（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的pwm加相移控制的双向dcdc变换器.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t a b s t r a c t b a s e do nt h ep w mp i u sp h a s e - s h mc o n t r o i ( p p sc o n 仃o i ) b i d i r e c t i o n a ld c d cc o n v e r t e r t h ed s pc o n t r o l l e d5 k wp p sb i d j r e c t i o n a ld c 国cc o n v e n e rj sd e s i g n e d i n c h 印t e fo n e ，t h e 印p l i c a i i 。na n db a c r o u n d o fb i d i r e c t i o n a ld c 肪c i n 仃o d u c e d s o m ek i n d so fb j d i f e c t i o n a ld c d cc o n v e f t c ra r ei n 圩o d u c e d t h e t y p i c a lt o p o l o g ) to f p p sc o n 廿o lb i d i r e c t i o n a ld c ，d cc o n v e r t e ra r ei n t r o d u c e d c o n v e n e rl s p r i n c i p 】ea n d i nc h 8 p t e r 铆o ，出eh 绝hp o w e rp p sb i d i r e 州o n a ld c d cc o n v e r t e rt o p o l o g yi st e s 钯d ，n l e g e n e r a n o l l so f t h ep w mp l u sp h a s e s h mf a m i l yi se x p la i l l e d t a k e na sa ne x 咖p l eo f t l _ l ef 孤m y m eo p e r 甜i o np 打n c i p l e sa n da n a l y s e so fo n e p a r t i c u l a rc o n v e n l 圩a r ej 1 1 u s 饥拄e d ，r e s p e c t j v e j y b a s e do nt h ep p sb j d i r e c t i o n a ld c d cc o n v e r t e rs w i t c h i n gi o s sm o d e l ，t h es w t c h i n gl o s si s c o m p a r e dw i t hd i 圩e r e n ts w i t c ha n dd i 毹r e n ti n p u tv 0 1 t a g e 丁h er e s u l ls h o w st h a tt h et o p 0 1 0 9 yc a n b 。印p l i e di nt h e h i 曲p o w e r b a s e do ns u i t a b i es w i t c ha n ds u n 曲i ei n p 试v o l t a g e i nc h a p t e rt 1 r e e ，廿i ec o n 仃0 1s t 豫t e g yi sd e s g n e db a s e do np p sb i d i r e c 缸o n a ld c ，d c c o n v e r t e rp r i n c 巾1 ea n ds m a l ls i g n a ld y n a r n i cm o d e l b a s e do nt 1 1 et r a n s f e r 如n c n o n ，m ec l o s el o o p c o n t r 。lm o d ej sd e s i g n e d i nt h ec l o s ej o o pc o n n d i ，t h ep ic o m p e n s a t e dp a r a m e t e ri sd e s i g n e d ，t h e s v s t e mi sr o b u s t i nc h a p t e rf o ut h ed s pc o n t r 0 ip p sb f d j r e c 订o n a ld c d cc o n v e r t e rp 唧o t y p ep a r 蜘e t e ri s d e s i g n e d t h eh a r d w a r ed e s i g ni n c l u d e s ：l h em a i nc i r c u l t ，t h ed r i v ec i r c u i t p a r 枷e e lt h e s o n w a r e 玎0 wc h a ni sd e s i g n e d k e y w o r d s ：p p sc 孙r r r o l ，s w i t c hl o s sm o d e i ，b i d i r e c t i o n a ld c d cc o n v e r t e r ，c l o s el o o p c o n t r o jm o d e l 浙江大学硕：l 学位论文第一章绪论 第一章绪论 1 1 双向d c d c 变换器的原理和应用f 2 】，吼f 4 】 5 】， 6 】 双向d c d c 变换器是一种能够实现能量双向流动的d c 仍c 变换器。可以通过双向 d c ，d c 变换器实现高效率和可控的能量双向流动。主要用在燃料电池、电动汽车、移动发 电系统、太阳能光伏电池和逆变器等需要控制和传递双向流动能量的场合。图1 1 是坝向 d c 仍c 变换器的原理图。v l 和v 2 是两个直流电压源，通过改变电流的方向改变能量的传递 方向。双向d c 仍c 变换器有两个工作模式，芷向工作模式和反向工作模式。 图1 1 双向d c 仍c 变换器的原理图 取向d c d c 变换器工作在正向模式，如图1 2 所示，能量从v 1 传到v 2 ，电流1 1 小 丁零，电流1 2 大予零。 正向工作1 1 o 图l 一2 双向d c d c 变换器正向工作模式 双向d c ，d c 变换器工作在反向模式，如图卜3 所示，能量从v 2 传到v 1 ，电流i 大于零，电流1 z 小于零。 反向工作i i o1 2 ( o 囊囊睡能量 图1 3 双向d c 仍c 变换器反向工作模式 图1 4 是双向d c 月) c 变换器在未来家庭分布式供电系统中的应用吐双向d c ，d c 变 换器提供了后备电池和电压母线之间的能量双向传输。3 相电压经过整流和功率因数校正 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 后，得到直流母线电压。直流母线电压经过双向d c 仍c 变换器连接到后背蓄电池。电网正 常时直流母线经过双向d c d c 变换器对后备电池充电。电网掉电时，后备电池通过双向 d c d c 变换器提供负载所需能量。 1 1 0 v0 v + 1 1 0 v 直流母线 图1 - 4 双向d c 仍c 变换器在未来家庭分布式供电系统中的应用 圈l 一5 是双向d c 肪c 变换器在移动发电系统中的应用【2 1 。双向d c d c 变换器提供了 蓄电池和电压母线之间的能量双向传输。双向d c 佃c 变换器可以实现电压母线对蓄电池的 充电，也可以实现蓄电池对电压母线的放电。 图1 5 双向d c d c 变换器在移动发电系统中的应用 2 浙江大学顽士学位论文 第一章绪论 图1 6 是双向d c 皿c 变换器在u p s 系统中的应用【3 】o 双向d c 仍c 变换器提供了蓄 电池和市电整流后的直流电压母线之间的能量般向传输。双向d c 仍c 变换器可以实现电压 母线对蓄电池的充电，也可以需要时通过蓄电池对电压母线的放电。根据不同情况， 3 5 0 v d c 4 5 0 v d c 可以对蓄电池充电。蓄电池也可以对3 5 0 v d c 4 5 0 v d c 放电。 图1 6 双向d c d c 变换器在u p s 系统中的应用 由于汽车尾气、噪声对城市环境的污染，电动汽车成为解决这一问题的方案。图l 一7 是敢向d c ，d c 变换器在电动汽车驱动系统中的应用【4 2 】。电池通过双向d c 册c 变换器和 p w m 逆变器后驱动三相电机。这样汽车在刹车或减速时，多余的能量可以回馈给电池。电 池在汽车加迷或过载时提供所需能量。 蓄电 l 双向直流 p w m 变换器 逆变器 图l - 7 双向d c ，d c 变换器在在电动汽车驱动系统中的应用 1 2 双向d c d c 变换器的回顾 双向d c d c 变换器可以分为硬开关和软开关两大类。根据应用场合不同，又可分为大 功率和小功率场合。下面介绍双向d c ，d c 变换器在大功率场合应用的典型拓扑。双有源桥 3 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 双向d c d c 变换器1 1 1 】，1 1 2 1 1 1 3 1 ，1 1 4 w 5 1 是一种在大功率场合应用较多的双向d c d c 变换器。 y 1 高频逆姗 整流器 r 高频整流器 逆始 v 2 图1 7 双有源桥双向d c d c 变换器 图1 - 7 是双有源桥双向d c - d c 变换器。在双有源桥双向d c d c 变换器中，隔离变压 器两侧的电压型变换单元产生频率相同的对称方波，通过控制两个方波的相位关系来控制传 输功率的大小和方向，变换器用移相控制。当左边变换单元产生的方波相位超前右边变换单 元产生的方波时，能量正向传输。当右边变换单元产生的方波相位超前左边变换单元产生的 方波时，能量反向传输。漏感h 是能量传输的重要元件。称为双有源桥双向d c - d c 变换器。 l 圈1 8 双有源桥双向d c d c 变换器原理图 图1 - 8 是双有源桥双向d c d c 变换器原理图。v 8 b 和v c d 是频率相同、占空比都是o 5 的方波。漏感l ，是能量传输的重要元件。方波电源v 曲的相位超前于方波电源v c d 能量从 直流源v l 传输到直流源v 2 。反过来，如果方波电源v 口韵相位超前于方波电源v 。b ，能量 则从直流源v 2 传输到直流源v l 。变换器主电路无需增加辅助元件，就可实现软开关，这是 其优点。但当输入输出电压幅值不匹配时，变换器电流的应力和有效值会大大增加。其效率 会受到输入电压和输出电压变化的影响。 4 浙江大学硕士学位论文 第章绪论 v 相移 广1 i 啪 8 仁爵皇 止：订 c 3 l 曲4 纠1 。8 3 1 嗌2 = v 3 r y l n 、 i 1 d 础l 也l 卜一 l 。卜爵! ：吨1 = “沿： 4 一v 4 r 彗 l c 一 图1 9一种双有源桥双向d c d c 变换器 图1 9 1 “1 是一种双有源桥双向d c d c 变换器。开关s 】、s 2 互补工作，开关s ，、s 。 也是互补工作。占空比都是o 5 。开关s i 、s 3 有一定的相移角度。s l 领先s 3 时，左边半桥 相位超前右边半桥。s 。落后s 3 肘，右边半桥相位超前左边半挢。通过相移实现能量双向流 动，当左边半桥相位超前右边半桥，变换器工作在正向模式。当右边半桥相位超前左边半桥， 变按器工作在反向模式。变换器可以实现软开关。这是在双有源桥双向d c - d c 变换器的一 个电路，它有不需辅助开关即可实现软开关的特点，可以达到较大功率。但是输入和输出电 压变化较大时，会造成电流应力加大和效率降低。 1 3p p s 控制双向d c d c 变换器的原理m 刚：4 腑2 6 脚】，【2 8 】 v l bd 图1 - 1 0p p s 控制的双向d c ，d c 变换器 图】- 1 0 是p p s 控制的双向d c 仍c ，1 2 3 】 ，口5 】，【2 6 】- 2 8 变换器。开关m 】、m 2 互补工作 5 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 开关m 3 、m 。也是互补工作。开关m l 与m 3 有相位差。同时开关m 1 的占空比是一个可调节 参数。漏感l ，是能量传输的器件。所以p p s 控制的双向d c d c 变换器在传统移相控制的 农向d o d c 变换器的基础上，增加了占空比的控制。这使它可以工作在输入电压和输出电 压变化较大的场合。软开关范围也比传统移相控制的双向d c ，d c 变换器增大。 l r 图1 1 l移相控制的概念图 图1 - 1 1 是移相控制的双向d c 册c 变换器概念图。在移相控制的双向d c d c 变换器中 开关的占空比是固定不变的o 5 ，电感l 。是能量传输器件。占空比是0 5 的方波电源v “的 相位超前于占空比是0 5 的方波电源v 。d 能量从直流源v 。传输到直流源v 2 。反过来，如 果占空比是o 5 的方波电源v c d 的相位超前于占空比是o 5 的方波电源v 。b ，能量则从直流源 v 2 传输到盲流源v l 。当等效输入电压v “幅值不等于等效输出电压v 。d 幅值时变换器的 电流应力和电流有效值变大，变换器传递无功也增大，这些都增大了变换器的电流应力和通 态损耗。图1 一】2 是等效输入电压v a b 幅值小于等效输出电压v c d 幅值时移相控制的原理波形 圈。 v 。o v v “ l ii il j u t ， 、 图1 - 1 2 移相控制的原理波形( v n v “) 6 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 图1 1 3 是p w m 加移相复台控制双向d c d c 变换器的概念图。占空比的p w m 控制相 当于在等效输入电压v a b 和等效输出电压v c d 加入了一个电子变压器a v 。b 和v c d 的幅值有较 大变化时，占空比也随之变化。 v c d 图1 1 3p p s 控制的概念图 蚓】1 4 是p w m 加移相复台控制烈向d c d c 变换器的原理波形图。与移相控制相比， 由于加入了占空比的调节作用。工作在输入电压变化范围较大时仍然可以满足软开关条件。 软开关范围比移相控制的双向d c 仍c 变换器增大。在同样的输入输出电压范围内，电感l i 的平均电流应力比移相控制的双向d c 仍c 变换器小。p w m 加相移复合控制可以减小变换 器的电流庇力和电流有效值。因此变换器的效率可以提高。 v a b v c d v 女一v c d 1l1 v 】1 n v ，1 d = 如。v 。i i t ：v ，一n 寸， n v 2 n v 2 卫-且 可 ，i 厂一 ，：y ： 图1 1 4p p s 控制原理波形 7 浙江大学硕十学位论文 第一章绪论 1 4p p s 控制双向d c d c 变换器的拓扑p 3 】j m 4 1 p p s 控制双向d c d c 变换器可以有三类变换单元组成。这三种变换单元是由晟基本的 双向d c d c 变换器得出。图i 1 5 是三类变换单元：变换单元a 、变换单元b 、变换单元c 的一些电路拓扑。当有这三类变换单元组成p p s 控制双向d o d c 变换器时，所选取的两个 电路拓扑必须是不同类的。同类的电路拓扑不能构成p p s 控制双向d c 肥c 变换器。 d o s 1 aa 类变换单元 bb 类变换单元 v 1 v a cc 类变换单元 图1 1 5p p s 复台控制双向d c 仍c 变换器a 、b 、c 三类变换单元 p p s 控制双向d c ，d c 变换器可咀分为非隔离p p s 复合控制双向d c d c 变换器的和隔 离的p p s 复合控制双向d c d c 变换器。图卜1 6 是非隔离p p s 复合控制双向d c 脱变换器。 由于占空比和移相角的复合控制，c e l l i 和c e l li i 是不同类的单元。在非隔离p p s 复合控制 双向d c ，d c 变换中，电感l 是能量传输的元件。在变换器工作中，通过改变两个变换单元 之间的相位来调节两个直流电压源之间的功率传输大小和方向；通过改变开关器件的占空比 来调节丽个方波电源的电压幅值，使得它们正负幅值分别相等，从而减小变换器电流压力和 拓宽软开关范围。当c e l i i 开关相位超前于c e l l i i 时，能量从直流源v i 传输到直流源u ； 而当c e i ii i 开关相位超前于c e l li 时，能量从直流源v 2 传输到直流源v l 。 8 蔓矗 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 v l 图1 1 6 非隔离p p s 复合控制双向d c 仍c 变换器 图l 一1 7 是隔离p p s 复合控制双向d c ，d c 变换器。在隔离p p s 复合控制双向d c ，d c 变 换器中，隔离变压器的漏感( 或外加串联小电感) 是变换器能量传输控制的重要元件。由于 占空比和移相角的复合控制，c e i i1 和c e i ii i 是不同类的单元。在隔离p p s 复合控制双向 d c d c 变换中，隔离变压器漏电感是能量传输的元件。通过改变两个变换单元之间的相位 来调节两个直流电压源之间的功率传输大小和方向。通过改变开关器件的占空比来调节两个 方波电源的电压幅值，使得它们上e 负幅值分别相等，从而减小变换器电流压力和拓宽软开关 范围。当c e l li 开关相位超前于c e l l1 i 时，能量从直流源v l 传输到直流源v 2 ：而当c e i l i i 开关相位超前于c e l l i 时，能量从直流源v 2 传输到直流源v 】。 v 图1 - 1 7 隔离p p s 复合控制双向d c 仍c 变换器 以下是几种p p s 复合控制取向d c ，d c 变换器。图1 1 8 是一种非隔离p p s 复合控制双 向d c ，d c 变换器。图1 1 9 是两种隔离p p s 复合控制双向d c d c 变换器。 三一 i 一一一一一一一_ = j b 李- r 十十翻 一 j 图卜1 8 种非隔离p p s 复合控制双向d c 仍c 变换器 lic e l lj i a 隔离p p s 复合控制双向d ( ： ) c 变换器i 9 浙江人学硕士学位论文第一章绪论 ! m - 一； m 兰吲： ；b上aj ：l i 士 li l b 隔离p p s 复合控制双向d c ，d c 变换器l i 图l - 1 9 隔离p p s 复合控制双向d c d c 变换器 1 5 本文选题意义与研究内容 本文主要研究p p s 复合控制双向d c 府c 变换器在大功率中的应用，在前人的基砒上开 发大功率的p p s 复合控制双向d c 仍c 变换器。 主要工作如下： 大功率p p s 复合控制双向d c ，d c 变换器的主电路方案的确定。 大功率p p s 复合控制双向d c ，d c 变换器的控制系统设计。 主电路和控制电路设计。 样机的开发。 1 0 浙江大学硕士学位论文第二章p p s 控制双向d c 毋c 变换器的开关损耗分析 第二章p p s 控制双向d c d c 变换器的开关损耗分析 2 1 变换器开关损耗的数学建模m 1 黝2 1p p s 控制双向d c ，d c 变换器主电路图 图2 1 是一种p p s 控制双向d c d c 变换器。m 驱动脉冲和m 2 互补，鸠驱动脉冲 和峨互补。m 。和们，的占空比为d 。 其中d = 等坞是输出电压，k 是输入电压。 首先分析这种变换器的丁= 作原理。首先作如f 假设： 变换器已经达到稳态工作 m o s f e t 看作为理想开关并联着体内寄生二极管及寄生电容 l 是变压器t 的漏感与外加串联小电感的总和 变压器t 的激磁电感厶，电感值足够大，因此激磁电流很小 输出电感厶的电感值足够大，其电流纹波很小 ( 7 1 、c 7 2 和c d 的电容值足够大以至于它们两端的电压纹波很，| 、 o l 、q 2 和c c l 与电感l 的谐振频率远低于变换器的开关频率 在正向工作模式下，能量由直流源k 传到直流源k ，m 驱动脉冲超前 如，鸩驱 动脉冲超前螈tm 和鸩的占空比为d 。 其中。= 等k 是输出崛k 是输入电压a 整个开关周期被分为8 个阶段，每个阶段不参与工作的部分用淡色画出。 图2 - 2 是正向模式的备阶段等效电路图。 浙江大学硕士学位论文 第二章p p s 控制双向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 v 睦刍鲴 一荩 函匹 | b 区t 霞羔3 呸二塾望! ： l 一 二m l ，l 1 ： 1 | 澄瞄堂：2 i 匝! 竺兰兰：产“譬： ：壁：! 1 ：= =丁 睦奎一 s t a g e 6 ( t r t 6 ) 浙江大学硕士学位论文 第二章p p s 控制双向d c 巾c 变换器的开关损耗分析 图2 2 变换器正向工作模式等效电路图 s t a g e l ( 气) ：在乇之前，肘4 被关断，m 导通。漏感厶中电流是正的。与 毛并联的 电容被放电，与 并联的电容被充电。到了f 。时刻坞两端电压为零其体内二级管导 通，这样m j 可以实现零电压开通。由于p p s 控制加入了占空比的控制在输入电压和输出 电压变化时，这阶段漏感厶中电流始终不变。 s t a g e 2 ( - f 2 ) ：f 。时亥4 m 关断。与m 并联的电容被漏感电流毛线性充电，与们j 并联 的电容被漏感电流t ，线性放电。到了时刻，鸩电容被线性放电完毕t 其两端电压为零。 s t a g e 3 ( r 2 ) ：f 2 时刻，鸩体内二级管导通，这是坞实现零电压开通。 漏感慨一变化粹鲁= 益学 其中n 是变压器变比，】是电容c t l 上电压，圪2 是电容c 旺上电压，吃】是电容c c l 上电压，厶是漏感。 s t a g e 4 ( f 3 - f 4 ) ：时刻屿关断。与 以并联的电容被充电，与j ：l 毛并联的电容被放电。 到了乙时刻，肘j 电容被线性放电完毕，其两端电压为零。 s t a g e 5 ( ，4 - ) ：由于p p s 控制加入了占空比的控制，在输入电压和输出电压变化时，这 阶段漏感厶中电流始终是不变的负值。时刻 厶电压为零，其体内二极管导通，这时m 。 浙江大学硕士学位论文第二章p p s 控制取向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 实现零电压开通。 s t a g e 6 ( ，) ：f 5 时刻m 2 关断。这时漏感厶中电流是负值。与m 并联的电容被漏感电 流f ，。放电，与鸩并联的电容被漏感电流t ，充电。到了名时刻，埘- 电容被线性放电完毕， 其两端电压为零。 s t a g e 7 ( f 6 一f 7 ) ：f 6 时刻，m 1 体内二二极管导通，这时蝎实现零电压开通。 漏感电飘变化髓鲁= 学 s t a g e 8 ( ，一f 8 ) ：0 时刻 九关断。与 厶并联的电容被充电，与坞并联的电容被放电。 商到f 8 时刻 以两端电压为零。 i l 广 jl ! 、 。 1 v ， l ，i v 1 、 ： 1 v 一 ， ， lv 、 ， k l 一一1 1 ；n ； r ，in 杪l 飞 一 lj i l jk一一j i 已_ 一 一上 ，i li 、i 一1i iil j illi o i 图2 - 3p p s 控制双向d c 他c 变换器波形圈 图2 - 3 是变换器正向模式时的工作波形。 1 4 ：； 址 浙江大学硕士学位论文第二章p p s 控制双向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 ，、：、，、。分别是m 、m s 、m 一的驱动脉冲。 咏，、屹吐、，、。分别是m 、坞、鸠的漏源电压。 0 ，、0 ：、0 ，、砒。分别是流过m 、 如、吖，、 幺的电流。 屯l 是流过漏感电流，屯”t 1 3 、t l ，、t 1 7 是、屯、毛、f ，时刻漏感电流值。 下面分析开关m ，在一个周期中开通和关断瞬间的波形。其波形如图2 4 所示。 v g s l v d s l v d l 1 m 1 1 d l 卜卜庐叫 t d e ad 1 2 “。，r j y ， j t ：t f y t _ s d 一l 附 ；：，n 土一 * 一。 ! t - 爪孟l 图2 4m 1 开通和关断瞬间的波形 在图2 - 4 中，吃是开关m 的驱动脉冲，吃l 是开关m 漏源电压，】是m l 反并联 二极管的电压波形，0 l 是开关m 的电流波形，l 是开关m 反并联二极管的电流波形。 乃。为m 1 体内二极管的导通时闻。瓦2 为m 和鸩间的死区时间。 由于开关工作在z v s 开通，所以开通损耗是零。整个开关损耗包括开关的导通损耗和 关断损耗。以开关m ，为例，计算其通态损耗和关断损耗 2 1 1 m 通态损耗，。的计算 m 的通态损耗吃。包括m 的通态损耗岛1 0 和m 反并联二极管的通态损耗 p m o n 。 】( = l o + 易1 d ( 2 一1 ) 浙江大学硕士学位论文 第二章p p s 控制双向d c d c 变换器的开关损耗分析 m 的导通时间是，。到，其等效电阻为 从f 。到f o ，m 流过电流 ：t 一盟当掣( 2 2 ) 从，。到f 】，m 】流过电流 ：“+ 盟当型望竺型! ( 2 3 ) 所以m 。的通态损耗是电流流过其通态电阻产生的损耗。 ：雌。：叫 由式( 2 1 ) 、f 2 2 1 、( 2 3 ) 、( 2 4 ) 可以得m f 的涌杰榀耗 。 一l 鸺印矗：3 一粼肾矿。0 2 2 8 墨圩一t 。，+ 础叩：2 f ，：) 6 “一夏丐i 万一 毒咝塑建堂堂雩垒竺燮塑! 痧 2 4 矿l 2 彤 毛地型堡坚堕豢雾塑塑塑型型矿 2 4 一2 7 w + 壶堕黑掣矿 极管的导通时间是“到z ，也就是死区时间瓦“1 2 减去下降时间02 ，m 】反并联二 极管的通态损耗是这段时间内电压和电流的积分，可按下式计算 昂。，= r o ( f ) 础 ( 2 5 ) 其中：二极管流过电流乞 ：，+ 唑坐垡星( 2 6 ) 工1 二极管两端电压屹 = 屹o + 砜( 2 7 ) 由式( 2 5 ) 、( 2 - 6 ) 、( 2 - 7 ) 可以得到二极管的通态损耗昂l 。 1 6 浙江大学硕士学位论文 第二章p p s 控制双向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 dl ( o 船r z 辄，1 2 1 丝巧矿b j 2 ，2 一l 】2 k k 。胂，2 + 6 巧矿耐1 2 ) “1 2 矿l 2 r 一】( 一1 2 k ，：矿奶：+ 4 骈矗：3 + 6 妒巧二2 ) + 西孑f f 一 ；二! 兰- ：刀嘎巧。码+ 够：刀嘎码+ 6 协厢强“n 2 2 _ 1 2 屯：凇脚嘎r r ：+ 研觚础舅) 。 1 2矿l 2 7 _ r + 老盥譬掣矿 2 1 2 m 关断损耗，。的计算 i m l 。n b 图2 5 j 关断时刻等效电路 图2 - 5 是m 关断时刻等效电路，这时m 3 处于导通状态，蛆处于关断状态。 一关断 对，假设梳过m 主管的电流线性下降，经过下降时间幻下降到零。蝎和鸩并联电容线 性充放电。 肘- 主管流过电流线性下降，经过下降时间k 后下降到零，k ( f ，) 是m 关断时的电流。 f 。( f ) ：f m ( ) 一亟盟， ( 2 8 ) ，2 m 】电流，。0 ) 和流过a 4 并联电容c d s l 的电流k ( r ) 与流过 ，2 并联电容c d s 2 电流 t 。( f ) 之和等于电感厶电流。 f m l ( f ) + f c 女1 0 ) + f c 女2 ( ，) = tj ( 0 ( 2 9 ) m 并联电容流过电流等于其两端电压的变化率与电容值的乘积。 ( 2 一l o ) m j 并联电容流过电流等于其两端电压的变化率与电容值的乘积。 1 7 浙江大学硕士学位论文 第二章p p s 控制双向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 ) = 巳，警 ( 2 刈) m ，并联电容两端电压与m 2 并联电容两端电压之和等于输入电压。 i 么1 + 1 ，出2 = k ( 2 1 2 ) 由( 2 7 ) 到( 2 1 2 ) 可得腻的电压 ，= 学 c ：邗， m ，关断损耗 2 l 。 。j i ，l ( f ) o m ( ，瑚( 2 一1 4 ) 由式( 2 _ 8 ) 、( 2 - 9 ) 、( 2 - 1 0 ) 、( 2 1 1 ) 、( 2 1 2 ) 、( 2 1 3 ) 、( 2 1 4 ) 可以得出 4 的关断损耗为 2 1 3 总开关损耗b 。，。的计算 以的开关损耗可表示如下： 匕l = 匕i ( + l n f ( 2 1 5 ) 同理可以得到) l 以和的开关损耗易，和。 p ：= 气m 十p m m 口 p “i = p t c o q 七p m 4 0 f f ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) 彳2 的开关损耗匕2 和m 的开关l 损耗相同。 ：= ( 2 一1 8 ) 所以总的开关损耗是各个开关损耗之和。 b w 删= 2 l + 3 + 毛4 ( 2 1 9 ) 2 2 变换器的主电路设计和选择 本节根据不同输入电压等级( 4 2 v 3 8 0 v ) 和不同类型的开关器件( m o s f e t l g b j r ) 1 8 紫 浙江太学硕七学位论文 第二章p p s 控制取向d c ，d c 变换嚣的开关损耗分析 把主电路的设计分成了四个不同方案。通过比较四个设计方案，选择了一种合适的设计作为 样机的主电路结构。表2 1 是四个电路方案的比较。 ：；镊k 压并壹出f 嚣，唇 。e ：j 6 ，7 e ，j 表2 1 四个电路方案的比较 在以前研究成果的基础上，r 制输入和输出电压等级在4 2 v 和3 8 0 v ，传输功率在 l k w 5 k w 范围内的双向d c d c 变换器。通过m a t h c a d 建模分析电路的效率，选择合适的 电路拓扑和开关器件。 2 2 1 电路方案a 电路如图2 6 所示。其中输入电压4 2 v ，输出电压3 8 0 v ，们，m ，器件m o s f e t ， 以 膨。器件i g b t 。 图2 6 电路方案a 仿真电路参数如下： 输入电压v l ：4 2 v 输出电压v 2 习8 0 v 开关频率f - 1 0 0 k h z 占空比d ：0 5 最大输出功率p = 5 k w 1 9 浙江大学硕士学位论文第二章p p s 控制双向d c 变换器的开关损耗分析 变压器变比：皇堕：o 0 5 5 ，、 移相角 = 三 变压器漏感厶：! ! ( ! 竺堡三坚二：型：竺2 二! 坚：j厶：8 2 6 8 。1 0 e 圩 变压器漏感厶= 二l 1 二_ 二上厶= 8 2 6 8 1 0 “圩 1 8 疗。p 仿真器件参数如下： 主开关管mm 2 ( 8 管并联) 型号s p l 8 0 n 1 0 l 最大电压v d s s = 1 0 0 v 导通电阻r d s o n = 0 0 1 4 q 最大电流i d = 8 0 a 下降时间t 仁2 0 n s 输出电容c o s s = 6 4 0 p f 主开关管m ，、4 ( m j 并联1 0 0 0 p f 电容) 型号b s m 5 0 g a l l 2 0 d n 2 最大电压v c e = 1 2 0 0 v 通态压降v c e s a # 2 ，5 v 最大电流i c = 7 8 a 下降时间t 仁7 0 n s 输出电容c o s s - 5 0 0 d f 首先分析正向工作模式 开关m l 、 彳2 在正向输出5 k w 时的m a t h c a d 仿真电流波形如图2 7 所示。正向输出 5 k w 时，开关m l 、埘2 峰值电流是3 0 5 a 。 li ll ? l ， 图2 - 7m l m 2 正向输出5 k w 时m 日1 1 1 c a d 仿真电流波形 开关坞、 厶在正向输出5 k w 时m a t h c a d 仿真电流波形如图2 8 所示。正向输出5 k w 浙江大学硕士学位论文第二章p p s 控制双向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 时，开关坞、峨峰值电流是3 0 a 。 q 二j 二_ 十二 l 二，i _ j 。十一一 7 = 。“一一+ 一一 二，+ ， 图2 _ 8m 3m 4 正向输出5 k w 时m a t h c a d 仿真电流波形 开关m 的通态损耗和关断损耗随输出功率的关系( m a t h c a d 仿真) 如图2 9 所示。随 着输出功率的增加，肘，的通态损耗和关断损耗不断增加。正向输出功率5 k w 时， 以的通 态损耗为8 08 w ，m 的关断损耗是1 6 6 w 。 以的通态损耗占据了其开关损耗的绝大部分。 m 1 耗w p m l o r p p m l o f l m k 玉艺 图2 9m 1 通态损耗和关断损耗随输出功率的关系( m a t h c a d 仿真) 所有器仲总的通态损耗和关断损耗( m a i h c a d 仿真) 如图2 1 0 所示。随着输出功率的 增加，所有器件总的通态损耗和关断损耗不断增加。在正向输出功率5 k w 时，所有器件总 的通态损耗为】9 4 5 w ，所有器件总的关断损耗是3 9 9 w 。可见所有器件总的通态损耗占据 丁其开关损耗的绝大部分。 p o n l 口- p o m 所有开差的j 匝寿捐耗和关断损耗 一1 -+ 图2 1 0 所有器件总的通态损耗和关断损耗随输出功率的关系( m a m c a d 仿真) 2 l 。 嚣 浙江大学硕士学位论文第二章p p s 控制双向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 5 k w 时各个开关损耗分布( m a t l l c a d 仿真) 如图2 - 1l 所示。从左至右，依次为开关朋 幔、 j 、肘。的通态损耗、关断损耗、开关损耗。以m 为例，通态损耗是8 0 8 w 关断 损耗是1 6 6 w 开关损耗是9 7 4 w 。所以通态损耗占据了8 0 左右。同样可以看出，m 2 、托、 她的损耗分布中，各自的通态损耗占据大部分。在这种情况下，m 肘2 通态损耗远大于 其关断损耗。m 4 的损耗是 毛损耗的5 倍。m 且如的损耗比坞 以的损耗大得多。 图2 1 15 k w 时开关损耗柱图( m a t l l c a d 仿真) 接着分析反向丁作模式 闰2 - 1 2 是m lm 2 反向输出5 k w 时m a m c a d 仿真电流波形。反向输出5 k w 时，开 关m 1 、鸩峰值电流是3 0 5 a 。 1 ， z 自# ； 涟 ： z 雕 ，f ； 图2 1 2m 】m 2 反向输出5 k w 时m a m c a d 仿真电流波形 图2 - 1 3 是m 3 、m 4 反向输出5 k w 时m a t h c a d 仿真电流波形。反向输出5 k w 时 开关m 3 、 以峰值电流是3 0 a 。 r j j ! 。? i | = 。： ， 图2 1 3m 3m 4 反向输出5 k w 时m a t l l c a d 仿真电流波形 浙江大学硕士学位论文 第二章p p s 控制双向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 图2 1 4 是反向时m 开通损耗和关断损耗随输出功率的关系( m a 廿1 c a d 仿真) 。 随着输出功率的增加，m 的通态损耗和关断损耗不断增加。反向输出功率5 k w 时，m ：的 通态损耗为7 77 w ， 一的关断损耗是1 6 5 w 。可见m 的通态损耗占据了其开关损耗的绝 大部分。 p m h m ( p ， p m l o ( p ) - 一 ，| 呵：= 上一1 一一叶。 图2 1 4 反向时 以开通损耗和关断损耗( m 劬c a d 仿真) 图2 1 5 是反向时总的开通和关断损耗随输出功率的关系( m a 也c a d 仿真) 。随着输出 功率的增加，所有器件总的通态损耗和关断损耗不断增加。在反向输出功率5 k w 时，所有 器件总的通态损耗为1 9 7 4 w 。所有器件总的关断损耗是5 2 5 w 。可见所有器f f 总的通态损 耗占据了其开关损耗的绝大部分。 p o i 0 5 5 n y 一 一， 一 - j r m w ￥w 图2 1 5 反向时总的开通和关断损耗( m a 廿1 c a d 仿真) 图2 一1 6 是反向输出5 k w 时各个开关损耗分布( m a m c a d 仿真) 。从左到右，依次为开 关m 1m 2 、m ，、 “的通态损耗、关断损耗、开关损耗。以m l 为例，通态损耗是7 7 7 w ， 关断损耗是1 6 5w ，开关损耗是9 4 2 w 。所以通态损耗占据了8 0 左右。同样可以看出，鸠、 坞、m 。的损耗分布中，各自的通态损耗占据大部分。在这种情况下，m l 、 以通态损耗 远大于其关断损耗。 缸的损耗是 以损耗的5 倍。m 、 以的损耗比坞、 的损耗大 得多。 2 3 浙江大学硕士学位论文 第二章p p s 控制取向d c 仍c 变换器的开关损耗分析 效率 1 1 f o r w a r d ( p ) n b c k w a r 小n 图2 1 6 反向输出5 k w 时开关损耗柱图( m 砒c a d 仿真) 。 、 。n 蕊 p辅出功罩w 图2 1 7 正向和反向效率曲线( m a l h c a d 仿真) 图2 1 7 是在忽略变压器和输出滤波电感的磁损耗前提下，正向和反向效率曲线 ( m a t h c a d 仿真) 。随着输出功率的增加，正向工作的效率不断降低。到了正向输出最大功 率时，正向工作的效率是9 5 5 。随着输出功率的增加，反向工作的效率不断降低。到了反 向输出最大功率时，正向工作的效率是9 5 2 。可以看出，正向工作时变换器效率略高于厦 向工作时变换器效率。 2 2 2 电路方案b 电路如图2 1 8 所示。其中输入电压4 2 v ，输出电压3 b o v ，m 2m 2 器件m o s f e t m 3m 4 器件m o s f e t 。 图2 1 8 电路方案b 塑坚查兰堡主堂焦丝苎塑三兰! ! ! 丝型翌塑里! 竺! 壅垫墨堑耋塑堑塑一 仿真参数 输入电压v 1 4 2 v 输出电压v 2 = 3 8 0 v 开关频率仁1 0 0 k h z 占空比d = o 5 最大输出功率p = 5 k w 变压器变比：旦蔓：o 0 5 5 移相角西：兰 丘 变压器漏感厶：三生生! 兰! 气三掣厶：s ：s s z 。“胃 器件参数 主开关管 彳l t ( 8 管井联) 型号s p l 8 0 n 】o l 最大电压v d s s = 1 0 0 v 导通电阻r d s o n 卸0 1 4 q 最大电流i d = 8 0 a 下降时间t 卢2 0 n s 输出电容c o s s = 6 4 0 p f 主开关管坞 以( 8 管并联) 型号i r f p g 5 0 最大电压v d s s = 1 0 0 0 v 导通电阻r d s o n = 2 q 最大电流i d = 6 1 a 下降时间t 卢3 6 n s 输出电容c o s s - 2 5 0 p f 下面分析电路的正向工作模式下的开关损耗。 开关m 疋在正向输出5 k w 时的m a t h c a d 仿真电流波形如图2 - 1 9 所示。正向输出 5 k w 时，开关m 、 疋峰值电流是3 0 5 a 。 浙江大学硕士学位论文第二章p p s 控制双向d c ，d c 变换器的开关损耗分析 图2 - 1 9m 1m 2 正向输出5 k w 时m a 廿l c a d 仿真电流波形 开关m 3m 4 在正向输出5 k w 时的m a t h c a d 仿真电流波形如图2 2 0 所示。正向输出 5 k w 时，开关旭、批峰值电流是3 0 a 。 m 3 m 电流波形 ：。l 一i 一。- 一一l l，。一一 r 。 卜7 i i | 二一 一 i 图2 2 0m 3m 4 正向输出5 k w 时m a t h c a d 仿真电流波形 图2 2 l 是所有器件通态损耗随功率变化关系( m a m c a d 仿真) 。随着输出功率的增加， 各个开关的通态损耗不断增加。正向输出功率5 k w 时，m i 的通态损耗为8 0 w ，m ，的通 态损耗为】o 9 w ，m 。的通态损耗为9 3 4 w 。总的通态损耗为2 6 5w 。 p