（电力系统及其自动化专业论文）bp神经网络和遗传算法在电子负载中的应用.pdf

a bs t r a c t i np r a c t i c a la p p l i c a t i o ns c e n e ，e l e c t r o n i cl o a d ，w h i c hi sb a s e d o nt h ef u n d a m e n t a l s o fp w mv o l t a g es o u r c er e c t i f i e r ( v s r ) ，i so f t e nu s e d t os i m u l a t eh i g h - p o w e r ，n o n i l n e a n dt i m e v a r i a b l el o a di nm u l t i p l ee n v i r o n m e n ts u c ha st h eu n k n o w np a r a m e t e r so f t h ec o n t r o l l e ds y s t e ma n dt h es t o c h a s t i cd i s t u r b a n c ew h i c hc a n n o tb ei g n o r e d i nt h e s i t u a t i o n i ti sq u i t ed i f f i c u l tt ot u n et h et h r e ep a r a m e t e r s 易、奶、k ao f t h ep i d c o n t r o l l e r a n dr e a c ht h ed e s i r e dc o n t r o le f f e c t t os o i v et h ep r o b l e m ，b pn e u r a ln e t w o r ka n dg e n e t i ca l g o r i t h m s ( g a ) i sa d o p t e d i nt h i sp a p e rt oa d j u s t 、岛、幻a d a p t i v e l ys ot h a tt h ee l e c t r o n i cl o a dc a n m e e tt h en e e d o nt h es p o tq u i c k l y e r r o r - b a c k - p r o p a g a t i o nn e u r a ln e t w o r kh a ss t r o n gn o n l i n e a ra p p r o x i m a t i o na n d s t u d va b i l i t y , a n di t ss t r u c t u r ea n ds t u d ya l g o r i t h ma les i m p l ea n dc l e a r s o ，t h e i n d i r e c ts e l f - t u n i n gc o n t r o ls t r a t e g y , w h i c hb a s e do nt h ec o m b i n a t i o no fb pn e u r a l n e 附o r ka n dp i dc o n t r o l ，c a na u t o m a t i c a l l yr e c t i f y t h ec o n t r o l l e rp a r a m e t e r st o a c h i e ：v et h eb e s tc o m b i n a t i o no fp i dc o n t r o la n dm a k et h es y s t e mp e r f o r mb e t t e r m e a n w h i l e ，t op r e v e n tt h ei m p r o p e rs e l e c t i o no ft h en e u r a ln e t w o r kw e i g h t s w h i c hw o u l dc a u s et h eb pn n sp r e m a t u r ec o n v e r g e n c es o m e t i m e st h eu n a b l e c o n v e r g e n c ea n da f f e c tt h ec o n t r o l l e r sp e r f o r m a n c ef i n a l l y , g e n e t i ca l g o r i t h m s ( g a ) i sa p p l i e dt oi nt h i sp a p e rt oo p t i m i z et h ei n i t i a lw e i g h t so f t h eb p n n l o t so fs i m u l a t i o n a lr e s u l t ss h o wt h a ta f t e rb pn e u r a ln e t w o r ka n dg e n e t i c a l g o r i t h m s a l e a p p l i e d t oe l e c t r o n i cl o a d ，i t ss t a b i l i t y a n dr a p i dh a sb e e n s i g n i f i c a n t l yi m p r o v e d ，a n dt h es t e a d y - s t a t ee r r o r i sg r e a t l yr e d u c e d k e yw o r d s ：e l e c t r o n i cl o a d ，p w mr e c t i f e r , p i dc o n t r o l ，b pn e u r a ln e t w o r k , g e n e t i ca l g o r i t h m 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特另j j j n 以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得：叁盗盘堂或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：乃吻牛 签字日期：2 。7年乙月毕同 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解苤鲞盘鲎有关保留、使用学位论文的规定。 特授权墨盗盘鲎可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：多斜 签字日期：2 。口7 年乙月牛日 导师签名：多佼绚色二 签字日期：。弦7 年。月垆同 天津大学硕士学位论文第一章电子负载 1 1 电子负载 第一章电子负载 传统的测试设备在模拟负载时多采用电阻能耗放电的办法进行，需要消耗大 量的能量，造成能量的白白浪费；且产生大量的热也需要各种散热设备来降温保 证设备的正常工作。在环保和节能越来越受到重视的今天，这样的负载已经越来 越不满足电源测试的各种需求。现代电力电子技术飞速发展，以变换器为核心的 开关电源应用越来越广泛，例如交直流电机传动、不间断电源( u p s ) 、电化学 处理、逆变焊机、节能蓄能系统等，在电力控制及电能传输领域，都发挥了巨大 的作用。基于节约能源、减少开支和试验自动化的要求，迫切需要设计一种不但 可以实现负载的基本功能，而且可以通过不同的控制策略来模拟电源测试时所需 的多种工作环境的新型负载装置电子负载。 电子负载有以下的优点1 3 ，4 】： ( 1 ) 采用的是能量回馈电网的工作方式。能实现将被测试电源吸收的电能 回馈电网为被测试电源循环使用，节约了电能，降低了电费开支；而且工作过程 中不会产生大量的热量，避免了试验场所环境温度升高等问题。 ( 2 ) 体积小、重量轻。由于电子负载功率密度大、效率高，没有将测试所 需的功率全部变成热量，因此不必使用体积庞大的电阻箱及冷却设备，节约了试 验场所的安装空间。 ( 3 ) 由于采用电力电子装置，与一般工作在大功率的电阻负载相比较，电 子负载更容易实现大功率的要求。 ( 4 ) 负载功率连续可调。电阻负载在功率较高时不得不采用有级调节，在 使用时受到很大限制；而能馈型电子负载只需用户具体使用时，通过人机接口设 定要模拟的负载，设备启动后就可以严格按设定值运行。 p w m 整流器，实现了网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数，甚至能量 可双向传输，在真正意义上实现了“绿色电能变换力。由于p w m 整流器网侧呈 现出受控电流源特性，因而这一特性使p w m 整流器及其控制技术获得了进一步 的发展和拓宽，并取得了更为广泛和更为重要的应用，如电子负载、功率因数校 正、静止无功补偿、有源电流滤波、统一潮流控制器、超导储能、高压直流输电、 交直流电气传动以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电等。 天津大学硕士学位论文第一章电子负载 基于p w m 技术的电子负载与一般电子负载的区别在于：一方面，它从电源 吸收的电能最大量的可为电源或外部电网循环使用，其损耗仅仅是p w m 变流器 的开关损耗和线路损耗，从而最大限度地节约了能量；另一方面，由于所采用的 p w m 交流器工作在开关状态，与一般工作在放大状态的电子负载相比它可以很 容易地实现大功率应用的要求，从而具有更广阔的应用领域。它的主要作用是替 代传统电阻型功率负荷进行相关的功率实验，也可应用于仪器设备的测试实验， 并且满足i e e e 5 1 9 标准。 本文中的电子负载是基于三相电压型p w m 整流器的基本原理及其拓扑结构 设计而成的，其主电路由电能吸收、电能存储、电能回馈三个单元所组成，是一 个交一直- 交系统其整体框架，如图1 1 所示。电能吸收单元包括由全控型开关管 f f i f t 6 构成的三相p w m 电压型整流桥装置、用于滤波的电抗器( 其电感为 三，电阻为r ，) 。电能存储单元的主要元件是电容器c 。电能回馈单元包括由开 关管刀1 一f t 6 构成的三相p w m 电压型逆变桥装置、用于滤波的电抗器( 其电 感为z ，电阻为r ：) 。交直交功率负荷模拟器从模拟电网中吸收电能且存储于 电容器中，通过逆变桥把电容器中的能量回馈给外部电网。 屯绳吸收单元 i 春器i 乜能同馈单元 i 单冗i 图1 1 交直交电子负载的整体框架 模型中，交- 直侧采用r l = 0 1 q 、三= 6 m h 的滤波电抗器，直交侧采用 吃= o 1 q 、三= 1 2 m h 的滤波电抗器，储能电容c = 4 2 0 0 f ，开关调制频率，设 置成5 5 0 0 h z ，模拟电网相电压3 8 0 v 。 天津大学硕士学位论文第一章电子负载 1 2p w m 整流器原理 与传统的相控二极管整流器相比，p w m 整流器可以取得以下优良性能： ( 1 ) 网侧电流为正弦波； ( 2 ) 网侧功率因数控制( 如单位功率因数控制) ； ( 3 ) 电能双向传输； ( 4 ) 较快的动态控制响应。 显然，p w m 整流器已不是一般传统意义上的a c d c 变换器。由于电能的双 向传输，当p w m 整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当p w m 变流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变状态。 综上可见，p w m 整流器实际上是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变 流装置。以下首先从模型电路阐述电压型p w m 整流器的基本原理。图1 2 为电 压型p w m 整流器模型电路。 当 岛篡 l +j _ 1 巳 k 。匀 _ 图1 2p w m 整流器模型电路 r 吃 从图1 2 可以看出：电压型p w m 整流器模型由交流回路、功率开关管桥路 以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e 以及网侧电感上等；直流回 路包括负载电阻尺，及负载电动势p ，等；功率开关管由电压型桥路组成。 当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 z v = 么v z ( 1 1 ) 式中，v 、i 表示模型电路交流侧电压、电流； 、乙表示模型电路直流侧电压、电流。 由式( 1 1 ) 不难理解：通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧， 反之亦然。以下着重从模型电路交流侧入手，分析电压型p w m 整流器的运行状 态和控制原理。 稳定条件下，p w m 整流器交流侧矢量关系如图1 3 所示。 天津大学硕士学位论文 第一章电子负载 ( a )( b ) ( c )( d ) 图l - 3p w m 整流器交流侧稳态矢量关系 ( a ) 纯电感特性运行( b ) 正阻特性运行( c ) 纯电容特性运行( d ) 负阻特性运行 e 交流电网电动势矢量v 交流侧电压矢量 7 交流侧电感电压矢量，交流侧电流矢量 为简化分析，对于p w m 整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略p w m 谐 波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图1 3 分析：当以电网电动势矢量为参 考时，通过控制交流电压矢量矿即可实现p w m 整流器四象限运行。若假设i ，i 不 变，因此眈i - 国三l j l 也固定不变，在这种情况下，p w m 整流器交流电压矢量y 端 点运动轨迹构成了一个以i k i 为半径的圆。当电压矢量矿端点位于圆轨迹a 点时， 电流矢量，比电动势矢量e 滞后9 0 。，此时p w m 整流器侧呈现纯电感特性，如 图1 3 ( a ) 所示；当电压矢量y 端点运动至圆轨迹b 点时，电流矢量，与电动势矢 量e 平行且同向，此时p w m 整流器网侧呈现正电阻特性，如图1 3 ( b ) 所示；当 电压矢量y 端点运动至圆轨迹c 点时，电流矢量，比电动势矢量e 超前9 0 。，此 时p w m 整流器网侧呈现纯电容特性，如图1 - 3 ( c ) 所示；当电压矢量矿端点运动 至圆轨迹d 点时，电流矢量j 与电动势矢量e 平行且反向，此时p w m 整流器网 侧呈现负阻特性，如图1 - 3 ( d ) 所示。以上a 、b 、c 、d 四点是p w m 整流器四象 限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得p w m 整流器四象限运行规律 如下： ( 1 ) 电压矢量矿端点在圆轨迹a b 上运动时，p w m 整流器运行于整流 状态。此时，p w m 整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过p w m 整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是：当p w m 整流器运行在b 点时， 则实现单位功率因数整流控制；而在a 点运行时，p w m 整流器则不从电网吸收 有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。 ( 2 ) 电压矢量矿端点在圆轨迹b c 上运动时，p w m 整流器运行于整流状态。 此时，p w m 整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过p w m 整流 器由电网传输至直流负载。当p w m 变流器运行在c 点时，p w m 变流器将不 从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 ( 3 ) 电压矢量矿端点在圆轨迹上运动时，p w m 整流器运行于有源逆变 状态。此时，p w m 整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从p w m 整 天津大学硕士学位论文 第一章电子负载 流器直流侧传输至电网。当p w m 整流器运行在d 点时，便可实现单位功率因数 有源逆变控制。 ( 4 ) 电压矢量f 端点在圆轨迹d a 上运动时，p w m 整流器运行于有源逆变 状态。此时，p w m 整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从p w m 整 流器直流侧传输至电网。 显然，要实现p w m 整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。 天津大学硕士学位论文 第二章电子负载的控制系统 第二章电子负载的控制系统 p i d ( p r o p o r t i o n a l i n t e g r a l d i f f e r e n t i a l ) 控制是最早发展起来的一种控制策略， 因为其结构、算法简单，各个控制器参数有着明显的物理意义，被广泛应用于过 程控制和运动控制中。 简单来说，p i d 控制器各校正环节的作用如下： ( 1 ) 比例( p ) 环节即时成比例地反映控制系统的偏差信号p 俐，偏差一旦 产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。 ( 2 ) 积分( i ) 环节主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强 弱取决于积分时间常数乃，乃越大，积分作用越弱，反之则越强。 ( 3 ) 微分( d ) 环节能反映偏差信号的变化趋势( 变化速率) ，并能在偏差 信号值变得太大之前，在系统中引入一个有效的早期修正信号，从而加快系统的 动作速度，减少调节时间。 自从计算机进入控制领域以来，用数字计算机代替模拟计算机调节器组成计 算机控制系统，不仅可以用软件实现p i d 控制算法，而且可以利用计算机的逻辑 功能，使p i d 控制更加灵活。 因此，本文将数字p i d 控制器应用于电子负载的控制系统中。 2 1 数字p i d 控制 2 1 2p i d 控制原理 如图2 - l 所示，传统p i d 控制系统由模拟p i d 控制器和被控对象组成。 图2 1 模拟p i d 控制系统原理框图 天津大学硕士学位论文 第二章电子负载的控制系统 p i d 控制器是一种线性控制器，它根据给定值，与实际输出值y 构成控 制偏差p ( f ) ， p ( f ) = ，( f ) - y ( t ) ( 2 1 ) 将偏差的比例( p ) 、积分( i ) 和微分( d ) 通过线性组合构成控制量，对被 控对象进行控制，故称p i d 控制器。其控制规律为 川) _ id e ( t ) 。 协2 ) 或写成传递函数形式 g = 等叫l + 去毋) ( 2 - 3 ) 式中，岛比例系数。 乃- 积分时间系数； 殇微分时间系数。 2 1 2 数字p i d 控制算法 。 数字p i d 控制算法通常又分为位置式p i d 控制算法和增量式p i d 控制算法。 ( 1 ) 位置式p i d 控制算法 由于计算机控制是一种采样控制，它只能根据采样时刻的偏差值计算控制 量。因此，式( 2 2 ) 连续p i d 控制算法中的积分和微分项不能直接使用，需要 进行离散化处理。按式( 2 2 ) ，以一系列的采样时刻点k t 代表连续时间f ，以矩 形法数值积分近似代替积分，以一阶后向差分近似代替微分，即 f p ( f ) 斫r kp ( ，) d e ( t ) e ( k ) - e ( k - 1 ) ，( 后：0 ，1 ，2 ，) ( 2 4 ) d t t 、 。 。 可得离散p i d 表达式 甜( 七) = 砟( p ( 七) + 寺p u ) + 等( p ( j j ) 一p ( j i 一1 ) ) ) j ，j - - o = k p e ( k ) + 墨圭p u ) n ke ( k ) - e ( k - 1 ) ( 2 - 5 ) j = o 式中，砖= k p t , ，乃= 七。；丁为采样周期；k 为采样序号，j | = l ，2 ，；e ( k - 1 ) 和p ( 助分别第为( 舡1 ) 和第k 时刻所得的偏差信号。 ( 2 ) 增量式p i d 控制算法 当执行机构需要的是控制量的增量时，应采用增量式p i d 控制。根据递推原 理可得 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 ”( 七一1 ) = ( p ( 七一1 ) + t p ( _ ，) + 吒( p ( 七) 一p ( 七一1 ) ) ) ( 2 - 6 ) j = o 则增量式p i d 控制算法为 “( 七) = 七。( p ( 七) 一p ( 七一1 ) ) + 毛p ( 七) + 屯( p ( 七) 一2 p ( 七一1 ) + p ( 七一2 ) ) ( 2 7 ) 即 u ( k ) = u ( k 1 ) + k v ( e ( k ) - e ( k 一1 ) ) + 毛p ( 七) + 毛( p ( 七) 一2 p ( 七一1 ) + p ( 七一2 ) ) = u ( k 1 ) + 七。a p ( 七) + 局p ( 七) + 幻a 2 p ( 七) ( 2 8 ) 由于控制算法中不需要累加，控制增量a “例仅与最近k 次的采样有关，所 以误动作时影响小，而且较容易通过加权处理获得比较好的控制效果。 2 2p w m 整流器控制系统设计 2 2 1 三相电压型p w m 整流器的拓扑结构 p w m 整流器拓扑结构的研究是p w m 整流器及其控制技术研究的基础。根 据直流储能元件的不同，p w m 整流器分为电压型p w m 整流器和电流型p w m 整流器。三相电压型p w m 整流器和三相电流型p w m 整流器是互为对偶的两种 整流器，各有自身的优缺点。但由于电压型p w m 整流器( v o l t a g es o u r c er e c t i f e r v s r ) 在控制方法、储能效率等方面优于电流型p w m 整流器，使得电压型 p w m 整流器一直是研究的重点。v s r 最显著拓扑特征就是直流侧采用电容进行 直流储能，从而使v s r 直流侧呈低阻抗的电压源特性。本文中的电子负载模型 采用图2 2 所示的三相v s r 主电路拓扑结构。 o 图2 - 2 三相v s r 主电路拓扑结构 ( 1 ) 在静止三相a b e 坐标系中的数学模型 根据图2 2 所示的三相v s r 的拓扑结构，假设主电路的开关元件视为理想 开关，通断可以用开关函数来描述。根据基尔霍夫电压和电流定理，可以列出下 列等式： 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 屹一肛嗉一s o u = 一尺- l 鲁一岛= 一n 哮一疋 ( 2 - 9 ) c 2 1 薹 = 匕一屯= 最i o + s a = 叉一t ( 2 1 0 式中，锄，阮为等效的三相电压源； ，如，如为电网向整流器输入的三相电流： 岛，& ，叉表示三相桥臂的开关函数； 如为整流器的直流侧输出电流； i l 为整流器的直流侧负载电流； 为整流器的输出直流电压； c 幺为整流器输出直流滤波电容； 尺、工分别为整流器每相的等值电阻和电感。 式( 2 9 ) 、( 2 1 0 ) 是对p w m 整流器最一般且精确的数学描述，一般情况都 适用此式，其它不同形式的数学描述都由此推得。考虑三相无中线系统，三相电 流之和为零，即铲拓+ 站= 0 。在大多数情况下，考虑三相电网电压基本平衡，即 l 矿鳓+ 阮= 0 ，把这两个条件代入式( 2 9 ) 、( 2 1 0 ) 中，可以推得三相电压型p w m 整流器在a b c 坐标系下的状态方程，如式( 2 1 1 ) 所示。 哮州帆一s o 一盟产l u a c 哮卅一( & 一半) 嗉训一( 一半卜 q 警= s j o + 虢+ 跣一t ( 2 - 1 1 ) 由于开关状态在一个周期内可能变化几次，引起一个周期内的不同时刻对应 几种不同状态方程。由此，采用状态空间平均法，以每个开关状态在一个开关周 期内的占空比作为权值，对这些不同的状态方程进行加权平均，就得到平均状态 空间模型。如图2 3 所示，为三相静止坐标系( a ，b ，c ) 中三相v s r 开关函数 模型结构。 ( 2 ) 在静止两相口坐标系中的数学模型 由三相a 、b 、c 系统向两相系统变换时，存在2 3 、2 3 两种变换方式，其 中2 3 变换遵循每相功率不变，但是变换前后系统总功率发生变化；2 3 变换 遵循变换前后系统总功率保持不变，而每相功率变换后为变换前的2 3 。这里遵 循变换前后系统功率不变，有变换矩阵k ，筇和，幽： 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 甜 + + + 人一 & + + 太一l下+ + 人一 图2 3 三相静止坐标系( a ，b ，c ) 中三相v s r 开关函数模型结构 3 - 筇2 惦 斤 ，出2 垤 l0 i以 22 i历 22 使用变换矩阵，把式( 2 1 1 ) 变到口夕坐标系下的状态方程如下： d i 。 出 d i 8 d t 幽出 出 一r0 一& 0 一r s b s 。s e 一瓦i 兰 + 利用拉普拉斯变换把式( 2 1 3 ) 变换到s 域中， l ( s ) = 瓦i 爿虬一& 】 如( s ) = 而i 【一s p u 10o 01o oo 上 r ( 2 1 2 ) m 恻q 。1 3 得到系统传递函数方程如下： ( 2 1 4 ) = 峨椭) + s p ，p ( 蝴 式中，【r = ，筇【r ， 【】7 = k ，印【】7 ， 【& 】7 = 乙。，筇 s o 墨】r 。 ( 3 ) 在旋转两相由坐标系中的数学模型 - l o ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) 1j 一2历一22笪2 一2 5一z 一 一 天津大学硕士学位论文 第二章电子负载的控制系统 众所周知，在由坐标系中，空间矢量相对于坐标系来说是静止的，在坐标 轴上的分量也是静止直流量。从筇坐标到由坐标下的变换矩阵为： 三耋：卜印= 篇= 协7 ， 从上式，推得从a b c 坐标变换到d q 坐标系下的变换矩阵为： t a k a t = 信 c o s 耐一_ 1c o s o , + 鱼s i n 耐一! c o s 甜一鱼s m 耐 2 2 。 2 。2 。 “n 耐三s i n 甜+ 塑c o s 耐_ ls i n 耐一鱼c 0 s 耐 22 22 。一 ( 2 1 8 ) 在使用变换矩阵时，由于静止妒坐标和旋转内坐标之间变换正交矩阵的元 素是时间的函数。因此，不能够简单地认为口、轴电流的导数经过旋转变换就 是d 、q 轴电流的导数，存在如下关系： 丢 窆 = 丢( 互垆，由 乏 = z 咿，由丢 乏 + 二言 芝 c 2 9 ， 利用变换矩阵，把式( 2 - 11 ) 变换成d q 坐标系下的状态方程如下： r 三0 io三 0 0 l d i d 破 d i o 出 幽出 衍 一r c o l 一咒 一l r s q s d s ，一i 1 - u d 1 i ( 2 2 0 ) 【- 0j 利用拉普拉斯变换把式( 2 - 2 0 ) 变换到s 域中，得到系统传递函数方程为： 1 厶( j ) 2 志 缈一岛+ 】 ( 2 - 2 1 ) ( s ) 2 赢【国弛一& + 】 ( 2 2 2 ) ( j ) 2 瓦坞+ l s j a s ) + 岛删】 ( 2 - 2 3 ) 式中，”，】7 = ，由 u o “。n 【汀= 乙啪【乞订， 【& & 】7 = ，由 疋& s a 7 。 从同步旋转由坐标系下的数学模型可看出，p w m 整流器中两相电流之间存 在耦合，如图2 - 4 所示。因此，基于砌坐标系的数学模型，在设计电流控制器 时，应考虑这种关系。 o o 。一r o 1 0 l 0 0 l + 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 图2 - 4 两相同步旋转坐标系( 巩g ) 中三相v s r 开关函数模型结构 2 2 2 三相v s r 电压和电流双闭环控制原理 整流器控制是否引入输入电流是改善整个整流器系统性能的关键。电流参与 控制提高了整个系统的动态响应能力，具有电流控制精度高、限流容易等优点。 在由坐标系下的三相v s r ，对于三相交流对称系统，若只考虑交流基波分量， 则稳态时由模型的d 、q 9 量均为直流分量；另一方面，适当选取同步旋转坐标系 ( d 、g ) 的初始参考轴方向，如q 轴与电网电动势矢量重合，则g 轴表示有功 分量参考轴，而旃由表示无功分量参考轴，从而有利于三相v s r 网侧有功、无功 分量的独立控制。在三相v s r 控制系统设计中，一般采用双闭环控制，即电压外 环和电流内环。电压外环的作用主要是控制三相v s r 直流侧电压，而电流内环的 作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制，如实现单位功率因数正弦 波电流控制。 如图2 5 所示为引入电流和电压解耦器的双闭环控制原理。 o 图2 5 电压和电流双闭环控制原理 1 2 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 根据上一节中同步旋转砌坐标系下的整流器的开关函数模型( 图2 - 4 ) ，得到 d ，g 轴电流除受控制量蚴舰和z f d 函影响外，还受到输入电流d ，g 轴分量耦合作用 的影响，以及电网电压p 瘌p 口扰动的影响。因此，单纯引入电流反馈，并没有解 除电流之间的耦合作用。为解除耦合，令u d c s d - u q ，品= 蚴，采用前馈解耦策 略，控制方程为： r互_ i “d = 一( + 卫) ( e o ) + 国+ ； lu q = 一( + 等) ( 一) + 国+ e q ( 2 - 2 4 ) 式中，艺，艺叫，g 轴电流指定值； k ，毛电流内环比例调节增益与积分调节增益。 把式( 2 2 4 ) 代入整流器内由坐标系下的数学模型，推出下式： c d 础u a c = 吾( & + f d & ) 一t 哮啦= ( + 争) ( e 训 噜城= ( + 等心卅 ( 2 - 2 5 ) 从式( 2 2 5 ) 中得出d ，q 轴电流是独立控制的，相当于对一个二阶系统对象 进行控制，比较简单。要实现所需的理想的电流动态响应特性，利用现在已经非 常成熟的经典控制理论，可以很容易的做到这一点。其主要原因是引入了电流状 态反馈( w l i a 、l i q ) 和电网电压( e d 、岛) 作为前馈补偿，使得系统动态性能 进一步提高。图2 - 6 为整流器由轴电流解耦控制示意图，反映了双闭环控制中内 电流环解除耦合的方法，包括电流状态反馈解耦以及电网电压前馈补偿，将电流 调节器( + 岛必) 的输出分别和另外两相合并作为整流器交流侧由轴电压输出。 图2 - 6a q 轴电流环解耦控制器 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 对于电流调节器采用简单的p i 调节器来完成，表示如下： q ( s ) = q ( s ) = + s ( 2 2 6 ) 电压调节器作为外环控制，一方面控制输出电压，跟踪电压设定值u d c ； 另一方面在单位功率因数要求的应用场合，可以通过p i 调节器得到有功输入电流 分量的参考值f d ，无功电流分量的参考值屯= 0 。 2 2 3 双闭环调节器设计 ( 1 ) 解耦电流p i 调节器 至此，采用前馈的控制算法使白，位间解除了耦合且在方程中消去了跏硼。 考虑电流环信号采样延迟和p w m 控制的小惯性特点，已解耦的白，岛电流内环结 构如图2 7 所示： ( a ) 已解耦的电流环结构图 ( b ) 已解耦的0 电流环结构图 图2 7 整流器由轴电流控制环等值电路 其中如删是整流桥的等效增益，瓦是电流内环的采样周期，也是p w m 开关周 期。以已解耦的妇电流环结构为例，对电流内环进行化简。首先合并击与丢罴 两项，在瓦很小的条件下，忽略二次项的近似结果为： 上- 二堡型生：一警业二生丛 ( 2 2 7 ) t 。s + l0 5 t , s + l0 5 t s 2 8 2 + 1 s t ，s + l 1 5 t 。s + l 为了设计方便，现不考虑p 尉i d 的扰动，将p i 调节器写成零极点的形式： q ( s ) = ( + 丘) ：毛，型 ( 2 2 8 ) j r , s 式中：乃= 吒毛。 则无e d 的扰动时，幻电流内环的简化结构如图2 8 所示： 图2 - 8 白电流内环的简化结构 - 1 4 - 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 若按i 型系统设计电流调节器，则有：t s + l = ( l r ) s + i ，因而q = l r ， 所以无e d 的扰动时白电流内环的开环传递函数r r o , ( s ) 为： w o 。( s ) = 笠垒坚 ：笠坠型! 墨王! ：! 三( 2 - 2 9 ) _ _ _ - - 。_ _ _ _ _ 一= 。_ _ _ 。_ _ _ - _ _ - _ - _ 一 j r r ：( 1 5 i s + 1 )s ( s + l 1 5 z ) 当取系统阻尼比胤7 。7 时，由2 缄= 壶得纪= 参，= 击， = 芴互r = ，将上述参数代入式( 2 - 2 9 ) 得： 喇= 者裔( 2 - 3 0 ) 因而无p d 的扰动时妇电流内环的闭环传递函数嗽s ) 为： 俐= 端= 砸鬲1 丽 当瓦足够小的时候，忽略二次项近似结果为： 呢( s ) 丽1 现考虑p 尉f d 的扰动时，拓电流内环的简化结构如图2 - 9 所示： ，r , s + 1 k 口 f 。s j | p 聊 1 5 t _ s + l 图2 - 9e a 对i a 的扰动时0 电流内环的简化结构 ( 2 3 1 ) ( 2 3 2 ) 仍按i 型系统设计电流调节器，要消除p 尉a 的扰动，采用前馈补偿增加系 统抗干扰能力，如图2 1 0 所示： 图2 1 0 采用p 旃订馈补偿后的0 电流内环的简化结构 当g 0 ( s ) = - 1 砟删时，能做到稳态全补偿。 ( 2 ) 外环p i 电压调节器 建立电压外环的目的通常是为了稳定v s r 直流侧电压u a r c 。由于电流环包含于 电压环中，为了获得单位功率因数运行，常见的做法是使用直流侧电压的误 差经过p i 调节器处理后，作为电流环的给定信号白。，电流环的另一给定信号 j g - - 0 。电流闭环输出的信号供质为由坐标系下的电流幅值信号f “曲，利用i m ( s ) 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 与z 0 ) 之间的关系构成完整的电压环。 在静态工作点的交流小信号分析基础上建立电网侧输入电流幅值“s ) 与直流 侧u d c0 ) 的数学模型： i 1 一二l s j 酱= 老c _ 剐而e - 万2 i r i气 i 么= 丢( p 。乙- r i d ( 2 - 3 3 ) 式中，u d c 、e 肘、如分别是直流侧电容电压u d c 、电网电动势e d “、相电流矢量 叫稳态时的幅值。 事实上当p w m 整流器在单位功率因数条件下运行时，r 通常很小，且有 p ， 2 ，所以上面的数学模型可以简化为： 1 一堡s 娑盟：3 r l e m 乓 ( 2 3 4 ) f 。( s )4 1 + 0 5 r q 这是一个非最小相位系统，如果想把该模型近似看成最小相位系统，必须满 足：变换器功率较小或者直流侧电容很大，使得零点z o = l i e m 影响非常小， 这时系统的误差才不会很大。当满足上述条件时，近似的最小相位系统为： 挈盟：3 r l e m ! ( 2 3 5 ) f 。( j ) 4 u 出1 + 0 5 r o 与建立电流环的闭环传递函数类似，考虑到电压环信号采样延迟兀，并采用 相同的手段对模型化简，上述模型的电压环如图2 1 1 所示： 妒 1 lr s + 1艺( 叫聊m 0 ( s )3 卅 1 扰出 一 一 少 +“甲 f 。j j7 7c i o ， 4 u 出1 + 0 5 r i c s 瓦s + 1 i 图2 1 l 电压环模型图 电流闭环传递函数职如) 采用式( 2 3 2 ) 近似结果，当瓦、瓦足够小时，把 1 “1 + 瓦s ) 与职如) 用一个惯性环节代替l ( ( 3 i + 瓦) s + 1 ) ，令t = 3 t s + t ，则化简后 的电压外环结构如图2 1 2 所示： 轴 i f 。s + 1 l 3 r 1 u a c + 一￥ “甲 l s l s + 1 4 u 女1 + o 5 r c s i 图2 1 2 化简后的电压外环结构 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 看按i 型系统设计电压调节器，显然此时f ，- - o 5 r l c ，这时电压外环的开环 传递函数( s ) 为： 删= 鬻= 鼍胖( 2 - 3 6 ) 当取系统阻尼比舌 v = 0 7 0 7 时，由2 氧= 毒得 = 击，= 巧2 u d 两c r i ，k = 豸，2 瓦2 瓦：丽和东石 将上述参数代入式( 2 3 6 ) 得： 肋v ( j ) ：黑 ( 2 3 7 ) 一 s ( s + l 乙) 因而电压外环的闭环传递函数o ) 为： l 哪，2 篙2 焘s 2 11 协3 趵 2 3 电压型p w m 整流器的电流控制技术 为了防止谐波污染，希望p w m 整流器网侧呈现单位功率因数或可调因数， 因此其网侧电流控制十分重要。p w m 整流器网侧电流控制策略主要分为两类： 一类是由b u s s ea l f r e d 和h o l t zj o a c h i m 首先提出的间接电流控制；另一类就是目 前占主导地位的直接电流控制。 间接电流控制又称为幅值相位控制，通过调节整流器交流侧电压的幅值和相 位达到控制输入电流的目的。把引入了输入电流反馈的控制方式归类为直接电流 控制方式，直接电流控制具有非常优良的动态性能。 2 3 1 间接电流控制 间接电流控制技术实质上是：通过p w m 控制，在v s r 桥路交流侧生成幅 值、相位受控的正弦p w m 电压。该p w m 电压与电网电动势共同作用于v s r 交流侧，并在v s r 交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流则由v s r 交流侧电感 滤除。由于这种v s r 电流控制方案通过直接控制v s r 交流侧电压进而达到控制 v s r 交流侧电流的目的，因而是一种间接电流控制方式。 间接电流控制的依据是系统的低频稳态数学模型。下面来分析三相v s r 主 电路拓扑结构( 如图2 2 所示) 中的间接电流控制方式。假定三相电路完全对称， 天津大学硕士学位论文第二章电子负载的控制系统 开关元件理想，且开关频率远大于电网频率，电感线性，考虑电感的内阻，设厶 = 厶= 厶= l ，r o = r = 足= r 。则由图2 - 2 得： d i 三d 二t 翌= - r i 。一v 口+ e 。 三等= i 厂v 蜊圯 华 ，叫一(2-39)=-rie 音 。一v c + 。 为使流过电感的电流与电源电压同相，实现单位功率因数，必须以某种控制 方式驱动六个可控开关以产生整流器的三个输入端电压f a n 、1 7 b n 、，洲。若忽略高 次谐波的影响，则电感器的阻抗和电源电压e j ( j - a ，b ，c ) 、整流器入端电压( ， = 口，b ，c ) 共同决定了基波输入电流。可见，控制v j n ( ，= a ，b ，c ) 的幅值和相位以 满足图2 1 3 所示的相量关系时，流过电感的电流与电源电压同相，从而实现单 位功率因数。 l 。r 图2 1 3 三相v s r 的相量图 间接电流控制的优点是控制结构简单、无需设置电流传感器以构成电流闭环 控制，并且具有良好的开关特性，静态特性良好，便于微机实现。其缺点是动态 响应慢，且对系统参数变化灵敏，动态过程中存在直流电流偏移。 2 3 2 直接电流控制 直接电流控制是针对v s r 间接电流控制不足( 动态响应慢、对参数敏感) 而提出来的。它与间接电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有网侧电流闭 环控制，而后者则无网侧电流闭环控制。 直接电流控制是一种电流瞬态跟踪控制方法，由运算求出交流侧电流指令信 号，再引入交流侧电流反馈，通过对交流侧电流的直接控制使其跟踪指令电流值。 这种控制方式具有电流内环和电压外环的双闭环控制结构：在电流内环中，通过 对功率因数的控制可实现对无功功率的控制；在电压外环中，对直流电压的控制 则是通过调节交流电流的参考幅值来实现的。外环电压稳定与否取决于内环电流 能否快速准确地跟踪电流给定。由于采用网侧电流闭环控制，使v s r 网侧电流 动、静态性能得到了提高，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，从而增强 天津大学硕士学位论文 第二章电子负载的控制系统 了电流控制系统的鲁棒性，因此受到了学术界的广泛关注，并先后研究出各种不 同的控制方案，主要包括有p i d 控制、预测电流控制、滑模变结构控制、l y a p u n o v 方法、极点配置、二次型最优控制、非线性状态反馈控制、模糊控制等方式。 2 4 电子负载的控制系统设计 图2 - 1 4 是电能吸收单元主电路的单相等效电路，图中e 是电网电压、材是 p w m 调制电压。通过改变调制电压u 的幅值和相位，就能改变电子负载从模拟 电网中所吸收电流的大小，即控制了所需要模拟负荷的性质。这个环节称为交一 直控制，其控制方式如图2 1 5 所示。对于电能回馈单元，等效电路和图2 1 4 相 同，只是控制的对象发生了变化，需要保证电能存储单元的电压恒定和回馈的电 流与外电网的电压具有同相位。这个环节称为直一交控制，其控制方式如图2 1 6 所示，它由电压控制和电流控制两