（电力电子与电力传动专业论文）断续模式反激变换器的优化设计.pdf

a b s t r a c t w i t ht h eg r o w i n ge m p h a s i z eo nt h ew o r l d w i d ee n e r g y - s a v i n ga n de n v i r o n m e n t a l p r o t e c t i o n ，t h ea n n u a le n e r g yc o n s u m p t i o no ft h ee x t e r n a lp o w e rs u p p l yi sn o wb e i n go n e t h em o s ts i g n i f i c a n te n v i r o n m e n t a la s p e c t , i m p r o v e m e n t si nt h ee l e c t r i c i t yc o n s u m p t i o no f e x t e r n a lp o w e rs u p p l i e ss h o u l d b ea c h i e v e d t i l i sd i s s e r t a t i o nm a i n l yf o c u s e do nt h eo p t i m a l d e s i g no ft h ed c mf 1 y b a c kc o n v e r t e rw i t hr e s p e c tt os o m ec r i t i c a ll o s s e s b a s e do nt h e d e t a i l e dl o s se v a l u a t i o n , t h ee m c i e n c yo p t i m i z a t i o nb a s e do nt h es e c o n d a r ys y n c h r o n o u s r e c t i f i c a t i o n c o n t r o lm e t h o da n dt r a n s f o r m e ro p t i m i z a t i o na r ep r e s e n t e d b a s e do nt h er e s e a r c ht ot h ec o n t r o lm e t h o da n dt h es y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o n an o v e l s o f ts w i t c h i n gf l y b a c kc o n v e r t e rw i t hs y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o ni sp r o p o s e dt oa c h i e v ea h i g h e re 伍c i e n c yw i t h o u ta na d d i t i o n a lm o s f e t d e t a i l e ds t e a d ys t a t ea n a l y s i sa n dd e s i g n c o n s i d e r a t i o na r ep r e s e n t e d a n db o t ht h ea n a l y s i sa n de x p e r i m e n t a lr e s u l t ss h o wt h a tt h e p r o p o s e dc o n t r o ls c h e m ec o u l de f f e c t i v e l yr e a l i z ez v s a tb o t hl o wa n dh i g hi n p u ta sw e l la s a n y 1 0 a d1 i n e t 1 1 i sd i s s e r t a t i o na l s of o c u s e so nt h ew i n d i n gl o s sc a l c u l a t i o nm o d e l a n dt h er e a s o n w h yt h et r a d i t i o n a lw i n d i n gl o s sa n a l y t i c a lm o d e l i sn o ts u i t a b l et ot h ef 1 y b a c kt r a n s f o r m e r i sp r e s e n t e d a ni m p r o v e dw i n d i n gl o s sa n a l y t i c a lm o d e lf o rt h ef 1 y b a c k 仃a n s f o r m e ri s p r o p o s e db yc o n s i d e r i n gt h ep h a s es h i f ta n g l eo ft h et w oc u r r e n t sa n db u i l d i n gan e w m a g n e t i cf i e l di nt h er e g i o nb e t w e e ne a c hl a y e r t h ep r o p o s e dw i n d i n ga n a l y t i c a lm o d e li s v e r i f i e dw i t l lf e as i m u l a t i o na sw e l la se x p e r i m e n t a lr e s u l t s i tp r o v e st h a ti n t e r l e a v i n g s t r u c t u r ed o e so b v i o u s l yh a v el e s sa cw i n d i n gl o s si nt h ef i y b a c kt r a n s f o r m e r m e a n w h i l e a m o d i f i e dc o r el o s sm o d e lo fd c mf 1 y b a c ki sa l s op r e s e n t e di n t h i sd i s s e r t a t i o nt og e ta m o r ea c c u r a t er e s u l t b a s e do nt h ep r o p o s e dw i n d i n gl o s sa n a l y t i c a lm o d e la n dt h ec o r el o s sm o d e l ，t h e t r a n s f o r m e ro p t i m a ld e s i g ni sd e s c r i b e dt os h o wt h a tal o w e rl o s sc o u l db er e a c h e db yl e s s c o p p e rt h r o u g hp r o p e rd e s i g n a l lt h ec a l c u l a t e de f f i c i e n c yi m p r o v e m e n th a sb e e nv a l i d a t e d w i t l le x p e r i m e n t a lr e s u l t s ，a n dt h er e s u l t st u mo u tt ob es a t i s f y i n g o t h e rp a r a m e t e r sw h i c ha r ec r i t i c a lt ot h eo p t i m a ld e s i g na r es h o w nw i t he x p e r i m e n t a l r e s u l t s t h e s ep a r a m e t e r sh a v em u c ht od ow i t ht h ee f f i c i e n c yo ft h ew h o l ec o n v e r t e ro n c ei t i sf i x e d a n ds o m em e t h o d st or e d u c et h el o s sa tn ol o a da r ep o i n t e do u ta n da n a l y z e d e x p e r i m e n t a l l yt og e tal o w e rs t a n d - b yl o s s k e yw o r d s ：d c mf l y b a c k ，o p t i m a ld e s i g n ，c o n t r o lm e t h o d ，w i n d i n gl o s s ，c o r el o s s i i 浙江大学研究生学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得逝望盘堂或其他教育机构的学位或 证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文 中作了明确的说明并表示谢意。 一签魄飙川衅钼汕 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解 逝主三蕉堂有权保留并向国家有关部门或机 构送交本论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权逝婆盘堂 可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索和传播，可以采用影 印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：锄 签字日期：珈，碑多月日 导师签名： 掣易 签字日期：妒，9 年；月莎日 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 外部电源适配器( e p s ) 的发展趋势及面临的挑战 外部日g f 源( e p s ) ，是指外部单路输出a c d c 或a c a c 电源适配器，拥有单路输出 电压，广泛用于打印机、笔记本、l c d 显示器和游戏机等应用。这些适配器的应用规 模非常庞大，一个普通家庭可能就会拥有少则三五个、多则逾十个的电源适配器。而 且适配器的功率消耗又在一定程度上与用户的使用习惯密切相关。例如，许多用户在 将电源适配器( 或称充电器) 从应用端( 如笔记本电脑) 拨出后，仍将插头插在墙式插座上， 使其在不使用的情况下仍然消耗电流。据估计，通过适配器的电能中有高达2 5 是在 待机( 空载) 时消耗的。 环境污染和能源危机使环保和节能的理念完全融入了电源发展趋势，通过提高电源 的效率并降低待机损耗可以减小所需要的电能，从而减小发电厂的数量，减少发电厂排 放的废气废水和灰尘对环境的污染。因此，外部电源适配器发展体现出了一些重要趋势： 一是工作能效和待机能耗要求更高。世界各地的政府机构和行业组织都纷纷制定 相应的能耗规范标准，美国环保署( e p a ) “能源之星”项目于2 0 0 8 年4 月发布了针对外 部电源的2 0 版规范。从表1 1 的对比中可以看出2 0 规范的要求高于1 1 版规范，例 如，额定功率大于4 9 w 的外部电源在标准工作模式的能效基准要求从0 8 4 提高到 0 8 7 0 ，而交流直流( a c d c ) e p s 最大空载待机能耗也大幅降低，额定功率大于1 0 w 的外部电源最大待机能耗从0 7 5 w 降低到0 5 w 。针对外部电源的e p a2 0 规范于2 0 0 8 年1 1 月1 日开始生效l l j 。 表1 1 能源之星1 1 及2 0 对外部电源的能效和待机损耗的要求对比 e p a l 1e p a 2 0 工作模式额定输出功工作模式最低能效要工作模式最低能效要求 率( p n o ) 求标准工作模式低压工作模式 0 p n o 1 w0 4 9 p n o0 4 8 0 p n o0 4 9 7 木p n o + 0 1 4 0+ 0 0 6 7 1 p n o 4 9 wo 8 40 8 7 00 8 6 0 空载模式额定输出功空载模式最大能耗要空载模式最大能耗要求 率( p n o ) 求a c a ce p sa c d ce p s 0 时。而在输入电压较高时，的电压应力仍旧会造 成较大的开关损耗。 使用有源钳位技术来实现原边m o s 软开关，z v sa c t i v ec l a m p ) 5 h 9 】已被用在较大 的功率场合，其典型拓扑如图1 6 所示，有源钳位技术还可以吸收漏感中的能量并传 至输入端，但是对于成本和体积要求较高的小功率适配器，增加额外的开关管、电容 或绕组都会影响它本身简单经济的优点，尤其是当同步整流已经应用的时候。同时， 有源钳位技术还会增加空载时的谐振损耗【l0 1 ，对于待机损耗要求较高的小功率适配器， 这也是不能接受的。 浙江火学硕上学位论文 v 图1 6 有源钳位反激变换器基本电路拓扑 控制方法的选择对于开关损耗的影响至关重要，一个好的控制方法可以通过很少 的外部元器件实现效率的最优，课题将在上述两点的基础上介绍两种主流的变频( 哪 控制方法：关断时间控错j j ( o f ft i m ec o n t r 0 1 ) 和准谐振控匍 ( q u a s i r e s o n a n tc o n t r 0 1 ) ，并 通过实验比较两种控制方法的优劣。 同时，本课题将在同步整流的基础上，提出一种新的软开关控制策略，通过改变 原副边开关管的驱动信号，实现原边m o s 的软开关，该拓扑不需要额外的开关管和 电容，成本上优于有源钳位技术。 1 3 3 变压器的优化 反激变压器的设计是整个优化设计中最关键的，变压器的设计关系到整个变换器 的效率，输出电压调整率及e m i 。为了优化设计反激变压器，不仅需要较精确的估算 磁损和铜损，同时也要考虑变压器设计中电感量( 州) 和匝t t ( n ) 对整个变换器的频率、 原副边电流分布、开关管耐压等的影响。 相比于普通的变压器，反激变压器实现能量转换的同时也像一个电感一样，起到 储能的作用，在原边导通之时将能量储存在磁芯中，待副边导通时将能量释放，因此 往往要引入气隙防- i 卜磁芯饱和。同时，变压器的结构对漏感的大小有很大的影响，漏 感的大小关系到原边m o s 关断时的电压尖峰和r c d 上的损耗。但是，变压器结构在 反激变换器中对绕组上交流铜损的影响却一直是个学术界争论的问题【l l 】- 【1 3 】 对于课题所讨论的d c m 模式的反激变换器，由于其电流在一个开关周期内到零， 使原副边电流峰峰值较大，而较大的电流纹波将会产生严重的交流铜损和磁损。因此， d c m 模式中的变压器设计显得尤为重要。 课题将研究反激变压器中铜损和磁损的计算方法，重点研究铜损的计算方法，介 绍了传统的变压器铜损计算方法，分析了传统铜损计算方法在反激变压器中的不适用 性，分析了几种反激变压器的铜损计算方法，在这基础上提出了一种新的反激变压器 铜损计算模型，并基于所提出的计算方法分析变压器结构和线经对绕组交流铜损的影 响，同时给出实验论证，最后结合两者的计算模型和多个应变量最终实现整个变压器 的优化设计。 1 3 4 其他优化措施和待机损耗 输入电容的选取对低端输入时重载效率的影响也不可忽略，课题将做出分析并给 实验结果。另外，选择q g 奉较小的m o s 可以减小开关和导通损耗，但是q g 和 r 出册在现有的m o s 的制造技术上是矛盾的，对于同一耐压等级的m o s ，选择较小的 浙江大学硕一 ：学位论文 q g 来减小开关和驱动损耗的同时，必然会引起较大的导通损耗。因此本课题的任务 之一便是要通过选择合适的m o s 来折衷开关和导通损耗。 待机状态下，因为系统的输出电流接近于零，导通损耗可以忽略，课题将分析待 机状态下的主要损耗点，并提出一些优化措施来降低变换器的待机损耗。同时，结合 实验察看各个损耗点在总损耗中的比例。 1 4 论文安排- 本课题将以6 4 w 的d c m 模式反激适配器为背景，详细分析了损耗点和该适配器 的优化方案，论文主要内容安排如下 第一章，绪论，介绍外部电源( e p s ) 的发展趋势和要求，介绍了本文的课题背景： d c m 模式反激变换器，并分析了它的主要损耗点，介绍了课题的优化内容。 第二章，阐述同步整流技术，分析了其中两种主流的驱动方法，并给出了同步整 流对效率提升的实验结果。 第三章，对两种主流控制方法分析和实验比较，并基于同步整流技术提出了一种 新型原边软开关控制策略并给出理论分析和试验结果 第四章，变压器优化，介绍了传统的变压器铜损计算方法，分析了传统铜损计算 方法在反激变压器中的不适用性，并分析了几种反激变压器的铜损计算方法，并在这 基础上提出了一种新的反激变压器铜损计算模型，给出了仿真和实验验证。介绍了磁 芯损耗计算方法并结合铜损最终实现变压器的优化设计。 第五章，其他优化策略和待机损耗。 第六章，总结与展望。 浙江大学硕士学位论文 第二章同步整流 在反激变换器的优化设计中，同步整流是抑制肖特基二极管导通损耗最直接有效 的方法。同步整流技术中最大的难点是整流管( 下称娘) 的驱动方案设计，总的来说， 同步整流中的驱动方案包括自驱动( s e l f - d r i v e n ) 和外驱动( e x t e r n a l l y - d r i v e n ) 。 外部驱动方案的驱动信号一般由输入电压或控制器的驱动信号处理后给出，图2 1 给出了一种反激变换器同步整流的外部驱动方案【l5 1 ，其电路简单较易理解，如铆不会 随s r 上流过电流和电压变化，设计较灵活，可应用在多种拓扑中。但外部驱动的缺 点是：对不同输入电压和拓扑的变化需要不同的设计，并且时间控制精准度要求较高。 同时，本课题的反激变换器工作于d c m 模式，并且原副边都无电流的过程随负载和 输入电压而变化，要保证整流管的安全高效的运行，简单使用外部驱动的方案几乎不 可行。 n ：1 图2 1 一种典型的外部驱动方案 v o 自驱动的方案可分为电流型驱动和电压型驱动，分别是检测流过s r 的电流和电压 信号来驱动和关断歙。本章主要讨论自驱动方案。 2 1 电流型自驱动( c d s r ) 最佳的的同步整流技术是使s r 工作等同于一个理想的二极管，电流型自驱动的 特点是要检测流过豫的电流并判断是否该驱动s r ，工作方式接近理想二极管，但是 一般这种驱动方法都需要一个电流检测变压器，为了减小电流检测绕组上的损耗，需 要将电流检测绕组端的电压降到较小( 例如0 0 5 v ) ，同时，为了驱动s r ，其驱动电 压一般至少要5 v 。因此，必须设计一个匝比较大的电流检测变压器，而较大的匝比会 使驱动端的电流增益较低从而引起导通延时，造成导通损耗增加和开关频率受限，同 时也会造成变压器绕制的复杂度。因此，电流性自驱动方案需要解决的i 、口j 题是电流检 测损耗和s r 上额外损耗的折衷。 文献 1 6 】提出了一种带能量回收的驱动方案，如图2 2 所示，较传统的电流驱动方 案，该方法增加了一个能量转换电路，通过绕组n 3 ，n 4 将检测绕组m 上的能量返回 至输出端。通过这种方案便可以使检测绕组m 上的电压设计的较大( 例如0 5 v ) ，这 样驱动变压器的匝数就可以减小1 0 倍，增加了电流增益并减小了漏感，减小了驱动的 浙江人学硕上学位论文 延时并可以应用在高频的电路中。该方法在宽输入范围的同步整流中应用广泛，但是 由于变压器中有四个绕组，绕制较复杂，二极管d 1 和d 2 引起一定的导通损耗，且有 专利保护，在本课题中不予应用。 v d 1c l 1 1 n 3 r l n 4 一 t j d 2 图2 2 带能量回收的电流型自驱动方案1 6 1 图2 3 给出了一种带能量回收的2 绕组驱动方案【1 7 1 4 1 8 】，该方案具有上述电流白驱 动方法的优点，同时驱动变压器绕制简单，无轻载时反向恢复问题，可应用于多种拓 扑。但是由于其能量回收电路与驱动电路连接，没有独立的钳位绕组，使该方案应用 的范围受到输出电压和s r 门极耐压的约束。同时，二极管d 1 和d 2 上的导通损耗， 驱动变压器( c t ) 的磁芯损耗，以及绕组退磁时在电阻r 1 上的损耗在一定程度上影 响了整个同步整流的效率提升。 2 2 电压型自驱动 d i 图2 3 改进的带能量回收的电流型自驱动方案【1 7 1 同步整流中的电压型自驱动方案通过检测艘上的压降来控制s r m o s 的门级电压， 一般都将控制电路集成在一块芯片中，如图2 4 所示。相对于电流型自驱动，该驱动 方案的特点是无需额外的磁性原件，外围电路简单，体积小，同时，也可应用于多种 浙江大学硕十学位论文 拓扑。 图2 4i c 驱动同步整流 i c 驱动主要要解决的几个问题是： 1 s r 开通和关断的时间控制。这个也是所有的同步整流驱动方案都要面对的问 题，对于像反激变换器这样的工作模式，开通延时会使体二极管导通，并且 由于这段时间内流过副边的峰值电流，会造成较大的导通损耗；同时，过早 的关断s r 会引起体二极管的反向恢复损耗，而关断的延时会造成s r 的反向 导通，引起损耗甚至电路的不稳定。 2 控制芯片本身的损耗。 3 控制电路的供电。 i c 驱动同步整流技术十几年前已被提出，但是由于电路集成成本较高一直没有被 广泛采用。近几年来，随着电路集成技术的发展，采用i c 驱动的成本已大大降低，甚 至低于电流型自驱动方案，同时，芯片较低的功耗和优异精准的控制方法使电压型自 驱动方案在同步整流的应用中逐渐增加。 目前儿款主流的同步整流i c 对上述几个问题都有较好的处理【1 9 1 。【2 0 1 ，使得i c 驱动 总的效率优于电流型自驱动，课题综合成本、效率、体积等因素，选取i c 驱动作为优 化的同步整流方案。图2 5 显示了n x p 公司的t e a l 7 6 1 这款同步整流芯片的内部结 构，该芯片在d c m 模式同步整流反激变换器中的基本工作模式如图2 6 所示。 图2 5t e a l 7 6 1 同步整流驱动芯片内部结构 浙江人学硕士学位论文 e 。h 4 1 i 0 0a 臼 甜釉2 0 ” a ) v d s s rv g s s r , i 。 9 0 v a c ，l0 0 载b ) u 娠，v g s s r , i s 2 3 0 v a c ，l o o 载 毫| ，5 ；珏一t 秘： c ) 乩弧，k 娘，i 。 9 0 v a e ，2 5 载 d ) v d s s r , v g s s r , i s 2 3 0 v a e ，2 5 载 图2 7 同步整流驱动波形 仅l o o n s 的驱动延时可以使体二极管导通损耗降到很低的值，从而保证同步整流 的优化空间，同时l o o n s 的时延设计也可以防止寄生震荡使芯片误触发。如图2 8 所 不 图 浙江大学硕上学位论文 图2 9 显示了9 0 v a c 和2 3 0 v a c 输入下满载和2 5 负载情况下两种整流方案的效率 对比，可以看到，满载时同步整流的效率比肖特基二极管整流高约1 5 ，轻载时( 2 5 载) ，也能提高o 5 左右。使用该同步整流技术实现了较少的额外元器件和较高的效 率提升，对于d c m 反激变换器的效率优化，具有较大的作用。 9 6 o o 9 5 0 0 9 4 0 0 9 3 0 0 9 2 0 0 9 1 0 0 9 0 o o ! 一= ! ! 里旦墅堕! ! ! 墅! ! 璺! 了，+ 1 0 0 l o a ds c h o t t k y 9 01 0 0 1 2 0 1 4 0 1 6 0 1 8 0 2 0 0 2 2 0 2 4 0 2 e 2 4 本章小结 9 6 0 0 9 5 0 0 9 4 0 0 9 3 0 0 9 2 o o 9 1 0 0 9 0 0 0 二迸石丽孑菇“蠢一t e a l 君卜 - 1 1 , - - 2 0 l o a ds c h o t t k y 9 01 0 0 1 2 0 1 4 0 1 6 0 1 8 0 2 0 0 2 2 0 2 4 02 v i n a c l a ) 1 0 0 载b ) 2 5 载 图2 9 同步整流和肖特基效率对比 本章主要讲述了对于反激变换器优化中最直接有效的一种措施：同步整流，同步 整流利用在一定的电流范围内，m o s 管较低的导通电阻替代二极管上约0 5 v 的压降， 有效地抑n - 极管上的导通损耗，本章介绍了同步整流技术中的难点一驱动方案，分 析总结了电压型、电流型外驱动和自驱动方案的优缺点，并选取了适合本课题背景的 驱动方案：芯片集成的智能电压型自驱动，并通过实验给出了该同步整流驱动方案下 的效率提升。 浙江大学硕1 ：学位论文 第三章原边开关损耗优化 反激变换器中的控制方法对整个变换器的重载和轻载时的开关损耗都具有重要的 影响，由于输入电压范围较广，采用传统的定频脉宽调制( c f p w m ) 控制方法，使得 原边m o s 管上开通前的电压魄随着输入电压变化而产生较大的变化，从而导致其效 率在不同的输入电压上波动较大，同时c f p w m 较高的开关频率也会造成较大的轻载 损耗。本章将介绍两种较优的变频( v f ) 控制方法：关断时间控带l j ( q u a s i f i x e dt o n ， v a r i a b l eo f ft i m ec o n t r 0 1 ) t 2 l 】和准谐振控制( q 吣a s i r e s o n a n tc o n t r 0 1 ) 2 2 】- 【2 4 j ，分析了两种 控制方法的原理，工作波形，并通过实验结果验证两种控制方法的优劣。同时，本章 在2 种控制方法的基础上提出了一种新型带同步整流软开关控制策略，实现了不需添 加辅助开关管而实现不同负载下的软开关。 3 1 控制方法 3 1 1 关断时问控制( o f f t i m ec o n t r 0 1 ) 关断时间控制，也称固定导通时间控制，在一定的输入和负载下通过限制原边的 最人峰值电流从而实现导通时间的恒定，基本工作波形如图3 1 所示： v g s i p p i p l o a dd r e a s e v d s 图3 1 关断时间控制的基本工作波形 可以看到，在一定的负载范围内，随着负载的降低，原边电流峰值电流没有随之 减小，根据d c m 模式下的输出功率表达式( 3 1 ) 可知，工作频率只w 会自动降低来满足 输出功率的要求，降低频率的主要控制手段是增加谐振时间r o c m 。因此，关断时问控 制的最大优势就是轻载降频，使得变换器的开关损耗在负载变轻时得到有效抑制。同 浙江大学硕_ l 学位论文 时，从( 3 1 ) q h 也可以看出，这种控制方法下的开关频率不会随输入电压的变化而变化。 1 p o wd 跚= 亡厶宰，阳砷厶( 3 1 ) z 其中，旷一原边激磁电感( h ) ；厶矿一原边峰值电流( a ) ；矗广开关频率( h z ) 。 但是，应该注意到的是，由于负载变化的连续性，使得殇伽的调节无法控制在谐 振谷底，使关断时间控制方法在较多负载范围内处于硬开关状态，从而使得满载效率 ( 尤其是在输入电压较高阶段) 不佳。 图3 2 为关断时间控制的简化原理图，原边开关s w 导通时，通过咫的采样电流 与恒定的电压磁比较，当咫上采样的电压高于设定的础值时，r s 触发器复位， s w 关断，通过在一定的负载范围内固定础值便可得到固定的导通时间。另外， 当负载降低时，如增加，使得比较器c o m p 2 的负输入端上限抬高，g 上充电时钟周 期变长，从而降低开关频率。 图3 3 显示了，c f 上的电压变化和频率之间的关系，为了将开关频率控制在合理 的范围内，可通过控制g 上电压的上限来调节，使得开关频率范围可以保证较高的效 率并在人耳能听到的音频范围之外。 图3 2 关断时间控制原理图 图3 3 关断时间控制负载变化时的频率控制 c o n t r o l l e db y t h ee ac u n e n t 浙江大学硕土学位论文 3 1 2 准谐振控制 准谐振控制( 下称q r ) 主要应用在d c m 模式，是一种利用原副边的整流管都关 断时激磁电感但m ) 和寄生电容( ) 之间的谐振实现原边m o s f e t 谷底开通的控制方 法，其对输出功率的控制主要通过开通时间( 乃。) 控制。相比于关断时间控制，准谐振 控制可以在伞输入和全负载范围内实现谷底开关，其基本工作波形如图3 4 所示。但 是，在一定的输入电压下，随着负载的降低，原边输入电流会减小，即会减小。 同时，由于准谐振控制对关断时间的屏蔽控制( 死蛔砌0 使得关断时间不会跟随负载的 变化而变化，而是在固定的时间内不开通原边m o s 管，等到z b l a n k i n g 之后的一个谷底 才开通m o s 管。因此，准谐振控制模式下，开关频率会随着负载的降低而升高，这 样便会引起较高的开关损耗，恶化轻载效率。另外，随着输入电压的升高，开通时间 会变得更小，从而使得开关频率变的更高，同时，较高的输入电压也使得谷底开通 不能实现原边m o s 的软开关，v n - n y o 的电压应力仍旧会造成较大的开关损耗从而影 响该输入段效率的提高。 v g s i 弹 i p i s v d s t b i 锄k 啦 l o a dd r e a s e 二! ! 一 _- 1 f i _ 中f s w 2 * f 3 十 图3 4 准谐振控制的基本工作波形 q r 控制的基本原理如图3 5 所示，为了实现谷底开通，添加了过零检测单元来检 测激磁电感电压过零点，具体可描述如下： 当副边电流过零之后，原边激磁电感厶和寄生输出电容c 蛳之间产生谐振，过零 检测单元中的k 。附。也随着震荡，当圪。埘。检测到电压变负时( 即电压小于时) ， 比较器c o m p b 端的输出b 置高，待屏蔽时间( 如。k i n g ) 结束之后，c 端输出低电平，与 门输出d 端置高，由于k 。船。检测到电压变负的时l 、日j 占到l 2 个谐振周期，因此，d 输 出需要经过一段延时来找到电压的谐振谷底，一般这个延时的时间为1 4 个谐振周 期。 q r 控制对峰值电流的控制可简单理解为由运放输出电压和采样电阻尼控制， 当足上的电压碰到时，r s 触发器清零，原边驱动复位。随着负载的降低，电 浙江大学硕十学位论文 压随着降低，使得峰值电流也跟着减小。 3 1 2 实验比较 v 图3 5 准谐振控制简化原理图 为了验证两种控制方法的优缺点，课题通过两台宽范围输入的1 6 v 4 a 的样机，控 制芯片分别采用o n s e m i 公司的n c p l 3 5 1 和n c p l 2 0 7 。2 台样机的具体的参数设计 参数如表3 1 所示： 表3 1 采用o f f t i m e 和q r 控制的6 4 w 反激变换器具体参数设计 o f f t l m e o r 输入电压 9 0 2 6 5 v a c9 0 2 6 5 v a c 输出电压电流 1 6 v 4 a1 6 v 4 a 输入电容 1 8 0 u f1 8 0 u f 控制芯片 n c p l 3 5 ln c p l 2 0 7 匝比激磁电感 2 4 ：4 3 4 0 u h2 4 ：4 3 4 0 u h 原边m o s s p a1 1 n 0 6 c 3s p a l l n 0 6 c 3 副边肖特基 s t p s 4 l h l 0 0s t p s 4 1 h 1 0 0 输出电容4 7 0 u f 24 7 0 u f 2 图3 6 显示了采用o f f t i m e 控制的n c p l 3 5 1 在9 0 v a c 输入，不同负载下的实验 波形，可以看到，在大部分负载情况下，原边的电流峰值固定不变，因此随着负载的 不断降低，开关频率从满载时的7 0k h z 降低到了2 5 载时的3 4k h z ，体现了良好的 轻载降频效果。但是，在大部分负载情况下，o f f t i m e 控制方法的开关管s j r 处于硬 开关状态，影响了效率的提升，在设计过程中，一般需将低压段满载时设计成谷底开 通，从而确保在满载时低输入电压段的效率可以获得不错的表现。 浙江 学碰i 位论立 f a l1 0 0 载f b l7 5 载 f a ) 1 0 0 戡f b ) 7 5 载 浙f 人学mj 岸论史 ( c ) 5 0 载( d ) 2 5 载 国37 q r 控制方式不川负载f 的实验波形 9 0 v 输八 鼍矗铲 黜 9 0 v a t 输入f 睹种控制方式的不同负载f 的敏率如图3 8 所示在较低的输入情况 f ，鲫虽然在负载减低时频率上升，但是各种负载f 的软开关使得口r 控制在人范围 内具有较高的效率。相比而言，关断时间控制j l 能在2 5 载以f 才能依靠较低的开关 频率获得一点效率优井。 图3 8 两种控制方代的小l 叫负栽下的艘；# 】铡 9 0 v 罔3 9 显示了采川o f f t i m e 控制的n c p i3 5 1 在2 3 0 v a c 输入，不问负载下的实验 波形，随着负载的降低，开关频率从5 4 k h z 降低到了3 2 k h z 。 困翥匮 江 # * ! ( c ) 5 0 载( d ) 2 5 载 图3 9 关断时问控制不刊负载下的实验波形 2 3 0 v 输八 图31 0 显示了采用q 尺控制的样机竹2 3 0 v a t 输入，不同负载r 的实验波形，随 着负载的降低，开关频率从9 0 k h z 升到1 1 0 k f i z ，处于较高的丌关频率段。 ( 曲1 0 0 蛾( b ) 7 5 载 c ) 5 0 毁( d ) 2 5 城 图31 0 q e 控制不同负哉f 的实验波形 2 3 0 v 输入 辩o 2 3 0 v a c 输入下两种控制方式的不司负载下的效率如罔311 所示，负载较重时q r 控制在软丌关的优势下具有较高的效率。但足在负载变轻时，o r 控$ o i 关频率较岛， 而且谷底外通不能实现完全的软”关，【q 此在其丌关应力仍然较- 亩的时候效率低下具 有较低丌关频率的o f f t i m e 控制。 圉一 习一 圈一 浙江入学硕二 ：学位论文 图3 11 两种控制方式的不同负载下的效率图 2 3 0 v a t 3 1 3 一种改进的准谐振控制 轻载升频是鲫控制方法的一个主要问题，y u r ip a n o v 提出了一种改进的鲫控制 方法【2 5 1 ，基本控制原理如图3 1 2 所示，和传统的鲫相比，该方法增加对屏蔽时间 ( 死砌撇) 的控制。其基本工作波形如图3 1 3 所示。可以看到，该方法在具有谷底开通 特性的同时，随着负载降低，屏蔽时间( 死砌肋曙) 逐渐变长，从而限制了开关频率的上 升。 v 图3 1 2 一种改进的轻载降频准谐振控制简化原理图 浙江大学硕i 二学位论文 v g s i 坤 i p l s v d s l o a dd r e a s e 隧l 隧 &1 图3 1 3 改进的轻载降频准谐振控制工作波形 该