（电力电子与电力传动专业论文）牵引逆变器分段同步调制算法及切换冲击抑制的研究.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t ：i ti sw e l lr e c o g n i z e dt h a tp u l s ew i d t hm o d u l a t o r s ( p w m ) i n v e r t e r sa r e t h es t a n d a r ds o l u t i o nf o ra cm o t o rd r i v e t h ef i n a la i mo fp w m i st or e d u c eh a r m o n i c s a n dm a k et h eo u t p u tw a v e f o r i l ll i k es i n ew a v ea sm u c ha sp o s s i b l e t oa c h i e v et h i s ，1 0 t s o fm e t h o d sh a v eb e e np r o p o s e d t h ei n v e r t e ro fr a i l c a ri ss p e c i a l ，c o m p a r e dw i t l lo t h e ra cm o t o rd r i v e i tm u s th a v e v e r yw i d t hs p e e d - t i m i n gp e r i o da n dt h eo u t p u tf r e q u e n c yc h a n g e sf a s t ，b u tt h ep e r m i t f r e q u e n c yo ft h ei n v e r t e r i sn o ts oh i 班i nt h i sc o n d i t i o n , t h em u l t i m o d ep w m m o d u l a t i o ni su s e dt od e c r e a s eo u t p u tw a v e f o r md i s t o r t i o na n dr e s t r a i nh a r m o n i c s t h i s p a p e rp a y sa t t e n t i o no nt h eu t i l i z a t i o no fm u l t i - m o d ep w m m o d u l a t i o n t ot h i sm o d e ， t h eq u i t ei m p o r t a n tt h i n gi st od e t e r m i n et h ej u m pd i s c o n t i n u i t i e sw h i c hd i v i d et h e v e l o c i t yp e r i o di n t os e v e r a ls e c t i o n s ，a n dm a k es u r et h ec a r r i e rr a t i oi ne v e r ys e c t i o ni s c o n f o r m e da n ds u i t a b l ef o rm o d u l a t i o n a l s o ，t h eo u t p u tv o l t a g ea n dc u r r e n ts h o u l db e k e p ts t e a d y - g o i n gi nt h ej u m pd i s c o n t i n u i t y a l lo ft h e s ew i l lb ea n a l y z e dt h e o r e t i c a l l y i nt h i sp a p e r i na d d i t i o n , t h i sp a p e ra l s ot a k e st h e o r e t i c a la n a l y z eo nt h ei m p r o v e m e n t o ft h eo u t p u tv o l t a g ea n dr e t u r nc u r r e n tb yt h em u l t i m o d ep w mm o d u l a t i o n b a s e do nt h es t r a t e g yd e v d o p e d ，t h em u l t i - m o d ep w mm o d u l a t i o nf o ra cm o t o rh a s b e e nr e a l i z e di na na c - d c - a cp o w e rc o n v e r s i o ns y s t e m t h i sp a p e ra l s ot a k e s s i m u l a t i o ni nm a t l a b s i m u l i n ka sa d d i t i o n a lr e s u l t so ft h ee x p e r i m e n t a t i o n s i m u l a t i o n a n de x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r eg i v e nt ov e r i f yt h ev a l i d i t yo ft h ep r o p o s e dt h e o r e t i c a l a n a l y z e k e y w o r d s ：m u l t i - m o d ep w mm o d u l a t i o n ；i n v e r t e r ；c o n c u s s i o n c i a s s n o ：t m 4 6 4 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：导师签名： 签字e t 期：年月日 签字日期：年月日 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：签字日期：年月日 致谢 本论文的工作是在我的导师杨中平副教授的悉心指导下完成的，杨中平教授 严谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢三年 来杨老师对我的关心和指导。 杨中平副教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都 给予了我很大的关心和帮助，在此向杨老师表示衷心的谢意。 游小杰教授和郝瑞祥老师对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意 见，在此表示衷心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，赵坤、靳小亮、赵荣华等同学对我论文中的 研究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢我的家人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。 1 1 课题研究的背景及意义 1 绪论 从上世纪7 0 年代第一台交流传动机车问世以来，交流传动开始逐渐取代直流 传动成为铁道牵引的主流。到上世纪9 0 年代，发达国家已经开始逐渐普及交流传 动。我国在电力牵引交流传动技术方面的研究工作始于6 0 年代末、7 0 年代初，起 步不算太晚。经过铁路科技工作人员多年的努力，我国的交流传动技术取得了很 大的进步，但必须看到与世界先进水平相比仍然存在一定的差距，对交流传动技 术的研究工作还需要长期的坚持和努力【1 1 。 无论是国外交流传动电力机车、电动车组的引进消化吸收，还是国内交流传 动电力机车、电动车组的自我研制生产，都需要对交流传动系统及其部件进行比 较全面和深入的试验研究。通过研究性试验、中间试验和验证试验来了解系统可1 部件的特性以及与外部环境的相互关系；通过试验研究来了解系统与部件、部件 与部件的相互关系、匹配条件、优化准则，以确定设计及制造的基本要求。为此， 需要对交流传动系统及其部件( 包括变流器、异步牵引电机、变流器控制系统等) 进行功率相当的测试检验，这就离不开交流传动试验系统。本文的主要工作是在 搭建小功率交流传动平台的基础上，进行逆变器调制策略的研究，目的在于通过 改善逆变器输出解决电机牵引过程中的噪声和转矩脉动等问题。文章重点研究了 分段同步调制模式下的p w m 逆变技术在交流传动系统中的应用。 逆变器的脉冲宽度调n ( v w m ) 技术作为一种最常见的调制方式在交流牵引传 动系统中广泛应用。采用p w m 调制技术的最终目的在于追求逆变器输出电压、电 流波形更接近正弦从而进一步控制负载电机的磁通正弦化。为了达到这些目的， 很多种基于p w m 原理的调制方法，如三次谐波注入法、空间矢量调制( s v p w m ) 、 随机脉宽调制、电流滞环p w m 等，被相继提出并应用【2 1 。 对于各种p w m 调制方法，根据调制波和载波关系可以划分为两种基本调制模 式【i l 】： 1 ) 异步模式，一种保持载波信号频率不变的调制模式； 2 ) 同步模式，通过改变载波频率以保持载波比不变的调制模式。 与一般电传动系统相比，铁道电传动使用的逆变器系统具有调速范围宽，输 出频率变化快等特点，而逆变器本身器件的开关频率又不是很高。这些特点引出 了以下问题：当车辆逆变器采用常见的异步方式调制，在高速区间载波比将大幅 减小，异步调制所固有的输出波形的不对称等特点将变得严重，因而对谐波分布 及负载运行产生不利影响；如果采用与异步相对应的同步调制，当调制信号的频 率较低时，载波频率会很低，主要的谐波频率也会很低，严重影响输出波形的质 量。基于以上原因，克服了同步调制和异步调制各自缺点的分段同步的调制模式 被采用以改善输出波形的质量。 3 ) 分段同步调制模式，该调制模式把变频器的整个变频范围划分成若干个频 段，在低频段内采用载波频率高的异步调制模式，其他各频段内都维持载波比n 恒定，而对不同的频段取不同的n 值。这种模式在低频段的异步调制保持了较高 的载波比，同步阶段在每个频段内保持了输出波形对称。 本论文对分段同步调制在应用中存在的问题进行了理论分析，重点关注于载 波比的选取和分段选择，着重解决分段同步调制中载波比切换所带来的电压电流 冲击及谐波问题。本文使用t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 系列d s p 完成了分段同步调制程序和 冲击抑制算法，完善后的调制方法将用于文中介绍的小功率电机传动实验平台。 1 2 电力牵引交流传动技术的发展 电力牵引作为轨道交通牵引动力的世界性趋势在发展，自1 8 7 9 年德国诞生第 一辆电力机车以来，它已占据了牵引动力的主导。与以煤作为动力能源的蒸汽机 车牵引和以油作为动力能源的内燃机车牵引相比，电力牵引具有突出的优越性。 根据所采用传动电机的不同，电力牵引传动方式可以分为直流传动和交流传动两 大类。到上世纪六七十年代，国际上电力牵引直流传动技术已经发展到了顶峰。 由于直流电动机的转速容易控制和调节，采用转速电流双闭环的直流调速系统可 获得优良的静、动态调速特性。因此，长期以来在牵引传动领域中，直流调速一 直占据主导地位。然而，长期以来的运用也暴露出了直流传动的弱点和缺陷，那 就是受到直流换向的限制，电机的故障率高、检修维护困难、功率和转速难以进 一步提升，再加上直流电机效率低、恒功范围窄、粘着利用率低、整车功率因数 低。因此，从上世纪7 0 年代国外就开始了交流传动机车的工程化工作瞄】。 1 9 7 9 年，第一批工程化的e 1 2 0 系列大功率干线交流传动电力机车研制成功， 揭开了交流传动技术发展的序幕。截止上世纪9 0 年代，发达国家已经开始逐渐普 及交流传动，不论是高速、干线还是城市轨道交通均采用交流传动动力装置，新 造机车车辆已不再装备直流传动的动力装置。交流传动模式有两种，一种是同步 传动，另一种是异步传动，后者是目前世界范围内的主流模式，前者仅在前期被 法国等少数国家采用过。交流传动克服了直流传动的固有弱点，使轨道牵引动力 的发展进入了一个崭新的时代。随着微机控制技术和大功率电力电子器件技术的 2 发展，交流传动技术已经取得了工程化的巨大突破，交流传动单轴功率已达到 1 8 0 0 k w ，电机转速已超过4 0 0 0 r m i n ，较直流传动几乎提高了一倍，而重量则更轻。 新型电力电子器件的出现，g t o 晶闸管替代快速晶闸管，以及i g b t 、口m 、i g c t 等新器件的成功应用；微处理器替代电子模拟控制装置，具有高动态性能的磁场 定向控制和直接转矩控制方法对转差频率控制方法的更新；冷却方式从风、油、 沸腾等介质发展到水冷却等一系列新技术进步。这样就使得轨道电力牵引动力的 重载化和高速化得以顺利实现。从过去3 0 年来国际上电力牵引动力发展的历程看， 交流传动具有优异的牵引一制动特性，可以实现高粘着性能：持续功率大、重量 轻、体积小，且有很宽的恒功速度范围，它所能达到的高起动力、大持续功率和 宽大的恒功区等特点，使其成为名副其实的“通用型机车一。由于交流传动可以实 现功率因数近似1 ，具有广泛的再生制动功能，很小的对通信干扰作用，大大减少 了的维修量和维修成本等优势，使电力牵引动力从直流传动向交流传动转换的步 伐不可逆转。中国铁路要实现技术上的跨越，必须尽快完成电力牵引动力从直流 传动向交流传动的转换。 从上世纪7 0 年代开始，我国就开始了对交流传动技术的跟踪和研究。经过较 长时间的研究和试验，于上世纪9 0 年代初期自主完成了1 0 0 0 k w 电压型非对称快 速晶闸管油冷变流机组和1 0 2 5 k w 三相异步牵引电机的研制。1 9 9 6 年6 月，株洲 电力机车研究所和铁道部科学研究院合作研制成功我国首台干线交流传动原型车 a c 4 0 0 0 ，同年年底在环行试验基地完成了最高速度1 2 0 k m h 的各项运行试验， 实现了我国交流传动电力机车“零 的突破。1 9 9 8 年1 2 月，铁道部提出“争取用 十年左右的时间完成直流传动向交流传动转换的目标，“十年转换工程对交流 传动系统的开发为高速运载工具提供了新的动力。根据国际发展潮流，铁道部又 提出2 0 0 0 年为“高速、交传、发展年。在引进、吸收、消化原则指导下，2 0 0 0 年“九方号d j 型交流传动高速客运电力机车、“蓝箭号d j j l 型动力集中式交 流传动高速电动车组先后研制成功，2 0 0 1 年“先锋 号d j f l 型动力分散式交流传 动高速电动车组也相继问世，并都取得了高速运营的经验。2 0 0 0 年1 1 月，“蓝箭 号广深线最高试验速度2 3 6 k m h ，并在广深线承担了“公交化”繁忙商业运营；2 0 0 1 年1 月，“九方 号广深线最高试验速度2 3 l k m h ；2 0 0 1 年1 1 月，“先锋”号广深 线最高试验速度2 4 9 5 k m h ，2 0 0 2 年9 月秦沈线最高试验速度2 9 2 k m h 。在自主开 发方面，2 0 0 1 年起我国相继研制成功了拥有自主知识产权d j 2 型“奥星”交流传 动高速客运电力机车和d j j 2 “中华之星 交流传动高速客运电动车组，后者于2 0 0 2 年1 1 月2 7 日在秦沈客运专线试验中，创造了3 2 1 5 k m h 的中国铁路最高速度纪录 1 7 1 。经过铁路科技工作人员多年的努力，我国的交流传动技术取得了很大的进步， 但必须看到与世界先进水平相比仍然存在一定的差距，如牵引电机制造技术、牵 3 引控制技术、大功率电力电子模块的制造等方面仍然比较落后，短期内很难达到 国际先进水平。2 0 0 4 年初，国务院通过的中长期铁路网规划提出了我国铁路 的发展目标为：到2 0 2 0 年，全国铁路营业里程达到1 0 万公里，主要繁忙干线实 现客货分线，复线率和电气化率均达到5 0 ，运输能力满足国民经济和社会发展 需求，主要技术装备达到或接近国际先进水平。目前，铁道部正在动用近百亿美 元引进发达国家的多种内燃、电力机车和电动车组( 引进数量和品种是国内最大 规模的一次) ，寄希望通过系统引进发达国家机车车辆的先进、成熟技术，进行消 化吸收和系统集成，实现再创新，加快我国机车车辆制造业的技术改造，尽快提 升我国铁路技术装备的水平。 无论是国外交流传动电力机车、电动车组的引进消化吸收，还是国内交流传 动电力机车、电动车组的自我研制生产，都需要对大功率交流传动系统及其部件 进行比较全面和深入的试验研究。通过研究性试验、中间试验和验证试验来了解 系统与部件的特性以及与外部环境的相互关系；通过试验研究来了解系统与部件、 部件与部件的相互关系、匹配条件、优化准则，以确定设计及制造的基本要求。 为此，需要对交流传动系统及其部件( 包括变流器、异步牵引电机、变流器控制 系统等) 进行功率相当的测试检验，这就离不开大功率交流传动试验系统。它的 使用，对于消化吸收国外先进的交流传动技术，以及为引进交流传动电力机车的 试验、维护和国产车的研发、试验、维护提供技术平台，因此具有良好的经济和 社会效益。 1 3 论文的主要工作及安排 本论文阐述了分段同步调制的原理及其在牵引传动中应用的必要性，详细讨 论了分段调制模式下载波比和载波比切换点选取的原则，重点分析了分段同步调 制模式下载波比跳变点冲击电压的产生原因，提出了改善电压冲击的方法，并通 过硬件实验及仿真验证了提出方法的正确性。此外，本文还对列车高速时载波比 极低的极限情况下分段同步调制对变频器输出交流电压及直流回流电流谐波的改 善情况进行了理论与仿真分析。各章节安排如下： 第一章：绪论。 第二章：比较了三种调制模式的特点，阐述了分段同步调制在铁道车辆牵引 传动中应用的必要性，详细讨论了分段调制模式下载波比和载波比切换点选取的 原则，重点分析了分段同步调制模式下载波比跳变点冲击电压的产生原因，提出 了改善电压冲击的方法。此外，本章还对列车高速时载波比极低的极限情况下分 段同步调制对变频器输出交流电压及直流回流电流谐波的改善情况进行了理论推 4 导分析和仿真验证。 第三章：主要介绍了用于p w m 调制方法研究的交直交小电机实验平台各个 环节的硬件设计，包括硬件系统框架，主电路和控制电路等。 第四章：分段同步调制算法的软件设计。本章分类介绍了基于d s p 芯片 f 2 4 0 7 d 的分段同步调制算法的程序流程，主要包括主程序，外部中断程序和定时 器下溢中断程序，重点介绍了定时器中断中分段同步的实现及冲击抑制算法，并 将分段同步算法分别用于s p w m 调制和s v p w m 调制。 第五章：实验及仿真。在3 7 k w 电机传动平台上进行了开环v w f 实验，并 在w 调速系统中进行了分段同步调制载波比切换实验；在m a t l a b s i m u l i n k 环 境下进行了分段同步调制载波比切换仿真，仿真结果作为实验结果的补充。 第六章：结论。总结论文工作，指出尚待改进之处，对下一步的工作做出展 望。 5 2 分段同步调制原理及应用中存在的问题分析 在铁道牵引调速系统中，逆变装置具有调速范围宽，输出频率变化快等特点， 而逆变器本身器件的开关频率又不是很高。这种情况下，分段同步调制模式的使 用有效地改善了变频器的输出，达到了减少谐波的目的。然而该模式下各载波比 间需要经常切换，如果不进行适当处理将会引起电压和电流的冲击或突变。在本 章中，论文对分段同步调制进行了理论分析，着重研究解决分段同步调制载波比 切换时的冲击问题。 2 1 三种调制模式的比较 图2 1 、2 2 和2 3 分别描述了异步、同步和分段同步三种调制模式下载波频 率与调制波频率( 速度) 的关系。可以看出，分段同步调制由前两种基本调制模 式分段构成，比较三者特点如下【3 1 ： 1 ) 异步调制 在调制信号变化时保持载波信号频率不变的调制方法称为异步调制。这种调 制方法易于实现且在低频输出段保证了很高的载波比，这对抑制谐波电流，减轻 电动机的谐波损耗及转矩脉动都起到了很好的效果，而且调制低频时由于载波的 边频带远离调制信号频率，因此可以更好地抑制载波边频带与基波之间的相互干 扰。然而由于载波信号频率保持不变，对三相p w m 来说，载波比难以保持3 的整 数倍，调制波频率变化时输出p w m 脉冲的对称性不可能得到保证，也就无法保持 逆变器输出波形对称。这种不对称性会在载波比较低时尤为严重，由此产生的基 波的子谐波及直流分量会对电机负载的运行产生极其不利的影响。 图2 一l 异步调制 f i g 2 1a s y n c h r o n o u sm o d u l a t i o n 2 ) 同步调制 在改变逆变器输出频率的同时，成比例地改变载波信号的频率，从而使p w m 脉冲的载波比保持不变，同时在频率改变时使载波信号和调制信号始终保持同步， 这种调制方法称为同步调制。同步调制在高频载波比较低时仍能保证波形输出的 6 对称性，从而消除了载波的零序谐波( 即直流分量) 且减少了基波的子谐波。然 而，这种调制模式很明显开关频率利用率过低，在调制波低频时载波频率随之变 低，导致输出的主要谐波频率也很低，产生的低频谐波严重影响输出波形的质量， 造成电机损耗过大、转矩脉动等不良后果，严重时可能损坏电机。 图2 - 2 同步调制 f i g 2 - 2s y n c h r o n o u sm o d u l a t i o n 3 ) 分段同步调制 分段同步调制如图2 3 所示，逆变器在低频区采用异步调制方式工作，高频区 则被分为若干频段，各频段使用不同载波比的同步调制。这样的调制方式综合了 同步与异步调制的优点而回避了他们的缺点。低速时的异步调制保证了很高的载 波比，高速时载波比分段同步模式既保证了载波比为3 的奇数倍( 波形的对称) ， 又充分利用了器件的开关频率。然而当载波比切换时，由于载波频率的阶跃变化， 会出现波形振荡、电压电流突变和谐波剧增的情况，此问题如果不进行处理会使 电动机产生较大的脉动和较强的噪声，影响车辆乘坐的舒适度，减少电机的使用 寿命。因此，选择合适的切换点，并使用适当的切换方法以减少载波比切换时的 波形振荡和谐波是分段同步调制技术的关键。 图2 - 3 分段l 司步调制 f i g 2 3m u l t i - m o d em o d u l a t i o n 表2 1 对三种调制模式的特点进行了比较，可以看出，对于追求输出波形正弦 化的正弦波逆变器来说，分段同步调制是更适合的调制模式。然而相比另外两种 基本调制模式，分段同步控制较复杂且存在切换冲击。因此本文将从理论及实验 两方面对分段同步进行研究，研究内容包括分段同步算法的实现，载波比分段点 的选择，切换冲击的原因及抑制等。 7 表2 - 1 三种调制模式特点比较 调制模式特点 开关频率利用率波形是否对称基波子谐波低频谐波是否冲击振荡 异步模式高 否 高频时较严重较小不存在 同步模式低是无较大不存在 分段同步模式较高调制高频时是无较小载波比切换时 2 2 载波比切换点的选择 2 2 1 切换点选择的原则 载波比的设置及切换点的选择在分段同步调制的实现中具有很重要的地位。 一般来说，同步阶段的载波比大多设置为3 的奇数倍，其原因将在2 4 节中进行详 细分析。切换点的选择应该遵循两个原则：1 ) 应最大限度地提高器件开关的利用 率，即各同步段的载波比应尽可能大以使载波边带谐波远离调制波基频；2 ) 应尽 可能减少载波比切换的次数以减少可能发生的冲击振荡。 需要指出的是，上面提到的两个切换原则是互相限制的。若要更大地提高开 关器件的利用率，则必然以增加载波比切换次数为代价；若要减少载波比切换次 数，则各频段的载波比必然较低，即减小了器件开关频率利用率。图2 4 比较了两 种载波比分段的思路。 ( a ) ( b ) 图2 - 4 两种载波比分段思路 f i g 。2 4t w ok i n d so fm e t h o df o rs e c t i o n sc h o o s e 图2 - 4 ( a ) 是比较常见的分段方式，这种方式较早进入了同步模式，从而保证了 输出波形的对称，多次载波比切换也实现了较高的器件开关频率利用率。然而， 频繁的切换也就意味着输出有可能频繁冲击振荡，切换点越多，波形的冲击振荡 次数就越多，产生大量的噪声，这一点在列车启动时表现的尤为明显。针对这一 缺点，图2 4 ( b ) 所示的另一种载波比分配方式被提出并应用。 调制频率较高时采用同步模式原因在于异步调制会造成波形的不对称，增大 载波的边频谐波和直流分量( 零序谐波) 。图2 - 4 ( b ) 所示的分段方法设置了一个 载波边频谐波容许限值n o ，当载波比大于n 0 时，由于载波频率与调制波基频距离 较远，其边频谐波对基波的干扰处在可以接受的范围之内；当载波比小于n o 时， 载波的边频谐波与基频接近而有可能成为基波的子谐波，对电机运行产生很大影 响。因此在载波比分段时将n o 作为分界点，当载波比大于n o 时采用异步调制， 当异步调制的载波比小于n o 时进入分段的同步调制模式。这种分段方式较大限度 地提高可开关频率利用率，有效地减小了载波比切换次数从而较少了波形振荡， 代价则是增加了波形不对称区域的长度。两种分段方式在铁道牵引中都有采用， 主要是由负载的需求以及逆变器的p w m 调制策略决定。本文将对两种最常见的 p w m 调制策略，s p w m 和s v p w m ，的分段选择进行比较研究。 2 2 1 s p w m 调制中切换点的选择 正弦脉冲宽度调制( s p w m ) 是一种最常见的正弦逆变技术，其基本原理就 是按照冲量等效原理构成一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形来等效所需的正弦波 输出。电压波形的正弦化是s p w m 调制追求的首要目标，因此输出波形的对称对 s p w m 来说相当重要。有文献指出【2 】，在不考虑死区谐波影响的前提下，当载波 比n 的数值较高时，调制模式对波形的影响很小，异步模式下波形并未使波形有 明显的不对称。当n 的数值很小时，例如n 2 1 时，为了避免基波与调制波边频 谐波接近而发生跳动，调制波与载波必须同步工作。在逆变器开关器件有较大裕 量时，可以选择较大的n 值做切换分界，即较早的进入同步模式。表2 - 2 为本文 s p w m 实验中所使用的载波比分段，最高开关频率为l k h z ，最高调制频率为 1 5 0 h z 。 表2 - 2s p w m 载波比分段 1 a b l e2 2s e c t i o nd i v i d ef o rs p w m 调制频率f l h z载波比载波频率f c h z o 1 3 异步1 0 0 0 1 3 2 24 55 8 5 9 9 0 2 2 3 72 75 5 5 9 9 9 3 7 6 61 5 5 5 5 9 9 0 6 6 1 1 1 9 5 9 4 9 9 9 1 1 1 1 5 05 5 5 5 7 5 0 9 2 2 2s v p w m 调制中切换点的选择 电压空间矢量技术( s v p w m ，也称为磁通j 下弦p w m ，磁链轨迹p w m ) 是 从电机角度出发，着眼于使交流电机产生圆形磁场，及正弦磁通。它以三相对称 正弦电源供电时交流电机产生的理想磁链圆为基准，通过选择逆变器不同的开关 模式，使电机的实际磁链尽可能逼近理想磁链圆，从而生成s v p w m 波，达到较 高的控制性能【1 3 1 。图2 5 为逆变器输出的基本电压矢量。由图可知，整个复平面 被八个基本电压矢量分为六个扇区，每个扇区对应各自的电压波形，通过查找扇 区确定各矢量的切换顺序从而生成所需的s v p w m 波形。 l m 一 。，( 1 0 0 ) 图2 5s v p w m 基本电压矢量 f i g 2 5b a s i cv e c t o r so fs v p w m 比较s p w m 和s v p w m 的基本原理可知，s p w m 控制主要着眼于使逆变器输 出电压尽量接近正弦波，或者说，希望输出p w m 电压波形的基波成分尽量大，谐 波成分尽量小，因此s p w m 波形的对称性就显得相当重要：而s v p w m 控制的目 的在于使交流电机产生圆形磁场，按照跟踪圆形旋转磁场来控制p w m 电压，因而 s v p w m 控制对正弦波形对称性并没有十分要求，并且s v p w m 相比s p w m 输出 谐波更小，也很大程度上抵消了波形不对称带来的影响。然而当载波比n 特另u j , 时，例如n 9 ，波形不对称所引起的直流分量( o 序谐波) 就比较明显，这种直 流分量将对电机负载带来过励磁和损耗变大等不利的影响。 基于以上分析，我们得到如下结论：由于不同于s p w m 的控制目标且具有更 好的谐波特性，s v p w m 可以较大范围地使用异步调制，仅在载波比很低时进入同 步模式。表2 3 为本文s v p w m 实验中所使用的载波比分段，最高开关频率为l k h z ， 最高调制频率为1 5 0 h z 。 表2 - 3s v p w m 载波比分段 t a b l e2 3s e c t i o nd i v i d ef o rs v p w m l调制频率f 1 h zi 载波比 i 载波频率f c h z i l o 0 6 6异步 1 0 0 0 6 6 1 1 1 95 9 4 9 9 9 1 1 1 1 5 055 5 5 7 5 0 2 3载波比切换点电压突变的原因分析及解决方案 分段同步调制中载波比切换时，如图2 3 所示，载波频率将由前一阶段的最高 频率瞬间下降到相邻阶段的起始频率。载波比的跳变将可能引起三个问题：首先， 载波频率的大幅变化导致p w m 采样周期的突变，给p w m 发生器瞬时电压相位角 的准确计算带来困难，如果处理不当将造成基波电压相位的突变而引起较大的冲 击电流，给负载运行带来不利的影响。其次，当逆变器工作在切换频率点附近时， 输出频率的微小变化就有可能造成载波比的反复切换，从而导致波形振荡。另外， 切换前后载波频率减小会带来的边带谐波增大问题。与前两个问题相比，载波频 率减小带来的边带谐波在容许范围之内，故本文重点研究切换点电压相位突变问 题及避免切换振荡的切换点滞环区域设置问题。 2 3 1 切换点电压相位突变的原因及解决方案 用数字控制器产生p w m 波形是目前常用的控制方法。当载波比发生改变时， 采样周期的大幅跳变有可能使数字控制器在实时计算调制波相位角时发生错误， 从而导致电压相位的突变。本文以最常见且最具代表性的s p w m 为例，分析相位 角计算错误的原因并提出解决方案。 2 3 1 1 电压相位突变的原因分析 1 s p w m 波形的产生( 规则采样法) 常见的生成s p w m 脉冲的采样法有两种：自然采用法和规则采样法。自然采 样法是能确切反应正弦脉宽调制的原始方法，但计算过于复杂不适合微机实时控 制，因此一般软件产生s p w m 信号都使用规则采样方法采样。规则采样又分为对 称规则采样和不对称规则采样。两种采样方法原理类似，不对称方法结果更逼近 正弦但比对称规则采样计算复杂。本文的电压相位突变分析将以对称规则采样为 例。 如图2 6 为对称规则采样示意图。该方法以三角载波的负峰值作为固定采样时 刻，采样得正弦调制波上的采样电压值，即图中的d 点，采样电压为虬。在三角 载波上由甜。水平线截得a 、b 两点，从而确定了脉宽时间6 。这时，由于a 、b 两 点落在正弦调制波的两侧，因此减少了脉宽误差，所得的s p w m 波形也就比较准 确了。规则采样法的实质是用阶梯波来代替正弦波，从而简化了算法。只要载波 比足够大，不同的阶梯都很逼近正弦波，所造成的误差就可以忽略不计了。 在规则采样法中，三角载波每个周期的采样时刻都是确定的，都在正峰值或 负峰值处，不必作图就可以计算出相应时刻的正弦波值。例如，在对称规则采样 法中，采样值依次为ms i n c o , z ，ms i n ( q 乃+ z ) ，ms i n ( m t d + 2 1 ) ，o 因而， 脉宽时间和间歇时间都可以很容易计算出来。由图2 - 6 可得规则采样法的计算公 式。 u o r7 l u 2 u ! ad 彳孓nf。 | 。 o |t 叠入 矾| l 一 | 破 u o l 6 l 0 图2 6 对称规则采样法原理图 f i g2 - 6p r i n c i p l eo f r e g u l a t i o no f s a m p l e 脉宽时间 丁 艿= 2 ( 1 + ms i n c o , t ) 、,it7 间隔时间 万= 去( 互一死) 下面计算电压相位： 令三角波频率正弦波频率厂之比为载波比n ，因此有 1 冰l j 。南 = 红 ( k = o ，l ，2 ，) 式中k 为采样序号。所以 1 2 ( 2 - 1 ) ( 2 - 2 ) ( 2 3 ) ( 2 _ 4 ) c o t l = 2 z 纠万假= 等 ， 将式( 2 5 ) 代入式( 2 1 ) 得 万= 争譬 。2 石， 对数字控制器来说，在实时得到疋、m 、n 的值后，就可根据公式( 2 6 ) 实时计 算出s p w m 波的脉宽序列和脉宽时间。 2 裁游比切换时相付角的计笪问颢 图2 7 所示为理想中的载波比切换状态，在图中虚线处载波比由n 1 切换至 n 2 。理想情况下，切换前后脉冲序列的基波应为连续正弦，即s p w m 发生器的电 压相位不发生突然改变，此时实现了平稳切换。 姗嗣、 1 、 ， ， n 1n 2 、| 、 图2 - 7 理想情况下的载波比切换 f i g2 - 7i d e a lc a r r i e l - r a t i oc h a n g es i t u l a t i o n 由规则采样原理可知，s p w m 的相位是通过实时计算载波比及采样序列得来 ( 公式2 5 ) ，电压相位角q 在采样点的值为2 k a n ，k 为采样脉冲序列，每个采样 周期k 值累加1 ，当k 大于n 时判定电压进入下一个正弦周期，k 值置零。然而当 载波比切换时，采样频率突然变化，n 值有较大幅度的变化。此时通过公式2 5 计 算电压相位就有可能出现错误，引起电压相位跳变【1 7 】。举例说明： 比如在由载波比2 7 向1 5 切换时，若此时刻k 值为2 4 ，由公式2 5 计算切换 前相位角为2 x 2 4 2 7 ，切换后n 值变为1 5 ，程序默认此时相位大于2 x ，k 值归零， 相位为0 ，产生了明显的跳变。图2 8 为电压相位跳变示意图。由图中可以看出， 由于切换点n 的改变造成波形发生器对脉冲序列判断错误，相位产生了明显跳变。 ；，附矾( 1 、 n in 2 、 、l ，士，f7， i口 1 _ jl 1 3 图2 8 电压相位跳变不恿图 f i g2 - 8v o l t a g ep h a s ej u m p i nc h a n g ep o i n t 2 3 1 2 相位跳变改善策略 根据以上分析并结合工程应用的实际情况，本文提出两种解决电压跳变的方 案。 方案1 ：合理选择切换时刻 由公式2 5 可知，当相电压过零点，即采样序号k 为o 时，载波比的大小 对电压相位角的计算没有影响。也就是说，选择k = 0 时切换将不会对电压相位产 生影响，从而抑制了突变。此方案以不超过一个调制波周期的跳变时间延迟为代 价实现了消除电压相位跳变的目的，是工程应用中最常见的做法。 方案2 ：修正电压相位角计算方法 电压相位的突变，是由于公式q ：2 k 万n 中的突变造成的，如果在载波比跳 变时重新计算采样序列k ，使k 与成比例变化，则可以很大程度上补偿相位的改 变。k 值的计算公式如下，其中幻、m 和岛、m 分别为切换前后的脉冲序列号和 载波比。 2 k l 刀 一2 红万 l 2(2-7) 即 1n ，1 如2 茸毛 ( 2 8 ) 此时将计算得出的新的k 值作为修正后的脉冲序列赋值给控制器，相位角的 跳变将大大减小。仍以前例说明，在由载波比2 7 向1 5 切换时，若此时刻k 值为 2 4 ，切换前相位角为2 7 【 2 4 2 7 ，切换后n 值变为1 5 ，重新计算k 值得： ， 舷= * - - z 厩1 3 m 1 图2 - 9 为电压相位跳变示意图。由图中可以看出，由于k 与n 近似成比例的 改变，电压相位的跳变得到了较好的补偿。但是由于大部分情况下重新计算后的k 值为非整数，取整后的并不能完全补偿n 的变化，所以电压相位依然会有误差存 在。 1 4 烈 、 ，。 n 2 n 1 _ - 图2 9 修正后的电压相位跳变 f i g2 - 9v o l t a g ep h a s ej u m pa f t e rr e v i s e 通过对以上两个方案的分析我们知道，选择相电压过零点切换方案可以完全 消除电压相位跳变，但会造成一定的切换时刻滞后( 小于一个调制周期) ；修正后 的相位角计算方法可以很大程度上补偿相位跳变并做到实时切换，但相位角计算 仍然存在误差。对此，如果将两种方案折中使用，可以以达到既无相位角计算误 差又减小了切换时刻滞后的目的。 方案三： 由公式2 8 可知，相位角修正计算之所以会存在误差，是因为计算后的k 值大 部分情况是非整数，取整后不能完全补偿的变化。然而在一个正弦周期内存在 一些采样点，在这些点做相位角修正计算可以得到整数的k 值。如果选取这些点 为切换点即能保证相位的无跳变切换，又可以缩短切换滞后。对三相s p w m 来说， 由于同步阶段的载波比基本保持3 的奇数倍，所以正弦周期的0 ，2 z r 3 ，4 l r 3 都 是可以选择的切换点。例如载波比从2 7 向1 5 切换时，当幻取0 ，9 ，1 8 时，恕为 0 ，5 ，1 0 ，都为整数。选取这些点切换既保证了相位准确，又缩短了切换滞后时 间( 小于三分之一个调制周期) 。 总之，寻找合理的切换点或采用相位补偿算法是防止电压相位突变的有效方 法。根据p w m 脉冲调制方式的不同以及采样法选择的不同，切换点选择和相位角 计算的具体方法也随之不同，但基本思路是一致的。 2 3 2 避免切换振荡的切换点滞环区域设置 当逆变器工作在切换频率点附近时，输出频率的微小变化就有可能造成载波 比的反复切换，从而导致波形振荡。因此需要在切换点附近设置一定大小的滞环 区域以防止这种情况的发生。如图2 1 0 所示。 1 5 图2 1 0 切换点滞环区域设置 f i g2 1 0d e l a yl o o ps e tu p 2 4 高速区间同步调制模式对逆变器输出的改善分析 由于器件开关频率的限制，列车在高速区间的载波比会很低，有时会出现载 波比为3 乃至为1 的极限情况。同步调制的优点在于高速区间载波比较低时对逆 变器输出波形的改善。本节通过对三相p w m 电压输出的理论推导，分析了高速区 间同步模式对逆变器输出的改善原理和载波比一般取3 的奇数倍的原因。并通过 m a t l a b s i m u l i n k 仿真对理论推导进行了验证。 斛八八八八 川w 似驯 图2 1 1s p w m 示意图 f i g2 - 11d i a g r a mo fs p w m 图2 - 1 1 所示为二阶s p w m 波形生成的示意图，图中三角载波的数学方程式可 表示为如下形式： 心2也心础叫等也2 栅万铆2 础砌 ( c o o t - 2 万尼) 1 2 u ，c 一以，2 万尼 c o t 2 万七+ 万 石 k = o ，1 ，2 ， 正弦调制波的方程式为 u ，= 虬s i n ( c o s t - q ，) 1 6 ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) 令调制度为m ，载波比为n ，则二阶s p w m 波的时间函数为： r。，i 2 石( 七“) 一三( 1 + m s i n ( q f 一纠) e 吖1 2 疵肖，二s ；哪例2l 、 、5 7 i 2 x k + 至( 1 + m s i n ( q f 一纠) 一e 皱一 2 、一“ 【 ( 2 七一j 1 ) 万+ 三m s i n ( 咄刊 ( 2 k + i 1 ) 万一三m s i i l ( 纵刊 。肼睁露+ 争万一三m 如c 妒力 【s ( 2 七一1 ) 石 ( 2 1 9 ) 假设m 为相对于载波的谐波次数；n 为相对于调制波的谐波次数。则s f 可展 开为双重傅立叶级数表达式： 跖= 拦蚴郇箍。军衅警，一力 + 慧盖罕哼力噬力一嘲一喇 强盖擘蛘力龇主力一螂一。， 分别将矿：0 ，9 ：2 ，r 3 ，9 ：4 l r 3 代入式( 2 2 0 ) 即可得到a 相、b 相和c 相的电流开关 函数表达式s f 、s f 和题，从而得到式( 2 1 8 ) 中所示逆变器传递函数。式( 2 2 1 ) 为 逆变器的三相交流电流表达式，将其与由开关函数表示的逆变器传递函数代入式 ( 2 1 8 ) 得到直流端电流的表达式如式( 9 ) 所示。 乞= 乞s 试q f 一万) i 毛= ls i n ( c o ，t - 2 x 3 一万) 毛= i os i n ( c o s t 一4 x 3 一万) j ( 2 - 2 1 ) 将( 2 2 1 ) 、( 2