（电力电子与电力传动专业论文）改进型倍流整流电路zvs+pwm全桥变换器的研究.pdf

改进型倍流整流电路z v sp w m 全桥变换器的研究 a b s t r a c t an o v e lz e r o - v o l t a g e s w i t c h i n g ( z v s ) p w mf u l l b r i d g ec o n v e r t e ru s i n ga c u r r e n td o u b l e rr e c t i f i e ri s p r o p o s e di nt h i sp a p e r ，w h i c ha c h i e v e sz v si n a w i d el o a dr a n g e ，n ol o s t d u t yc y c l eb e c a u s eo fl o wl e a k a g e ，n os e c o n d a r y v o l t a g es p i k e sd u et o t h e o u t p u t d i o d ec o m m u t a t i o np r i o rt o s w i t c h i n gt h e p r i m a r yv o l t a g et ot h eo t h e rr a i l t h eo p e r a t i o np r i n c i p l eo ft h ec o n v e r t e ri s a n a l y e da n dp a r a m e t e r sd e s i g no f t h ec o n v e r t e ra r ec a l c u l a t e di nd e t a i l t ov e r i f yt h ep r i n c i p l e ，a5 4 v 10 a p r o t o t y p ec o n v e r t e ri s b u i l tu s i n gt h e t o p o l o g yi nt h el a b i no r d e rt o f i n do u tt h ed i s t r i b u t i o no fl o s s e s ，t h el o s s e s o ft h ec o n v e r t e ra r ee v a l u a t e d i n a d d i t i o n ，t h ea p p l i c a t i o n so fm a g n e t i c i n t e r g r a t i o nt e c h n o l o g y i nt h ec o n v e r t e r a r ei n t r o d u c e d s i m u l a t i o na n d e x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r eg i v e ni nt h ee n d k e yw o r d s ：z e r o v o l t a g e - s w i t c h i n g ，p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ， f u l lb r i d g ec o n v e r t e r 2 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 开关电源的构成 开关电源是进行交流直流似c d c ) 、直流直流( d c d c ) 、直流交流( d c a c ) 和交流交流( a c a c ) 功率变换的电源。开关电源体积小，重量轻，变换效率高。 因此广泛地应用于计算机、通讯设备及家用电器等电子设备中。 一般的开关电源组成框图如图1 1 所示，其核心部分是d c d c 变换器。交流 输入电压先经过输入滤波器，再通过一次整流、滤波后变为直流电压，此直流电 压通过开关器件的开关，变为高频脉冲交流电压，此交流电压通过高频变压器隔 离并变压后，再经过二次整流与输出滤波平滑后变为直流输出电压。直流输出电 压通过比较电路与基准电压进行比较，其误差电压通过占空比控制电路控制开关 元件的通断时间，从而调节输出直流电压。电路中输入滤波器用于防止电网对电 源的干扰，同时抑制电源对电网的干扰。其他还有防冲击电流、过电流保护等各 种附加功能的电路。 图1 - 1开关电源组成框图 1 2 移相控制z v sp w m 全桥变换器 在d c d c 变换器中，由单管构成的变换器，如b u c k ，b o o s t ，b u c k b o o s t 改进型倍流整流电路z v sp w m 全桥变换器的研究 c u k ，f o r w a r d 和f b r b a c k 等一般适用于中小功率应用场合，而全桥电路则适用于 中大功率应用场合，特别是通讯用开关电源和电力操作电源。为了减小全桥变换 器的体积和重量，必须提高开关频率，这就要求实现开关管的软开关。 文献f 1 】提出了p w md c d c 全桥变换器的一族共九种控制方式。根据斜对角 两只开关管关断方式的不同将这九种控制方式归成两类：一类是斜对角的两只开 关管同时关断，它不能实现软开关：另一类是斜对角的两只开关管错开关断，它 可以实现软开关。由此引入超前桥臂和滞后桥臂的概念，定义斜对角两只开关管 中先关断的开关管组成的桥臂为超前桥臂，后关断的开关管组成的桥臂为滞后桥 臂。超前桥臂只能实现零电压开关( z e r o v o l t a g e s w i t c h i n g ，z v s ) 并且很容易实 现零电压开关，不能实现零电流开关( z e r o c u r r e n t s w i t c h i n g ，z c s ) 。滞后桥臂 可分别实现z v s 和z c s 。实现z v s 时较超前桥臂困难。 根据超前桥臂和滞后桥臂实现软开关方式的不同，可以将软开关p w m 全桥 变换器分为两大类：一类是z v sp w m 全桥变换器，其超前桥臂和滞后桥臂都实 现z v s ；另一类是零电压零电流开关( z v z c s ) p w m 全桥变换器，其超前桥臂 实现z v s ，滞后桥臂实现z c s 。它们均可采用移相控制方式。 移相控制z v sp w m 全桥变换器集谐振变换器和p w m 控制优点予一体： 开关频率恒定，利于滤波器的优化设计；实现了开关管的z v s ；元器件的电 压、电流应力小。电压应力为电源电压，电流应力等于折算到原边的负载电流。 但是，该变换器存在一些问题，主要有：滞后桥臂要实现z v s 比较困难， 因为只有变压器漏感的能量用来实现滞后桥臂的z v s ，实现z v s 的负载范围窄。 为了在较宽负载范围内实现滞后桥臂z v s ，必须加大变压器原边漏感或在变压器 原边中串入谐振电感：变压器的漏感或附加的谐振电感带来占空比丢失。漏感 或附加的谐振电感越大，占空比丢失越大。为了得到相同的输出性能，必须减小 变压器的原副边匝比，这样要增大原边电流和输出整流管的反向电压：输出整 流二极管换流时，关断的二极管存在反向恢复，变压器的漏感或附加的谐振电感 与变压器的绕组电容和二极管的结电容之间相互作用引起副边尖峰电压，二极管 会承受至少两倍的变压器副边电压，需要吸收电路。 2 要塞麴窒堕墨查堂堡主堂焦堡奎 、 1 3 基本的倍流整流电路z v sp w m 全桥变换器 为了克服传统的z v sp w m 全桥变换器存在的上述问题，n a s s e rh k u t k u t 提 出了倍流整流电f f h ( c u r r e td o u b l e rr e c t i f i e r ，c d r ) z v sp w m 全桥变换器 4 】，如图 1 2 所示。 d j ( a ) 结构图 q ，fq ，ffq ， 1a f 1 2 ： flg 1 r 1 ( 。 ，。 - - 4 义、。 。 、 菇1 l d m r j 2 。虽然这 时候q 3 被开通，但q 3 并没有电流流过，扫由d 3 流通。这时v 。= 0 ，阻断电容 上的电压加在变压器原边绕组和漏感上，下降，同时i 。也下降。因为i ，减小， 小于i 厶，。，所以导致d r l 也导通。因此，d r l 和d 。：同时导通，这样将副边绕组电 压箝在0 位，原边电压也为0 ，v 。全部加在k 上，减小，阻断电容电压继 。壤纛；女i 溢。，_ 鼗。囊箍 妻室塾窒j 堕丕奎兰堡主堂垡笙苎 ( a ) f l 时刻 d 1d f l 腊睁 雪6 酽 b以 ( d ) t 3 ，f 4 】 d ，d d jd 图2 - 2 各个开关状态的等效电路 9 墼鲎型堡堕墼鎏皇堕墨! 呈型坚全堑壅塑登塑塑茎一 续上升。这个模态的方程是 i v 。( f ) = j 矿o ：) 一 生o - t 2 ) ( 2 - 7 ) l l f 2 ( f ) = i l s 2 ( f ：) 一# ( h ：) ( 2 8 ) “f ) = 一连掣s i 蚴( 卜+ i p ( f 2 ) c o 蚴( 卜r 2 ) ( 2 _ 9 ) f ，( f ) = k i ，( f ) ( 2 一l o ) i 2 ( f ) = f 盯2 ( f ) + i ，( f ) ( 2 1 1 ) f ( f ) = 0 i ( f ) 一i ，( f ) ( 2 - 1 2 ) 式中= ! q l c b 在这个模态，如果电流f 。：变负，并在t 3 时刻，i ，= - i l ，：( 这个条件必须满足， 在第三章参数设计中来保证) ，那么i 舢2 = o ，i w i = 0 l + t ，2 ，d r 2 自然关断，d m 继续导通，副边二极管实现换流。结果，副边电流将被反射到原边，这就进入 了下一个模态。 ( 4 ) 开关模态3 r 3 ，“ ， 参考图2 - 2 ( d ) 原边电路的q 。和d 3 导通，阻断电容上的电压继续上升a 副边电路中，d r 2 关断，d r l 导通，d 月l 通过全部负载电流。等效电路见图2 - 3 ，易为巧折算到原 边的值，矿：为v o 折算到原边的值。由于k 工j ，v 。 i p ( f 4 ) 。如果c “= c 垤，从式( 2 - 6 ) 、( 2 1 8 ) 可得：超前开关管较滞后开关管容易实现z v s 。 因此，变换器实现z v s 的最困难的情况在于满载时的滞后开关管。下面的 参数选择就从这一点出发。 2 4 参数选择 从工作原理可知，本变换器设计的关键是：滤波电感、阻断电容的选择。为 了在宽输入电压、宽负载范围内实现所需的性能，需要对滤波电感、阻断电容 进行优化设计。为叙述方便，下面的分析以t t f ，时间段为例。 2 4 1 滤波电感的选择 输出滤波电感，除了滤波作用外，还需为主开关管实现z v s 提供足够的能 量。从滤波效果角度，希望电感值越大越好。而从滞后开关管获得较宽的z v s 范围考虑，则希望感值取小，这是因为：0 。和i v ：必须变负，而且要负到滞后 童室堕窒堕蒌盔堂堡主堂堡垒三一 开关管实现z v s 所需的数值。因此，滤波电感的选择原则是：在一定的负载范 围内，保证主开关管实现z v s 的条件下，巧值越大越好。 从模态4 的分析可知，滞后桥臂的开关管实现z v s 所需的时间为： k = 而2 c i o , v , = 考戋叫 p ：， 式中，。m m 为负值，川为常数( m 越大，开关管的关断损耗越小) ，f ，为开关管 的下降时间，由式( 2 2 2 ) 、( 2 - 2 3 ) 可推出： 州 ，= 巧嚣筹筹巩 ( 2 2 4 ) 根据前面的分析，滞后开关管满载时实现z v s 最困难，取1 。= 1 ，而占空比 为 4 1 。= 等 因此，滤波电感的感值可根据下式选择 ，、 m 7 r v o ( 一。一k 圪) o 眠朋卜瓦i 孝万赢焉t 五 ( 2 - 2 5 ) ( 2 2 6 ) 2 4 2 阻断电容的选择 为了实现副边二极管的自然换流，模态2 期间内，要求i 。：变负，原边电流 的下降速度要很快，在t 2 t 4 时间段里的某一时刻( 即t 3 时刻) ，使i 。= - i 三厂2 。 在变压器原边串接阻断电容c 6 ，利用阻断电容的压降实现的快速下降。从这 个角度出发，希望q 小。但。不能太小，否则，下降过快，在f ，2 交负之前 过零，副边整流二极管无法自然换流。另外，在开关模态5 中，t 6 时刻，变压器 原边绕组上的电压最大，为：。= 一( + ) ，6 p 是阻断电容上的最大电压， 副边整流二极管上的电压应力为v d r ，= d r ：= 。k ，为了降低副边整流二极管 上的电压应力，c 6 也不能太小。因此要权衡选择阻断电容g 。 在t o t 2 时间段，f d 的大小可表示为： 1 1 垦望型堡鎏墼亟皇堕兰塑呈兰型全堑銮垫墨塑堕塑一一 “，) _ 1 + 笔”f 0 ) 】 在t o 时刻，设阻断电容c 6 上的电压为v c 。o 。) ，那么t 2 时刻 ( ，2 ) 。( f 。) + 瓦1 f f t 。2 i ，( ，) 西 = ( r 。) + 丽i o d t _ 。 ( 2 2 7 ) ( 2 - 2 8 ) 假设整流二极管d r l 、d r 2 在t 。前瞬间实现换流，那么在t 2 t 4f 4 段，的 大小可表示为： “归宰一焉茅”u 在f 4 时刻 ( ，t ) = ( f ：) + 瓦1 ，i t 4 ( f ) 防 将式( 2 2 8 ) 、( 2 - 2 9 ) 代入上式，得 龇m 以o ) + 嚣+ 盟铲 阻断电容g 上的电压值在t 4 时刻和t o 时刻的关系为 ( t 。) = 一( t 。) 由式( 2 - 3 1 ) 、( 2 - 3 2 ) ，得 嗽护一嚣一盟攀 将式( 2 - 3 3 ) 代入式( 2 2 8 ) ，可得： 佻，= 嚣一盟铲 由式( 2 - 3 ) 、( 2 2 1 ) 得到，在t 2 时刻，原边电流i p 的大小为 ( 2 2 9 ) f 2 3 0 ) ( 2 3 1 ) r 2 3 2 ) ( 2 3 3 ) ( 2 - 3 4 ) 】4 南京航空航天大学硕士学位论文 f 2 ) = 半= 导= 去c 每+ 警， 将式( 2 3 4 ) 、( 2 3 5 ) 代入式( 2 9 ) ，得t 2 t 3 时间段，为 i 。( r 。，f ，。) = i o d t屹t2 ( 1 一d ) ( 1 一d 2 ) 8 k c 6 8 k c 6 l ， c o l m + 鹄+ 半蛔s 州：， 在t 2 1 4 时间段时，电流i l y 2 的变化规律是 似h z 。一每” 也一一号( 半野等”，0 ) ：l_eo+1vo了dt一,-笋-(t-to)2 j a l |一| i ，( 。，f ，。) = k i 。( ，r ，。) s i n c o ( t f 2 ) ( 2 3 5 ) f 2 3 6 ) ( 2 3 7 ) ( 2 3 8 ) 选择合适的c b 值，在t 2 t 4 时间段里，在输入电压、输出电流范围内，使 i s ( ，r ，。) = 一i l ，2 ( f ) ，并且i 盯2 ( f ) 0 ，这是必须满足的条件。 只要上述条件满足，副边整流二极管在v 。= 0 时实现换流，不存在反向恢 复问题，因此没有电压尖峰。 2 5 阻断电容与变压器漏感之间的关系 将式( 2 3 6 ) z 写成 “- - 等一垡等等型蛐加- r 2 ) + 专【+ 警 c o s 呻- f 2 ) ( 2 - 3 9 ) 从上式可知，在其他条件相同时，阻断电容与变压器的漏感之间的关系为 】5 塾鲨型堡煎墼堕皇堕圣塑! 里型全堑壅垫墨堕塑墨 l l k 2 c o l t f 2 - 4 0 ) 变压器的漏感值不同时，可根据上式调整c 6 的值。因此变换器可采用常规 变压器，不需要有控制漏感的特殊措施。 2 6 输出断续时变换器的工作原理及外特性 当负载电流减小时，就可出现输出电流i 厶r = i v l + f 矿2 断续的情况，这里分析 ( a ) 主电路 q lq 3 lq 。 一 9 2i q 1q 2 一 一 o 、 一 _ 、 入 f m 、 么 卜 一1 m m 总成立。所以，只要满足滞后 管实现z v s 所需的条件，超前管就一定能实现z v s 。这样，负载在o 5 3 a 1 0 a 范围内，所有的开关管均可实现z v s 。 i l f m i n ( 2 1 0 1 0 ) i l f m i n ( 2 8 0 , 1 0 ) i l f m i r ( 3 6 0 , 1 0 ) 图3 - 4 丘r m 。与参数间的关系曲线 飘； 改进型倍流整流电路z v sp w m 全桥变换器的研究 l l f m a 2 l n l o ) i l f m a ( 2 8 0 , i o ) i l f m a ) ( 3 6 0 , l o ) 图3 - 5 。与参数间的关系曲线 滤波电感( 3 0 ) 的设计步骤如下 1 选磁芯大小 初选e 1 3 3 型磁芯，其有效面积a 。= 1 2 3 2 m m2 ，窗口面积a 。= 1 2 7 6 5 m m 2 。 2 初选气隙 初选气隙占= 1 2 r a m ，以计算绕组匝数。根据下列公式计算电感量： 三：坐掣( 3 - 1 1 ) 舢_ j 著= j 黑黔蔫导划埘， 取n = 1 6 匝代入式( 3 1 1 ) ，得实际气隙： 占= 兰! 型：墨! = ! 兰兰! ! ：兰! ! ：兰! ；! ：! 兰! ! ：! = 1 3 2 1 m 埘 l ，3 0 1 0 0 3 核算磁芯最高工作磁通密度b 。 根据式( 2 2 1 ) ，取，。= ，= = 3 6 0 v ，得滤波e g o s e p 的电流最大值 ，“。= 1 2 a 。 根据下列公式计算磁芯最高7 - 作磁通密度： b 。： t o n i 片l m , ：兰! ；号警：o 1 8 3 r ( 3 - 1 2 ) d m 。 占2 函蔽面广2 0 1 泖 本变换器中的滤波电感中的电流是双方向流动的，流过绕组的电流具有一定 的直流分量，并叠加一个较大的交变分量，f 莴- 3 ：第二类工作状态。因此，磁芯的 壹塞塾至堕蒌查堂堡主堂垡笙壅 一 最大工作磁密不可取得太高。查手册，所选磁芯的饱和磁密为0 5 1 t ，符合要求。 4 计算绕组的线径和股数 结合图2 - 1 ，电感中电流有效值可由下式计算： 1 m 。= ( 3 1 3 ) 根据式( 2 2 1 ) 、( 2 2 2 ) 、( 3 - 1 3 ) 并9 2j 。= j ，= 吃。，得：电感中电流有效值 的最大值l z l - 。= 6 4 3 a 。 取，= 3 5 a m m 2 ，则绕组的总面积 s = 1 l f - 了, , n s - 一m a x = 万6 4 3 = 1 8 3 7 州m 2 。 实际选用宽1 l m m ，厚0 1 m m 的铜皮二股，铜皮总厚度为 0 1 2 1 6 = 3 2 m m e 1 3 3 的窗口宽度为7 m m ，能够绕下。 3 4 3 滤波电容的选择 结合图2 - 1 ，计算i v = i v l + j 厶r 2 的波动值a i l ， 在t o f 2 时间段，有 。k k “，等 ( 3 - 1 4 ) 一v o = l ：百d & 2 ( 3 1 5 ) 根据式( 3 - 1 4 ) 、( 3 - 1 5 ) 得 = ( i c r i + i v 2 ，= 半心 ，= 半等= 半p 峋 它实际上是电容电流变化量a i 。和负载电流变化量f 。之和。若设a i 。= 0 ，即 a i 。等于电容电流变化量，在t o t 4 半个周期段里，电容充电时间是t 4 ，因此电 容充电的平均电流 ，：兰立一ail：vo(1-d)ts(3-17)cj 44 4 l ， 因此电容电压峰值纹波电压 。 ，! 巍& ： 塾垄型笪堕墼迹皇堕兰! 呈里型全堑壅垫堡盟堑壅一 创o ，= 丢活n 出一出 ：v o ( 1 - d ) t , z f 3 1 8 ) 1 6 l ，c ， 如果规定输出电压的纹波值最大为= 5 0 m v ，则可由下式来计算输出滤波 电容的电容量c r ： c r ：( v , - 2 ：k - v o _ = ) 了v d 一；2 ( 3 - 1 9 ) 一= 。一 i 1 6 l f y m 色y o 当输入电压最高= 3 6 0 v ，c ，取最大值。将有关数据代入上式得： c ，= 1 2 4 z f 因输出电压为5 4 v ，所选电容的耐压值可取为6 3 y ，考虑到电解电容有寄生电 阻e s r ，这里选用两个3 3 0 0 _ f 6 3 v 的电解电容并联使用。 3 4 4 阻断电容的选择 式( 2 3 8 ) 可写成： “u 叫半一婴等业) c a s i n o ”f 2 ) +(_io+vo(2-d)t，)c。s(t-t2)(3-20)4l、2， 77 将郏- 2 0 ) 记成 i 。( 圪，f ，。) = 爿( ，。) c o s i n c o ( t f 2 ) + 曰( ，。) c o s ( o ( 一t 2 ) ( 3 - 2 1 ) 热识 ) - - ( 半一鲨等塑) 眠，。，= 鲁+ 鼍笋 撇( 2 - 3 7 ) ，可将一i ：( ，) 记成 v i 厶r 2 ( r ) = c ( ，。) + 。7 生( f r o ) 0 - 2 2 ) 鼽c ( 。) i 一( 每+ 簪) 根据式( 3 2 1 ) 、( 3 2 2 ) ，选择合适的c b 值，可使i s ( ，。) 和一i 2 ( ，) 在输入电 妻室堕窒堕鲞奎兰堡主堂堡堡苎 压、输出电流范围内，均能在t 2 t 4 时间段的某一时刻相等，并且这时i l y 2 ( r ) 已经变 负。 副边整流璐巩、凸n 实现自然换流最困难的离臌占空比民翅即= 。；。) 时，提 供k 、如换流的时间最短，并目是在4 前瞬间实现换流的。那么 识一。) c o s i n c o ( 专- 一下d lm ( v j , , m l n , i o ) c o s 每一孚) ：c ( v ，r n i n , o ) + 簪0 - 2 3 ) 式中，6 0 = 1 丽，漏感上脯已知。这样由式( 3 2 3 ) 可求得：在最大占空比情况下， 整流二极管d r l 、d m 在f 。前瞬间实现换流时，阻断电容c b 的取值与负载电流厶 之间的关系，见表3 - 1 表3 1 i o ( a ) 24681 0 c b ( uf ) 2 9 92 8 32 7 7 2 7 42 7 2 c 6 的取值应小于2 7 2 i 。 副边整流二极管d r l 、d r 2 要实现自然换流，满载时，要保证换流点( t 3 时刻) 必须在i 。：( f ) 变负之后a 由式( 2 3 7 ) 得，满载时，i ( ，) 变负的时刻为 r ：2 1 l + v o d t s( 3 2 4 ) 4 矿。 那么，彳( ，) 洲n t - 华) + b ( ) c o s c ot - 华) ：o ( 3 - 2 5 ) 这样由式( 3 2 5 ) 可求得：在满载时，整流二极管d r l 、d 慰在r 之后实现换流，阻断 电容c 6 的取值与之间的关系，见表3 - 2 。 改进型倍流整流电路z v sp w m 全桥变换器的研究 表3 - 2 从表3 - 2 可见，输入电压对此时的电容的取值影响不大。巳的取值应不小于 1 2 2 “f 。 因此，阻断电容的选择方法是：在输入电压最小时，取满载电流，代 求得。允许的最大值。在输出电流最大时，取一输入电压，代入式 得c 6 允许的最小值。 入式( 3 - 2 3 ) ， ( 3 - 2 5 ) ，求 实际电路中，c 6 取1 。 3 5 损耗分析 进行损耗分析的意义在于了解损耗的分布情况，寻找降低损耗的方法，提高 变换器的效率。这里仅对开关管进行分析。 开关管的损耗包括通态损耗和开关损耗。 为了分析的方便，将式( 2 - 2 2 ) e e 的初始电流，l o ( 也即o 。) 写作 “= 一罢，。( 3 2 6 ) 卜副边电流下降率。 d 是初值k 占平均输出电流。的比例大小，式( 3 2 6 ) 中的负号表示d 是正值 时，初始电流为负。事实上，要实现副边二极管自然换流，从而消除二极管反向 恢复引起的尖峰电压，这个条件是必需的。 根据式( 2 2 2 ) 、( 3 2 6 ) ，d 可表示为 d ：业掣王一1 p 2 7 ) l f l ， 。i 式( 2 2 1 ) 中的滤波电感中的电流的最大值可写作 ，= i o ( 1 + 譬)( 3 。2 8 ) ik 一( 2 1 02 4 02 8 03 2 03 6 0 1 1 61 2 21 1 61 1 11 1 1 l c b ( n 南京航空航天大学硕士学位论文 3 5 1 通态损耗 i |j 状 y l l 口t 恐d 妒) m - d ) 删i曩r 。 ： q 7 1 1丁、 d ：( 岛叫2 ) ：。总b “。“ 图3 - 6 损耗分析用原边电压、原边电流图 m o s f e t 的通态损耗可计算如下： 尸。= ，乙。r ( r d s ( o n ) 一m o s f e t 的通态电阻 因此，需要先计算m o s f e t 的有效值电流。 参考图3 - 6 ，为了简化分析，考虑t 3 = t 2 的情况 如下： - = 去毋丽 f 3 2 9 ) 变换器的有效值电流计算 r 3 3 0 ) 卜= 去历习历霹而瓦j 渺 ( 3 - 3 i ) 。，一功率管q i 和q 3 同时导通的时间 参考图3 - 6 计算 ，靠吣；蠡缓，。o 垦垄型堡亟鳖壅皇堕型曼呈兰竺全堑壅垫塑塑婴圣 一一 。，2 互2 i 丽i + d 。 将式( 3 2 6 ) 、( 3 - 2 8 ) 代入( 3 - 3 0 ) 、( 3 3 1 ) 得 1 0 1 , 3 - ，口2 ，4 厄而 、1 f 一 压车珥丽 因此，m o s f e t 的通态损耗 户a 一。= 2 ( 6 ”一。+ 5 z 卜，) 仫 对于原边二极管的通态损耗由下式计算 巳一。= 1 a 。 。一二极管平均电流 一原边二极管正向压降 原边二极管平均电流 ，哪。镕 ，。w 1 = k；( - - i l y m l n + 1 l ：, 。, ) 半l + j 1 一等 t 缝 k t 里当一d 2 、d 3 同时导通的时间 。d = 。一。= 2 ( 1 d + d ) 。 将式( 3 - 2 6 ) 、( 3 - 2 8 ) 代入式( 3 3 7 ) 、( 3 - 3 8 ) 得 k 卜矿专 坐芈竽盟 1 d 2 , 4 - o ，g = i i o 。t d d a ) 因此，原边二极管通态损耗 尸咖一。帅= 2 ( 1 d 1 3 一。增+ ，d 2 ，4 一。曙) 加 r 3 - 3 2 ) ( 3 3 3 ) ( 3 - 3 4 ) ( 3 3 5 ) ( 3 - 3 6 ) f 3 3 7 ) ( 3 3 8 ) f 3 3 9 ) f 3 4 0 ) ( 3 4 1 ) r 3 4 2 ) 3 6 l i = l k = 一南室堕窒堕墨查堂堡主堂堡坠苎一 _ _ _ _ _ _ 一一 对于副边二极管，每个二极管的平均电流和总的通态损耗为 j 矾2 一w = 冬( 3 - 4 3 ) 尸岛一；，。(3-44) 一副边二极管正向压降 总的导通损耗为： p e o n 一恤o i = p q + p 却一c 。+ p 盘。 ( 3 - 4 5 ) 3 5 2 开关损耗 因为此变换器能在宽负载范围内实现开关管的z v s ，所以开关管的开通损耗 为零。由于m o s f e t 的结电容能限制其电压变化率，m o s f e t 存在关断损耗。 矿 l k o 图3 7 开关损耗分析 结合2 2 工作原理一节中的开关模态1 ，参考图3 - 7 ，超日轿臂酮升天管明天断 损耗为 p 口一，= 毒e ，如儿础= 毒e ， 气尹c ，一寺，等门出 ( ，4 s ， w - - m o s f e t 的下降时间 k ：! 鱼生：! ! 型竖：! 型竖( 3 4 7 ) 。” ，。( 1 ) ，一k ( 1 + d 1 2 ) ! 。k 将式( 3 4 7 ) 代入( 3 - 4 6 ) ，得 钒。：工坠端掣 ( 3 4 8 ) m l e a d 改进型倍流整流电路z v sp w m 全桥变换器的研究 采用与超前桥臂开关管分析相同的方法， 机，= 一警 滞后桥臂的开关管的关断损耗为 ( 3 - 4 9 ) 假设c i 。d = c i 。g = c ，总的开关损耗为 p o - ，= 肼( i o k ) 2 丝学 ( 3 - 5 0 ) 将( 3 4 5 ) 与( 3 5 0 ) 相3 n ，得到总的损耗为 p h s 。l = p 。一；| + p q 。 q - 51 ) 从式( 3 - 5 1 ) 可得到，d 越大，鼻。一。越大。同时，这里也说明了在满足实现z v s 的条件下，滤波电感l ，的感值要尽可能大。 因此，效率为 ，7 = 1 一孚 ( 3 - 5 2 ) 表3 - 3 是本变换器的主功率管分别采用i r f p 4 5 0 、i r f 8 4 0 。整流二极管采用 d e s l l 2 0 6 a 时，分析得到的的损耗、效率对比。分析的条件如下：输入电压 = 2 8 0 v d c 、输出电压v o = 5 4 v 、输出电流，。= 1 0 a 、变压器的变比k = 1 5 ，频 率 = l o o k h z 、副边滤波电感三，= 3 0 u h 。 表3 - 3 损耗、效率对比 损耗 r 刚 p 9 c 。一p a p c o 月p o j w p d m 。qp | o * d l玎 - l m o s f e t 。i r f p 4 5 0 1 1 6 3 23 1 8 86 3 0 21 73 8 1 1 3 9 2 9 ( 3 0 5 、( 8 4 )( 1 6 5 )( 4 4 6 )( 1 0 0 ) i r f 8 4 02 4 73 1 8 85 4 9 31 75 0 3 8 9 0 7 ( 4 9 )( 6 3 )( 1 0 9 )( 3 3 7 1( 1 0 0 ) 从表中可看出，变换器的损耗主要是主功率管、整流二极管的通态损耗，主 功率管的开关损耗较小。这样可从以下几方面来考虑降低损耗，提高变换器的效 率。 合理选择滤波电感的感值； 3 8 南京航空航天大学硕士学位论文 由于原边电流的脉动较大，宜选用容量裕度大的开关管； 改进驱动电路，减小主开关管的开关损耗； 副边整流二极管上无尖峰电压，其耐压裕度要求不高，可选耐压低一些的 管予。 3 6 主功率管和输出整流二极管的选择 3 6 1 主功率管的选择 考虑到功率器件的开关速度和驱动电路的简洁，本变换器选用m o s f e t 作为 功率开关管来构成全桥电路。 1 额定电压 本电路工作在零电压开关条件下，主功率管的耐压为，整流后的直流母线 电压最高为3 6 0 v ，可选用5 0 0 v 的管予。 2 额定电流 功率开关管中流过电流的有效值可通过式( 3 - 3 4 ) 计算，取i 。= i 。， 。= 一，得其最大值为4 8 a 。选择管子时，需考虑裕量，又考虑到功率开关管 的通态损耗大，实际选用i r 公司的m o s f e t 管i r f p 4 5 0 ，其额定电压为5 0 0 v ， 额定电流为1 6 4 。 3 6 2 输出整流二极管的选择 1 额定电压 从前面的原理分析可知，本电路中的整流二极管不存在反向恢复引起的尖峰 电压，因此，整流二极管所承受的最大反向电压为 = 等= 詈- 2 4 0 y ( 3 - 5 3 ) 2 额定电流 每只整流二极管在一个开关周期内流过电流的有效值 ， = 杀 ( 3 5 4 ) 在满载时，。= 1 0 a ，则j m = 7 0 7 a 。选择i x y s 公司的外延型快恢复二极管 d s e l l 2 - 0 6 a ，其额定电压为6 0 0 v ，额定电流为1 4 a 。 ? 。 。；毖 改进型倍流整流电路z v sp w m 全桥变换器的研究 3 7 磁集成技术在本变换器中的应用 磁集成技术是将两个或多个磁件绕制在一副磁芯上的技术，它的发展一直伴 随着功率电子的发展。磁件的重量、外形尺寸在功率变换器的重量、外形尺寸中 占了很大的比例。当今，开关电源向模块化、小型化发展，磁集成技术的应用越 来越受到关注。 磁集成有多种方法，主要目的为：1 使集成磁件的最大磁密小于分立磁件的磁 密和，可减小磁芯的截面积，从而可减小磁件的体积、重量。2 减小集成后的磁通 脉动，降低磁芯损耗，提高变换器的效率。 o 0 0 l 1 、 i l j q + i l l 爻 泠 、 - _ 。 k 门。 7 d u 2u 2 图3 - 8电感电流的波形 3 7 1 双电感的磁集成方式 在本变换嚣中，副边有两个滤波电感锄、锄，感值较小，流过绕组的电流f 月、 恸具有一定的直流分量k ，并叠加一个较大的交变分量i 。i 。的变化量比如大， 电流是双向流动的，而且f 棚、f l ，2 的变化趋势相反，如图3 8 所示。这样，可将 两个电感集成在一个磁件上，并使两个电感之间磁通解耦，即每个电感建立的磁 通没有耦合，每个电感可单独设计。双电感的磁集成技术就变为简单的磁路组合 1 5 j 如图3 - 9 所示。 南京航空航天大学硕士学位论文 图3 - 9 双电感的磁集成示意图 双电感有两种磁集成方式：方式一；削减b 口c ( a 、c 为同名端) ，中柱的磁通由 ( f l ，+ f 玎2 ) 建立：方式二：削减( a 、d 为同名端) ，中柱的磁通由( 。一i l l 2 ) 建立。 采用不同的方式有不同的效果。 3 7 2 磁集成效果分析 电感中电流波动值为 a i ：匕! ! 二里! 型王( 3 5 5 ) 三， 电感中电流锄、f 坍叠加之后，( f 。+ i ：) 波动值为 a i + 。：v o o - - d 一) t , ( 3 - 5 6 ) 厶r ( i