c t o r u n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs u p p l ya n dl o wc o s t s u c hc o n v e r t e r f i n de x t e n s i v eu s ei n u n i n t e r r u p t i b l ep o w e rs u p p l ya p p l i c a t i o n i n t e l e c o m ，c o m p u t e r i n d u s t r y k e y w o r d s ：a c d cc o n v e r t e ru p sp f c f l y b a c kc o n v e r t e rb a t t e r yc h a r g e i i 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 不间断直流开关电源的现状与发展 1 1 1 传统直流开关电源的缺陷 直流电源可分为两类方案：1 ) 低频5 0 h z 或4 0 0 h z 变压整流电路结构，这类电路 结构实现了低频5 0 h z 或4 0 0 h z 电气隔离、a c d c 变换等功能，但存在体积大且笨重、 音频噪音大、变换效率不理想、谐波污染电网现象严重，满足不了电气电子设备小型 化的需要：2 ) 高频( 2 0 k h z 以上) 开关电源电路结构，这类电路结构在功率密度、 音频噪音、变换效率等方面均比方案1 ) 优越。 然而，传统的直流开关电源存在两个明显的缺陷：交流电网断电时，直流开关电 源便丧失了对电子设备的供电能力，导致计算机等电子设备信息丢失，造成不可挽回 的损失：由于输入端采用了典型的二极管整流、电容滤波电路，因此非线性工作的直 流开关电源变换器对交流电网产生了谐波污染，网侧功率因数约为0 6 5 ，电流总的谐 波畸变度t h d 可能超过1 0 0 ( 功率因数为0 9 9 9 时，t h d 约为3 ) 。1 ，电能利用率较低， 对交流电网其它用电设备造成了电磁干扰附i ，满足不了国际电工委员会i e c 5 5 5 2 、 i e c l 0 0 0 3 2 标准要求。因此，寻求高功率密度、高变换效率、不间断供电、无污染、 高功率因数、高可靠性、低成本的新型直流开关电源已追在眉睫，其综合性能将比传 统的直流开关电源优越得多。显然，不间断高功率因数a c d c 变换器是新型直流开关 电源的关键技术基础。 1 1 2 不间断直流开关电源的现状与发展 为了克服传统真流开关电源的第个明显缺陷，通常需要在交流电网与直流开关 电源间接一台不间断交流电源，从而构成了一类传统的外接不间断交流电源的直流开 关电源系统。1 ，如图卜1 所示。该电源系统存在电路复杂、多级功率变换 ( a c d c a c d c ) 、体积重量大、变换效率低、电网污染严重、成本高等缺点，满足不了 电子设备小型化、轻量化的需要，特别是便携式电子设备所不能容忍的。 交流电网不间断交流电源直流开关电源 充电器后备蓄电池逆变器 二极管整流桥输出电压调节器直流输出 图卜i 传统的外接不间断交流电源的直流开关电源系统 i p 卜叮u 一一 蓠善璺蔷 j 一 鸯 璺塑至塑堑童垫垩旦墼垒曼里曼奎垫堡至! 茎 文献 4 提出了基于c u k 变换器的不间断直流开关电源电路，如图卜2 所示。该 电路实际上是将c u k 变换器与b u c k 变换器结合在一起，蓄电池充电器是电流型控制的 b u c k 变换器，但该电路仍存在电路拓扑偏复杂且不实用、成本偏高、交流电网供电时 谐波污染严重、蓄电池供电时变换效率偏低( 约8 0 ) 、仅进行了小功率的原理试验 ( s o w ) 、蓄电池与交流电网无电气隔离等缺点： 图卜2 基于c u k 变换器的不间断直流开关电源电路 文献 5 ，6 提出了基于供电转换装置的不间断直流开关电源系统，供电转换装置 是在现有直流开关电源电路的基础上增加不问断供电电流流入通道和电流流出通道， 当交流供电突然中断时，蓄电池直流电压通过这两个供电通道继续提供给直流开关电 源，保持其正常工作，显然该直流开关电源系统具有独立的蓄电池充电电路、电路拓 扑复杂、成本高、交流电网供电时谐波污染严重、蓄电池与交流电网无电气隔离等特 点。 - 因此，文献【4 、 5 、 6 3 提出的电路方案虽然具有不问断供电功能，但未能解决 蓄电池与交流电网的电气隔离、交流电网供电时严重的谐波污染等关键问题，而且仅 仅开展了小功率原理试验，是否适用于较大功率场合，有待于进一步深入研究，不是 理想的不问断直流开关电源系统。 1 1 3 功率因数校正技术的现状与发展 了解决传统直流开关电源存在的第二个明显缺陷，电力电子技术研究人员对电网 谐波抑制和改善功率电子装置的功率因数进行了卓有成效地研究，提出了无源功率因 数校正技术和有源功率因数校正( a p f c ) 技术。 人们最早是采用电感器和电容器构成的无源网络进行功率因数校正，如图卜4 ( a ) 所示。采用无源功率校正技术，虽然电路简单，但难以得到很高的功率因数( 达到 0 9 ) ：另外，所需的滤波电容器和滤波电感器的取值比较大。一r 。一i 。一 增大了尺寸和体积，满足不了高功率因数的应用需要。早期的有源功率因数校正电路 2 童塞堕窒堕鲞查堂堡主堂焦笙苎 一 是晶闸管电路。进入7 0 年代以后随着功率半导体器件的发展，开关变换技术突飞 猛进到了8 0 年代，现代有源p f c 技术应运而生。由于变换器工作在高频开关状态， 这种有源功率因数校正技术具有体积小、重量轻、效率商、功率因数可接近1 等优点a 8 0 年代的有源功率因数技术可以说是基于b o o s t 变换器的功率因数校正的年代，在 此期间的研究工作主要集中在对工作在连续导电模式( c c m ) 下的b o o s t 变换器的研 究上，这类变换器的各种控制方式一般是基于所谓“乘法器”m u l t i p l i e r ) 的原理； 连续导电模式下的功率因数校正技术可以获得很大的功率转换容量，但是对于大量应 用的2 0 0 w 以下的中小功率场合，却不是非常适合，因为这种方式往往需要较复杂的 控制方式和电路。8 0 年代末提出了利用工作在不连续导电模式( d c m ) 下的交换器进 行功率因数校正的技术，由于其输入电流自动跟随输入电压，因而可实现接近1 的输 入功率因数，这种p f c 技术在文献中称为自动功率因数校正。也称为电压限随器 ( v o l t a g ef o l l o w e r ) 、这种有源功率因数校正其控制简单( 用一个控制量，即输出 电压) 而倍受青睐，但是一般不能应用于较大的功率变换中。8 0 年代是现代有源功 率因数校正技术发展的初级阶段，这一时期提出的一些基本技术是有源功率因数校正 技术的基础。 图卜3 单相功率因数校正变换器的功率关系 另一方面，假定可获得单位功率因数，则变换器的输入功率和输出功率如图卜3 所示。可见，在所有的p f c 变换器中，在半个工频周期内瞬态输入功率是脉动的，而 后接d c d c 变换器的输出功率是恒定的。因此，任何p f c 电路都必须有足够输出滤波 电容存储半个工频周期内不平衡的能量。这个大电容不仅导致p f c 电路动态响应慢， 而且产生了两倍工频的输出电压纹波。因此为了获得稳定的输出电压，传统的有源功 率因数校正系统是如图卜4 ( b ) 所示的p f c + d c d c 的变换器的两级级联结构。两级p f c 方案具有优良的性能，输入电流的总谐波失真度( t h d ) 一般小于5 ，功率因数可以到 0 9 9 或更高；由于前级储能电容电压u 。近似恒定，d c d c 变换器可以被优化；此外， 由于u n 相对较高，对于一个给定的保持对闽可采用较小的储能电容。但两级p f c 方 案输出功率需经过两级处理，显然效率较低，同时也存在着尺寸大、电路复杂、成本 高等问题。这使得两级p f c 方案不适合于低功率应用，如2 0 0 3 0 0w 以下的功率范围。 目前欧洲强制要求市场上出售的7 5 w 以上的电子设备必须满足i e c l 0 0 0 3 2 电流谐波 限制标准，而且不久会改为对5 0 w 以上的电子设备强制执行。由于在低功率应用中采 用两级方案的成本太高，在竞争1 9 益激烈的环境下，许多厂商和科研机构都开始关注 单级不间断高功率因数a c d c 变换器研究 单级p f c 技术，如图卜4 ( c ) 所示。特别是近期，有大量的单级p f c 拓扑被提出。一 些厂家已成功的把它们应用到产品中去了，极大提高了产品的竞争能力。单级组合 p f c 技术是通过消除一些冗余元件，将级联的两个功率级的功率开关合并成一个功率 开关，共用一套控制电路而得。然而，这些电路拓扑尽管简单，但与两级功率因数校 正电路相比通常并不能获得更高的效率，同时大部分此类变换器只能工作在不连续导 电模式( d c m ) 和通过变频控制，共用开关管增加了控制的困难。因此，有人提出了 并联功率因数校正技术，如图卜4 ( d ) 所示，在一个开关周期内，部分输入功率可通 过一次变换到达输出，剩余输入功率需经两次变换，使输出电压得到快速与精确调节。 同时，提高了电路效率，效率高于两节变换器和单级组合式变换器。 ( a ) 无源功率因数校正( b ) 两级功率因数校正 ( c ) 单级组合功率因数校正( d ) 并联功率因数校正 图1 - 4 功率因数校正的电路结构 1 1 4 不间断高功率因数直流开关电源 如果将输入正弦交流电压整流、功率因数校正、蓄电池充电，然后再经高频隔离 d c d c 变换器变换成低压直流，便可构成分级实现各个功能的多级级联不间断高功率 因数直流开关电源电路结构，如图卜5 所示。显然，这种电路结构存在三个功率变换 级( a p f c 变换器、蓄电池充电器、输出电压调节器) 、电路拓扑复杂、体积重量大、 变换效率低、可靠性低、成本高等缺点。因此，不宜直接采用分级实现功率因数校正、 蓄电池充电、输出电压调节功能的技术，来实现高功率密度、高变换效率、高功率因 数、低成本的新型直流开关电源。为了提高变换效率、功率密度、可靠性和降低成本， 能否将功率因数校正、蓄电池充电和输出电压调节三个功率变换级集成一体化呢? 这 正是本文需要重点研究的内容。 a p f c 变换级蓄电池充电变换级输出电压调节器 4 南京航空航天大学硕士学位论文 t i s o l a t e d d c 上 - - 8去 牟 工 c o i t w r i e r 奉碚 i _ l 交流电网二极管整流桥b o o s t 变换器b u c k 变换器蓄电池d c d c 变换 图卜5 多级级联不间断高功率因数直流开关电源电路结构 l2 本文的主要内容和研究意义 1 2 1 本文的主要研究内容 本文提出并深入研究了一类集功率因数校正、不间断供电、输出直流电压调节与 稳定于一体的a c d c 变换器电路拓扑、稳态工作原理、关键电路参数设计准则与原理 试验，具体研究内容如下： 第一章论述了不间断直流开关电源和功率因数校正技术的现状与发展。 第二章分析了反激d c d c 变换器的原理特性与吸收电路的设计。 第三章研究了单级不间断高功率因数a c d c 变换器的关键技术基础一d c m 单级 功率因数校正技术，分析了a c d c 变换器网侧电流总的谐波畸变度t h d 、功率因数， 以及高频储能式变压器等关键电路参数的设计准则。 第四章介绍了密封铅酸蓄电池的充电技术。 第五章本章提出了一类基于反激变换器的单级不间断高功率因数直流开关电源 电路结构与拓扑族。这类直流开关电源电路结构，由二极管整流桥与多功能反激直流 变换器构成，实现了不间断供电、功率因数校正、输出直流电压的稳定与调节。深入 分析研究了这类变换器的三种工作模式、稳态原理特性。 第六章详细讨论了1 8 0 w 单级不间断高功率因数a c d c 变换器的设计与实现， 给出了控制电路、功率电路参数设计与选取、实验波形。 第七章对本文的工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。 1 2 2 本文的研究意义 本文课题来源于台达电力电子科教发展基金资助。 深入研究具有不间断供电、功率因数校正、输出电压调节功能的单级不间断高功 率因数a c d c 变换器，设计新型的直流开关电源系统，将从根本上提高直流开关电源 系统的综合性能。单级不间断高功率因数直流开关电源研究是电力电子学a c d c 变换 技术新颖的研究内容，是实现高功率密度、高变换效率、不间断供电、高功率因数、 高可靠性、低成本的新型直流开关电源系统关键技术基础，将是直流开关电源技术上 的重要进步，具有重要的理论价值：在通讯、计算机、工业控制、医疗电子设备等需 要不间断直流供电的场合，具有很好的应用前景。 单级不间断高功率因数a c d c 变换器研究 第二章反激d c d c 变换器的原理特性 本章分析了反激d c d c 变换器的稳态原理、三种工作模式、外特性及其吸收电路， 为单级不间断高功率因数a c d c 变换器的研究奠定了基础。 2 1 反激变换器稳态原理 。 由于反激f l y b a c k 变换器具有电路拓扑最简洁、输入输出电气隔离、升降范围宽、 易于多路输出等优点，广泛应用于中小功率变换场合，是直流开关电源较理想的电路 拓扑：反激变换器电路拓扑，如图2 - 1 所示。 图2 1 反激变换器电路拓扑 根据电感电流是否连续，反激变换器可分为电感电流连续模式( c c m ) 、电流l 临 界连续模式、电流断续模式( d c m ) 。不同模式时电感电流波形，如图2 2 所示，图 中i l ，i 2 分别为反激变换器变压器原副边电感电流，d 为功率开关s 的占空比，t s 为 变换器的开关周期。 h 卜 1 l 0 1 2 o 1 卜k ( a ) c c m , 模式( b ) d c m 模式 卅 卜卜 图2 - 2 电感l 1 和l 2 的电流波形 2 1 1 电流连续模式 电流连续模式表示副边电感电流i 2 在开关s 截止期间没有下降到零。根据磁通连 续性原理可得 u 。= 鲁忐u ( 2 - 1 ) 式( 2 1 ) 表明，输出电压的大小与负载无关。设反激变换器输出功率为p 。，变换效率为 n ，则输入电流平均值为 。 卜 塑塞堕窒堕垂查兰堡主兰堡笙兰 一 i ：昱 ( 2 2 ) u i l l 输入电流峰值为 i i p = 赤+ 等。 。， 2 1 2 电流断续模式 电流断续模式表示副边电感电流i 2 在功率开关s 截止期间已下降到零，反激变换 器的输入功率和输出功率分别为 寺n = 等 。， p 0 = u 。i 。 ( 2 5 ) 设变换效率为r l ，由式( 2 4 ) 、( 2 - 5 ) 可得 u 。一u 2 i 2 l 1 i o d z t s ” ( 2 6 ) 变换器工作于电流断续模式时，输出电压与负载有关，负载减轻时，输出电压升高。 输入电流峰值为 1 1 p = 器= 警。 z ， 2 1 3 电流临界连续模式 电流i 临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间，这种模式下，输出 电压和输出电流同时满足式( 2 一1 ) 和( 2 - 6 ) 。将式( 2 - 1 ) 代入式( 2 - 6 ) 得 铲卜等是。”。，= 等q s ， 式中i 。为临界连续电感电流。 当占空比d = 0 5 时临界连续电流达到最大值i 。 i 。u i t snl(2-9) 8 8 l n ， 将式( 2 - 9 ) 代入式( 2 - 8 ) 得 i g = 4 i g m 。d ( 1 一d ) ( 2 一l o ) 再将式( 2 - 9 ) 代入式( 2 - 6 ) ，得电流断续模式下的外特性为 苎望至塑堑壹望皇旦堑垒竺里曼垄垫堡翌壅 一 。i g m 。鲁矿岂 ( 2 - 1 1 ) 2 1 4 反激变换器的外特性曲线 。 根据式( 2 - 1 ) 、( 2 - 1 0 ) 、( 2 - 1 1 ) ，得到反激变换器外特性曲线，如图2 - 3 所示。a 左边的曲线( 对应于式( 2 - 1 1 ) ) 为d c m 模式时外特性，曲线a ( 对应于式( 2 一l o ) ) 为 临界连续模式时外特性，a 右边的曲线( 对应于式( 2 一1 ) ) 为c c m 模式时外特性。 u 。n l ( u i n 2 ) 5 r 一 f d = 08 1j 卜 一j j | ? 7 d = 07 t l心 d = 06 d = 05 d ：n4 d = 03 心 鎏 |il p j 。u 、2 图2 - 3 反激变换器外特性 反激变换器外特性有如下特点： 电压源特性：当变换器工作于c c m 模式时，输出电压与输出电流的大小无关，变 换器的外特性类似于电压源特性； 类电流源特性：当变换器工作于d c m 模式时，变换器存在很高的非线性内阻，变 换器具有类似于电流源的特性。 2 1 5 不同工作模式比较 反激变换器工作于c c m 和d c m 模式时，工作情况比较如下： 由式( 2 - 3 ) 和( 2 7 ) 可知，在同样输出功率时，c c m 比d c m 模式峰值电流小得多， 或者说选用相同电流容量的功率管c c m 模式能输出更大的功率。 由式( 2 8 ) 可知，若变换器设计在整个工作状态电流连续，i 。= i o 晌，最小输出电流 为临界连续电流，电感量 l 】辫22 ：掣22(2-12) 1 2 i o m i n u 。2 p o m 。 若变换器完全工作于断续模式，i g = l 。，最大输出电流为临界连续电流，电感量 南京航空航天大学硕士学位论文 i ， u ；+ n ；n ：u 。，回路损耗i 2 c u o f 。较大。 该电路中，功率管开通时c 上电压必须放到0 。正激变换器中采用该电路更合适。 南京航空航天大学硕士学位论文 第三章单级d c m 反激变换器的功率因数校正技术 当交流电网给直流负载供电时，通常需要对a c d c 变换器进行功率因数校正和电 气隔离。从性价比考虑，采用单级p f c 变换器可以降低复杂度和成本。如果采用d c m 反激式单级p f c 变换器作为功率变换能够得到较高的功率因数。本章主要论述单级 d c m 反激变换器的功率因数校正技术。 3 1 功率因数的基本定义 设输入交流电压为正弦波、输入电流为非正弦，非正弦输入电流的有效值为 一 i 。= i + i ( 2 2 ) + _ + i ) + 一、i ) ( 3 h 1 ) 式( 3 - 1 ) 中，i r m s ( n ) 为n 次谐波的有效值。功率因数p f 定义为 p f ：塑望堡童： 呈 一视在功率u 。i 。： ：导掣：粤咖( 吼) _ k ( 3 - 2 ) u 肌。i 珊。i n n 。 、7 。 、。“ 式( 3 2 ) 中，u m 惶为输入电压有效值、c t 为输入基波电流和输入电压之间的相移角、 畸变因数k d = i 。s f l l i 。、相移因数k 。= c o s d ，功率因数为畸变因数和相移因数的 乘积。 总的谐波畸变度( t h d ) 为 j t zt z t h d ：坐尝翌1 0 0 ( 3 3 ) i n t i s ( 1 ) k 。和t h d 之间的关系为 t h d = 压孑圳帖乒圳。 ( 3 - 4 ) 即 k 丽1 ( 3 吲 如果输入电流基波分量和输入电压同相位，即相移因数k 。= c o s ( z = 1 ，p f 即为 k a 。由此可推出p f 和t h d2 _ n n 关系为 单级不间断高功率因数a c f d c 变换器研究 p f ：k 。= 1 兰：一 ( 3 - 6 ) 4 1 + ( t h d ) 2 各种输入电压和电流对应的k 。和k 。如图3 t 1 所示。( a ) 中电流波形同输入电压 之间既有相移又有失真，k 。 1 ，k 。 1 ，所以p f i ：( b ) 中虽然k 。：1 ，但k a 1 ，所以还 是p f i ；( c ) 中虽然k 。= l ，但k 。 1 ，所以p f ( a ) 从输入端看等效电阻( b ) 控制了r e 即控制了输入功率( c ) 输出为恒功率源等于输入功率 图3 2 理想单相整流系统的等效电路模型 为了保证变换器无损且内部无独立的能量存储，r 。瞬时“消耗”的能量必须完全 反映在输出端。由于瞬时输入功率为 眯t ) _ 器 ( 3 - 8 ) 可见，瞬时输入功率只由瞬时输入电压u ，( t ) 和控制信号决定，不受输出电压和电流 的影响。因此，输出端必须为恒功率源，遵循下面的关系 u o ( t ) i o ( t ) ：p j ( t ) ：掣娑( 3 - 9 ) 。 如图3 2 ( c ) 所示，用一个恒功率源表示输出特性。恒功率源是一个非线性系统， 与恒压源或恒流源不同。它不能够被开路或短路，就像理想的电压源不能短路，理想 的电流源不能开路一样。恒功率源p o ( t ) 的示意图如图3 - 3 所示。 凡静 图3 3 恒功率源p 。( t ) 的示意图。 图3 2 ( c ) 所示的理想的单相功率因数整流器的两端模型也称为“无损电阻 ( l o s s f r e e r e s i s t o r ，l f r ) ”模型。因为( 1 ) 它的输入端满足“欧姆定律”；( 2 ) 兰堡至间堑童堡奎里墼垒曼坐：兰銮垫墨堕窒 输入端输入的功率无损耗的被直接传递到输出端。l f r 定义为 “t ) = 器 ( 3 _ l o ) u 。( t ) i 。( t ) = p i ( t ) ( 3 1 1 ) 畎t ) = 蔫 ( 3 _ 1 2 ) 如果输出负载为r l ，输出稳态电压为u 。，输出功率为 p o = 罟 ( 3 _ 1 3 ) 由于输入功率等于输出功率，可得到 旦：阻( 3 - 1 4 ) u 。1 r 。 同样可得 k ：臣( 3 - 1 5 ) i 。、r 。 式( 3 1 5 ) 中，i ；，。：为输入电流有效值，i o 为输出负载电流。 3 2 2 理论分析 反激变换器工作在d c m 模式时，具有固有的p f c 功能，也即具有无损电阻的特性。 蜃潋式酋级功率圉数校平蛮换器功奉电路及其输入和输出电流波形如图3 4 所示。 l ，u 。 _ 厂、，- n8 l lr cc 一。n itn 2 n三 一 本本 r 占上* 广1 lr j 主 c 士l + i q附 - il 刊 c ，二 搬 卒卒 - 剐目本牛 输k e m i 滤波器带r c d 吸收电路的d c m 反激变换器 ( a ) d c m 反激式单级功率因数校正变换器 南京航空航天大学硕士学位论文 l !1 , p ki ： u 夕l ( b ) d c m 反激变换器输入电流波形( c ) d c m 反激变换器输出电流波形 图3 4d c m 反激式单级功率因数校正变换器及其输入和输出电流波形 在一个开关周期内，变压器原边电感电流的峰值为 k “t ) = 半= 等掣d t s ( 3 - 1 6 ) 式( 3 1 6 ) 中，“m ) 为输入电压经过整流后得到的电压，u 。k 为其电压峰值，l t 为变压 器原边电感，d 为占空比，t ，为开关周期。 一个开关周期内平均输入电流( 即l 。的平均电流) 为 k 。气，： 胁t ) d t ：半 一ug(t)d2t。ug,pkd2ts岫(0t ( 3 1 7 ) 2 l l2 l l 。 由式( 3 1 6 ) 、( 3 1 7 ) 可知，稳态时，在半个工频周期内d 保持不变，d c m 反激p f c 变换器无论是输入电流的峰值还是平均值都跟随输入电压正弦变化，且和输入电压同 相位。因此变换器有很高的功率因数，理论上为1 。同时，当在半个工频周期内，d 发生变化时，输入电流发生畸变，功率因数降低。所以要获得较高的功率因数，需在 半个工频周期内，尽量保持占空比基本不变。 根据无损电阻的概念，有 k 。：掣( 3 - 1 8 )g ，吖 口 结合式( 3 1 8 ) 可得到d c m 反激变换器的无损电阻为： k 2最(3-19) 可见，r o 是通过调节占空比来控制。在d c m 反激变换器中，式( 3 1 4 ) 可改为 u 。一u ”m s 赤 z 单级不间断高功率因数a c d c 变换器研究 由此口j 于匡出占至比d 阴表述瓦为 d ：旦，要( 3 - 2 1 ) u g 。1 f r l t s 由式( 3 - 2 1 ) 得出，当电路参数确定后，占空比由输出负载和输入电压决定。 对于图3 - 4 中的输出电流波形，开关周期内平均输出电流为 哇广亡胁) m = 型掣 ( 3 - z z ) 式( 3 2 2 ) 中，d 2 t 。为输出二极管导通时间。根据变压器的伏秒积平衡可得出 d 2 ：d 羔 (3_23)nn ( 12 ) u 。 ”“7 由式( 3 1 6 ) 、( 3 1 9 ) 、( 3 2 3 ) 代入式( 3 - 2 2 ) ，并在等式两边乘上u 。，可得出 吐u 。= 訾 2 4 ) 得到同式( 3 9 ) 一样的结果。因此变换器的输出端就象一个恒功率源： p o = 警= b 2 5 ) 式( 3 2 5 ) 说明图3 - 2 ( c ) 的无损电阻模型可应用到d c m 反激变换器。 在一个精心设计的系统中，e m i 滤波器只衰减输入电流i 。( t ) 的高频开关谐波，不 影响u ；( t ) 或i 。( t ) 的低频分量。因此瞬时输入功率为 p i ( t ) _ u g ( t ) i g 删= 导2 s i n 2 c o t = u 2 r 2 9 a 。 k ( 1 一s 2 2 6 ) 式( 3 - 2 6 ) 中，仿为电网电压角速度，可见输入功率包括一个直流分量u g 2 r e ) 和一个交变分量u m 2 r e ) c 。s 2 t 。 3 2 3 关键电路参数设计 为了保证变换器工作在d c m 模式，则要求 d 2 1 一d ( 3 2 7 ) d 。由式( 3 2 3 ) 得到，代入式( 3 2 7 ) 得到变换器工作在d c m 的条件为 南京航空航天大学硕士学位论文 。揣n n 、 ( 12 ) u 。 把式( 3 - 2 1 ) 代入式( 3 - 2 8 ) ，消去占空比d ，得到 l l r lt s ( n l n 2 ) 2 ( 3 2 8 ) 2 i 盟垡丛+ 业f 。( 3 - 2 9 ) l u 。，一u 。j 当输入最低电压、输出满载时式( 3 2 9 ) 的右边最小，此时可得到反激变换器d c m 模式时最大原边电感需满足 h一萼rl,mits(nln2)2 设计中取 l i = 0 7 5 l l 。 由于功率开关的电流等于变压器原边电感电流， 通时，l 。的瞬时电流为 i 1 ( t ) = k t ( 3 3 0 ) ( 3 - 3 1 ) 即输入电流，所以当功率开关开 ( 3 3 2 ) 式( 3 - 3 2 ) 中，k 为电感电流的变化斜率，式中k = 半。认为输入电压 在一个开关周期内不变，可推出开关周期内开关管的电流有效值平方为 ( i w 一( t ) ) 22 寺f i l 2 ( t ) d t = 寺r ( 蛐2 d t = ；d 3 t s 2 k 2 ( 3 _ 3 3 ) 从而推出开关管的电流有效值为 k 矿箩? 。警t 等脬咖t 鬲。， = 导。t 揠 “ 式( 3 3 4 ) 中，t i 为工频周期。开关管上的最大电压应力为 u d s ，m “= n i n 2 ( u 。+ u f ) + u g ，p k 。眦 ( 3 3 5 ) 式( 3 3 5 ) 中，u r 为输出二极管的正向压降。在一个开关周期内，输出二极管的 电流为 单级不间断高功率因数a c d c 变换器研究 i d ( t ) = i 2 ( t ) = ( n 1 n 2 ) i l 肚一k ( t d t s ) ( 3 3 6 ) 式( 3 - 3 6 ) 中，k 为电感电流的下降斜率，式中k = 里华。可推出一个 开关周期内输出二极管的电流有效值平方为 ( i d 舶) ) 22 寺弦( t ) 出= 亡t n i l , p k - k ( t _ d t s ) 】2 a t 1 ( n l n 2 ) d 3t s 2( u k s i n ( c o t ) ) 3 从而推出输出二极管的电流有效值为 i d 。=晒 ( 3 3 7 ) 三旦监、ji(n了in霉z)d(3-38)3 l lv托u 。 输出二极管的电流平均值即为输出电流。 输出二极管上的最大电压应力为 u 嘶。- u 。+ 揣 ( 3 - 3 9 ) 南京航空航天大学硕士学位论文 第四章铅酸蓄电池及其充电技术 蓄电池是不间断供电系统的储能装置。市电正常供电时，它依靠充电电路将市电 提供的电能转化为化学能储存起来；市电异常或中断供电时，它将化学能转换为电能 释放出来维持不间断供电。因此，蓄电池在不间断供电系统中起着举足轻重的作用。 本章论述了铅酸蓄电池的基本特性，分析了蓄电池的充电技术。 4 1 充放电特性 蓄电池的类型有多种多样，u p s 对其所采用的蓄电池有如下要求：必须具有在短 时间内输出大电流的特性：使用维护方便；封闭不漏液；体积小且重量轻。其中m 型 蓄电池在中、小型u p s 中被广泛采用。它的结构示意图如图4 1 所示。该蓄电池的优 点是：维护简单，自身放电电流很小能量维持时间长，在短时间内能输出大电流 图4 1 阴极吸收式蓄电池原理图 4 1 1 蓄电池放电特性 在电网电压断电时，蓄电池放电给负载供电。蓄电池放电时的化学反应方程式是 p b o 2 + 2 h 2 s 0 4 + p b 斗p b s 0 4 + 2 h 2 0 + p b s 0 4 ( 4 一1 ) 式( 4 1 ) 表明：正极板上二氧化铅逐渐变为硫酸铅，负极板上的铅也逐渐变为硫酸 铅，电解液中的稀硫酸逐渐变为水，故电解液的密度逐渐下降，蓄电池两端电压也逐 渐下降。因此，可以根据蓄电池两端电压下降的数值来判断蓄电池的放电程度。一般 而言，蓄电池放电终了电压与其放电的快慢有关，放电快其终了电压就低，放电慢终 了电压就高。而一般常用放电率来说明蓄电池放电的快与慢。式( 4 2 ) 给出了放电 率、实际放电电流及蓄电池的标称容量之间的关系。 放电速率c c ，= 襞糟蒜然 z ， 如果蓄电池以“l c ”的速率放电，就意味着该蓄电池的放电电流等于蓄电池的额 塞耋苎墼苎翌苎i 型垫：_ 堡窒慰，2 4 一a 地粤鱼望蔬曳池莲墼，二坚二! ! ! ! 塑， 它的实际放电电流应为2 4 a 一7 一 一一一、一，一 垫望至塑堑壹垫垩里垫垒竺竺竺壅堡墨塑茎 蓄电池的放电电流越小，蓄电池的输出f g g i , 能维持稳定的时间越长；放电电流越 大，蓄电池维持其输出电压稳定的时间就越短。若蓄电池以0 ，0 5 c 速率放电，放电时 间将长达2 0 小时；董盖皂墼继! ! 速毫塞虹型毖皂堕凰尽i 驵q 坌箩。若对一块1 2 v 蓄电池以7 c 的速率放电，接通负载的瞬间造成蓄电池输出电压由1 2 v 降至1 0 2v ， 维持1 0 2 v 的时间只有2 0 秒左右。若在此条件下继续放电，当放电时间超过5 0 秒时， 蓄电池组的输出电压将迅速下降至o v 左右，这意味着很有可能造成蓄电池的永久性 损坏。由此可见，控制好放电电流，尽量避免大电流放电是延长蓄电池寿命的重要因 素。 4 1 2 蓄电池充电特性 蓄电池放电终了必须及时充电。蓄电池充电时的化学反应方程式为 p b s 0 4 + 2 h 2 0 + p b s 0 4 _ p b 0 2 + 2 h 2 s 0 4 + p b ( 4 3 ) 式( 4 - 3 ) 表明：蓄电池充电时正极板上的硫酸铅逐渐变为二氧化铅；负极板上的硫 酸铅逐渐变为海绵状铅；电解液中硫酸分子逐渐增加，水分子逐渐减少，故电解液的 密度逐渐增加，蓄电池两端电压逐渐上升因此，可根据蓄电池两端的电压数值来判 断蓄电池充电程度。例如：一块1 2 v 蓄电池充电终了的电压数值约为1 3 7 5 v 。 4 2 蓄电池的充电技术 蓄电池的寿命通常分为循环寿命和浮充寿命两种。蓄电池的容量减少到规定值以 前，蓄电池的充放电循环次数称为循环寿命。在正常维护条件下，蓄电池浮充供电的 时间，称为浮充寿命。蓄电池充电通常要完成两个任务，首先是尽可能快地使电池恢 复额定容量，另一个任务是用涓流充电补充电池因自放电而损失的电量，以维持电池 的额定容量。在充电过程中，铅酸电池负极板上的硫酸铅逐渐变为铅，正极板上的硫 酸铅逐渐变为二氧化铅。当正负极板上的硫酸铅完全变成铅和二氧化铅后，电池开始 发生过充电反应，产生氢气和氧气。这样，在非密封铅酸蓄电池中，电解液中的水将 逐渐减少。在密封铅酸蓄电池中，采用中等充电速率时，氢气和氧气能够重新化合为 水。 过充电的初始时间与充电速率有关。当充电速率大于c 5 时，电池容量恢复到 放出容量的8 0 以前，即开始过充电反应，如图4 - 2 所示。只有充电速率小于c i 0 0 ， 才能使电池容量恢复到1 0 0 后，才开始过充电反应。由右图还可以看出，采用较大 充电速率时，为了使电池容量恢复到1 0 0 ，必须允许一定的过充电，过充电反应发 生后，单格电池的电压迅速上升，达到一定数值后，上升速率减小，然后电池电压开 始缓慢下降。由此可知，电池充足电后，维持电池容量的最佳方法是在电池组两端加 入恒定的电压。这就是说，电池充足电后，充电器应输出恒定的浮充电压。在浮充状 念下，充入电池的电流应能补充电池因自放电而失去的电量。浮充电压不能过高，以 免因严重过充电而缩短电池的寿命。采用适当的浮充电压，免维护铅酸蓄电池的浮充 2 2 南京航空航天大学硕士学位论文 寿命可达i 0 年以上。实践证明，实际的浮充电压与规定的浮充电压相差5 时，免维 护蓄电池的寿命将缩短一半。 艺 出 哥 1 肜专 c l j 7 l 口 c 1 1 y - | j “i ( 夕， 厂 夕 图4 2 铅酸蓄电池充电特性 4 2 1 常规充电技术 蓄电池在放电终了进行充电称为正常充电。正常充电通常有以下几种方式： 1 恒流充电恒流充电是指以恒定不变的电流进行充电。这种充电方式的缺点 是，若充电电流选小了，将使充电时间过长；选大了，在充电后期，充电电流只起分 解水的作用，于是负极板上将有大量的氢气( h 。) 逸出；正极板上将有大量的氧气( o ：) 逸出。这些气泡不断冲击极板，极板上的物质极易脱落从而降低蓄电池寿命。 2 恒压充电恒压充电指的充电电源的电压在全部充电时间里保持一定的数 值，因而蓄电池每个单格电池的电压也是一定的。这种充电方式的缺点是，对于完全 放电后的蓄电池，在充电的初期，充电电流很大，远远超过正常恒流充电电流值，易 造成充电器过流保护而停充；在充电的后期，充电电流过小，极板深处物质不易参与 化学反应。导致化学反应不完全，充电效果差。 3 分级充电分级充电指的是充电初期以恒流方式进行充电，充电电流选择o 1 c 速率，由于充电电流较大，化学反应较快；蓄电池两端电压上升较快；经过5 6 小 时，蓄电池两端电压上升到规定值以后，再以恒压方式充电；在充电后期，由于充电 电压与蓄电池端电压之间相差较小，充电电流随之减小，化学反应较慢，蓄电池两端 电压上升较慢，经过8 1 0 小时，蓄电池两端电压上升到充电终了值；最后采用浮 充式充电，充电电流选择0 0 5 c 速率，即按额定容量的l 2 0 的电流进行充电，以补 偿蓄电池自身的放电损耗。这种充电方式的优点是缩短了充电时间，延长了蓄电池寿 命。 2 3 单级不间断高功率因数a c d c 变换器研究 4 2 2 快速充电技术 2 0 世纪5 0 年代初，国外就开始进行铅酸蓄电池快速充电的研究，6 0 年代有了较大 的发展。我国从2 0 世纪7 0 年代开始对蓄电池快速充电技术进行研究，并取得了一定的 进展，但是发展比较缓慢。快速充电就是采用大电流充电，在短时间内把电池充好， 而在这个过程中，既不产生大量气体，又不使电解液温度过高( 在4 铲c 以下) 。 4 2 2 1 快速充电的基本原理 要提高充电速度，必须提高充电电流。然而，给蓄电池充电时，并非在任何条件 下对任何充电电流都能接受。研究表明，如果蓄电池在充电过程中，保持等量、微量 地气体析出和稳定的温升，则这个充电电流是一条指数曲线，即 i = i o e - o r ( 4 4 ) 式( 4 4 ) 中，i 。为t = 0 时的最大起始电流；i 为任意时刻t 时蓄电池可接受的充电电 流；a 为衰减率常数。图4 3 是一条自然接受特性曲线，超过这一接受曲线的任何充 电电流，不仅丝毫不能提高充电速度，而且会导致充电电流电解水，产 时间 圈4 - 3 蓄电池充电接受特性 生气体，增大压力和温升。而小于这一接受特性曲线的充电电流，便是蓄电池具有的 储存充电电流，该电流称为蓄电池的充电接受电流。如果遵循蓄电池充电接受特性 进行充电，充电接受率“保持常数，在某一时刻，己充电的容量q 。为： q s = r i d t = f i o e - a d t = 鲁( 1 _ e - f i t ) ( 4 - 5 ) 充电结束，即t 一。时，全部充电容量为q ，也就是蓄电池先前放出的容量： q ：i 。o - d 故有， ( 4 6 ) 南京航空航天大学硕士学位论文 a ：生 q ( 4 7 ) 因此，充电接受率是最大起始接受电流i 。与尚需充进容量的比值。对于任何一定 的待充进容量q ，充电接受率愈高，最大起始接受电流i 。愈大，充电速度就愈快。可 看出，充电接受率a 的物理意义为单位待充入容量的最大接受电流。 4 2 2 2 快速充电的一般方法 1 没有放电去极化措施的快速充电 恒定出气率充电法恒定出气率充电法是利用气体传感器对析出气体的速率进 行检测，进而对充电电流实施控制的方法。用这种方法充电，开始时以大电流进行充 电，当充电达到某状态，蓄电池内部产生的气体达到一定值时，气体感测元件参数 变化，对充电电路发出控制信号，减小充电电流，以保持恒定出气率。这种方法不能 用于密封或免维护蓄电池的充电。充电时间一般在3 0 m i n 内。 电量控制法电量控制法是用检测充入蓄电池电量的多少，来控制充电电流的方 法。充电接受特性曲线，