（电力电子与电力传动专业论文）零电压开关pwm三电平直流变换器的研究.pdf

墨皇墨茎苤三皇兰皇塑壅垫墨竺里塑一 a b s t r a c t t h i sp a p e ra n a l y z e st h r e e l e v e ld c d cc o n v e r t e r s ( t lc o n v e r t e 0w h o s eg r e a t e s t a d v a n t a g e i st h ev o l t a g es t r e s so f t h ep o w e rs w i t c h e si st h eh a l f o f t h ei n p u tv o l t a g e ，s ot h e y w i l lb ew i d e l yu s e di nm e d i u m o rh i g h p o w e ra p p l i c a t i o n s t h ep a p e ra n a l y z e st h eb a s i cp h a s e s h i f t e d ( p s ) z e r o - v o l t a g e s w i t c h i n g ( z v s ) p w mt lc o n v e r t e rw h i c hi n t e g r a t e st h ea d v a n t a g e so fr e s o n a n tc o n v e r t e r sa n dp w m c o n v e r t e r s i tr e a l i z e sz v sf o rt h ep o w e rs w i t c h e s ，h o w e v e rt h eo u t p u tr e c t i f i e rd i o d e ss t i l l s u f f e ro s c i l l a t i o na n dv o l t a g es p i k ec a u s e db yt 1 1 er e v e r s er e c o v e r y i no r d e rt os o l v et h i s p r o b l e m an o v e lp sz v sp mt lc o n v e r t e r w i t h c l a m pd i o d e s i s p r o p o s e d w h i c h e l i m i n a t e st h eo s c i l l a t i o ni nt h er e c t i f i e rd i o d e s ，s on os n u b b e ri sn e e d e d f u r t h e r m o r et h e p r o p o s e dp sz v sp w m t lc o n v e r t e rw i t hc l a m pd i o d e si ss i m p l i f i e di nw h i c ht h et w o f r e e w h e e l i n gd i o d e sa r e r e m o v e d t h e o p e r a t i o np r i n c i p l e so f t h e t h r e e t o p o l o g i e s a r ea n a l y z e d t h r e ek i n d so f p r o t o t y p e c o n v e r t e r sr a t e da t6 0 0 wa r ei m p l e m e n t e di nt h el a bt ov e r i f yt h ep r i n c i p l e so ft h e c o n v e r t e r s t h es i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r ei n c l u d e di nt h i sp a p e r k e y w o r d s ：，z e r ov o l t a g es w i t c h i n g ，t h r e e l e v e ld c d c c o n v e r t e r ，p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n i 】 查室塾窒塾丕奎堂堡主堂堡笙茎 第一章绪论 1 1 概述 随着计算机技术、航空航天技术、数据交换系统、电力系统和邮电交通等事业的 发展，对开关电源性能、体积、重量、效率和可靠性方面的要求越来越高，为此各种 软开关技术应运而生，理论分析也越来越深入，越来越成熟。 在中、大功率应用场合，零电压开关全桥直流变换器集p w m 技术和谐振技术于 一体，从而实现零电压开关，实现电能变换装置的小型化、轻量化、高效率。因而颇 受到工程研究人员的重视。这方面的研究已相当成熟，同时，它是中、大功率应用场 合较理想的拓扑。其基本电路如图1 1 所示。 图1 1 零电压开关全桥直流变换器基本电路 然而，在这种变换器中，由于开关管电压应力为输入直流电压，如果它的前 级是三相3 8 0 v 功率因数校正b o o s t 变换器，输入直流电压将达8 0 0 v i o o o v d c ，则 很难选择到合适的开关管，为了降低开关管的电压应力以便于选择开关管。在1 9 9 2 年j r e m e sp i n h e i r o 提出了零电压开关p w m 三电平直流变换器的概念，其主电路如 图1 - 2 所示。在这种交换器中，开关管的电压应力仅为输入直流电压的一半。 它的工作原理是：输入直流电压经电容c a l 、c 以分压，再经q l d l c 1 q 4 d 4 c 4 组成的逆变桥的开关工作，在变压器原边得到交流方波电压，该交流方波 电压经变压器进行电压变换和隔离，在变压器副边再用输出整流管将其整流为直流方 波，最后通过滤波电感白和输出滤波电容c p 在c ，上得到平直的直流电压。从电路 可以看出，由于变压器原边一端接至两个分压电容之间，另一端接至上下两对开关管 之间，因而变压器原边电压幅值为输入直流电压的一半，相应地开关管电压应力为输 入电压的一半。 1 ! 皇堡茎茎呈兰竺三皇兰皇鎏壅垫堡塑竺壅一 图1 2 三电平直流变换器 1 2 研究意义 本论文的选题为“零电压开关三电平直流变换器的研究”，在这种变换器中，开 关管的电压应力为输入电压的一半，降低了开关管上的电压定额，因此非常适用于高 输入电压、中大功率的应用场合。 本变换器采用移相控制方案，集成p w m 变换器和谐振变换器的优点，可以实现 开关管的零电压开关，大大减小了开关管上的损耗，有利于提高开关频率，提高变换 效率，减小变换器的体积和重量。 该电路应用于航空航天、电力系统、邮电通讯等领域。 本课题得到中国航空科学基础发展基金和台达电力电子科教发展基金赞助。 1 3 本课题的研究内容 本文的研究分为三部分：研究基本的移相控制p w m 零电压开关三电平直流变 换器；为了减小第一种电路中输出整流管的电压尖峰，对该电路进行改进，提出了 带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器；进一步对第二种电路简化，提出简 化型带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器。 因此本论文共分五章： 第一章：介绍了三电平直流变换器的研究意义以及本课题所要研究的内l 容； 第二章：分析移相控制零电压开关三电平直流变换器的基本工作原理，实现零电 压的策略，电路的参数设计，给出仿真和实验结果； 第三章：提出带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器，并分析了它的工作 原理，给出仿真和实验结果： 第四章：提出简化型带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器，分析其工作 原理，给出仿真和实验结果； 第五章：对本文工作做了小结并对未来工作做了展望。 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章移相控制零电压开关p w m 三电平直流变换器 2 1 工作原理 图2 1 为移相控制零电压开关p w m 三电平直流变换器的主电路及主要波形。图 2 - 1 ( a ) 中，电容c a 和c 玉容量相等且很大，因而它们的电压均为输入直流电压的 一半，即v c a l = v c a 2 = v j 9 2 ，q l 一9 为四只开关管，d l d 4 、c - c 4 分别为这四只开关 管的内部寄生二极管和寄生电容，l 是谐振电感，它包含变压器的漏感。d 5 、d 6 为 续流二极管，另外，在两对开关管的中心还接入一电容c k ，用来将两对开关管的开 关过程连接起来，变换器稳态工作时，电容c 0 上的电压恒定为v , 9 2 。 ( a ) 主电路 p 、“q 、 鹞 p ； 岛 r )、 | 、卜一一 、l | l 、 |?n 。r 2 l j 寸) 。 陛? j纫。 m n剔。 f 。l 2 f 31 4 t sf 6 。7t sl q f l1 12 t 13 t 1 4 i 5 f 1 6 ，t 7 7 ( b ) 主要波形 图2 1 主电路及主要波形 t ：量生要茎茎! 坐竺三坠! 皇亟銮垫望堕塑至 本变换器采用移相控制方案，开关管q l 和绕、9 2 和q 3 分别成1 8 0 。互补导通， q 、e 。分镕 j 超附于q 2 、q 3 一个相位，即移相角，q - 、q t 称为超前管，q 2 、q 3 称为 滞后管，通过调节移相角的大小即可调节输出电压。 ( f ) ，4 ，t 5 1 萎 t 一 净乏懑笋 了；v j r - ! 一 d n 一签 萨i p挚 ：_：。o一：。 ?j， r l o ， ， r h 一 ： 一 g 壹室塾窒塾墨盔堂堡主堂垡丝茎一 ( 勘 t 7 ，t 8 图2 2 各种开关状态的等效电路 在一个开关周期中，该直流变换器有1 6 种开关状态，在分析前，先作如下假设： ( 1 ) 所有开关管、二极管均为理想器件( 整流二极管d m 、d r 2 除外，可将它们看作 是一个理想二极管和一个电容并联) ； ( 2 ) 所有电感、电容均为理想元件； ( 3 ) c l = c 4 = q a d ，c 2 = c 3 = c k ； ( 4 ) l ， l ，k 2 ，k 是变压器原、副边匝比： ( 5 ) 由于电容c e l 、c d 2 容量较大且相等，可看作是电压为2 两个电源。 图2 2 给出了该变换器在不同开关状态下的等效电路，各开关状态工作情况描述 如下： 1 开关模态0 t o 时刻之前】 对应于图2 - 2 ( a ) 】 q l 、q 2 导通，原边电流扫流经电源正、q l 、q 2 、谐振电感、变压器原边绕组， 最后回到电源负。 副边电流回路是：副边绕组厶- 的正端，经整流管d 小输出滤波电容q 与负载 r 埘，回至0 上。l 的负端。 2 开关模态1 【t o ，f 1 【对应于图2 2 t o 时刻关断q l ，从q l 转移至c l 、c 4 支路中。给c l 充电，同时经电容g s 给 c 4 放电，v 。下降，副边电压也相应降低，因而给关断二极管的结电容c ：放电。 在此过程中，滤波电感电流“可看作为一个恒流源。此时电路可进一步等效成如图 2 3 所示。图中，c ：为关断二极管d m 结电容折算至原边的等效电容，1 是折算至原 边的滤波电感电流，亦即t o 时刻原边电流，d ；：是d m 折算至原边的副边等效二极管， 设c ，= c 。= c 。d = c ，则这段时间里，电容c 1 、c 4 、c ；的电压及扫为： v c ，( ) 2 互z ：丽1 1 ( ，一“) + 。，互芒j 五i 蠢l 受d i 丽s i n c o i ( 一f 0 ) ( 2 - 1 ) v c 一( f ) = 等一丽1 1 ( f f 0 ) t + 瓦磊寿面s i n c o , ( ，叫。) ( 2 - 2 ) 吲c d 。5 等一面! 蠢( 卜f o h 雨毒丽+ s i n c o , o 叫0 ) q 。) 墨皇垦茎苤! 型三皇! 皇煎壅垫壁塑竺生一 户彘_ + 彘。i i c o s ) ”f o ) ( 2 - 4 ) 式中国l = j 2 c ，+ c 二 、f2 l ，c ，c ： 由于有c l 、c 4 ，q l 是零电压关断。到f l 时刻，v c 4 降至零，v 。= 0 ，a 点电位降 至h ，2 ，d 5 自然导通，q 4 的反并二极管d 4 自然导通，此时可以零电压开通q 4 。开 关模态1 结束。 q 4 & q i 驱动信号之间的死区时间m ) o l o 3 开关模态2 【t l ，t 2 对应于图2 - 2 ( c ) 】 在此模态中，v 。= 0 ，d r 2 的结电容c 。继续被放电，电路可进一步等效成图 2 - 4 。 ；以一墨掣s i n c o ：( f 1 ) + i p ( q ) 叫】c o s r o a f l ) ( 2 - 5 ) v c d ，( f ) = i ，c d ，( f 1 ) c o s e d 2 0 f 1 ) + 【，( f 1 ) 一t o z ，。c o s f ) 2 ( f t 1 ) ( 2 _ 6 ) 斛：= 去，z ，= 压 到t 2 时刻，v c d 。= 0 ，d r 2 自然导通，该模态结束。该模态的持续时间为： 屯；【揣j p ， d 图2 3 开关模态1 的等效电路图2 - 4 开关模态2 的等效电路 4 开关模态3 t z ，t 3 对应于图2 - 2 ( d ) t 2 时刻零电压开通q 4 ，9 4 虽然被开通，但q 4 并无电流流过，流经9 2 、谐振电 感工，、变压器原边绕组、续流二极管耽，此时v 。= 0 ，为0 状态。处于自然续流 状态。副边两个整流管同时导通。 i 。( f ) = ，。( f 2 )( 2 墙) 5 开关模态4 【t 3 ，t 4 】对应于图2 - 2 ( e ) 】 ，3 时刻，q 2 关断，此时，拓给c 2 充电，同时通过电容g 给c 3 放电，由于有c 2 、 6 壹塞垫奎堕蒌查兰堡主兰堡堡奎一 g ，q 2 是零电压关断，当c 3 电压降至00 4 时刻) ，d 3 自然导通，此段时间里茹和 电容c 2 、c 3 的电压为： i 。= i p ( f 3 ) c o s 3 ( f t 3 ) ( 2 。9 ) v c 2 ( ，) = z p ，( 屯) s i n w 3 ( 卜t 3 ) ( 2 1 0 ) v c 3 ( f ) = 2 一z p ，( ，3 ) s i n c 0 3 ( 卜t 3 ) ( 2 _ 1 1 ) 其中t 0 9 3 = ￥、3 2 l r c 哑，z 口= q l r 2 c | 。g 该模态的时间为： k = 百1s n - i 揣 6 开关模态5 【f 4 ，t 5 1 对应于图2 - 2 ( 0 】 “时刻，d 3 自然导通，将q 3 的电压钳于0 ，此时可以零电压开通q 3 。q 2 & q 3 驱 动信号之间的死区时间卸圳 1 3 4 ，即： 垤) ) l _ _ ，s i n - i 谪v , 2 ( 2 1 3 ) 此时不足以提供负载电流，副边两个整流管都导通，因此变压器副边绕组电压 为零，原边绕组电压也为零，这样电源。2 直接加在谐振电感两端，线性下降： i t , ( f ) = ，p ( ，4 ) 一争( 卜f 。) ( 2 1 4 ) 到如时刻，下降至零，二极管d 3 ，d 4 自然关断，凸、q 4 中将流过电流，开关模态 5 的时间为： f 4 5 = 掣 7 开关模态6 t s ，t 6 】 对应于图2 - 2 ( g ) 】 t 5 时刻，易由正值过零，且向负方向增长，此时，q 3 、q 4 为妨提供通路，由于扫 仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此，原边绕组电压为 零，加在谐振电感两端的电压为2 ，线性下降。 i p ( f ) = 一争( 卜f 5 ) ( 2 - 1 6 ) 到f 6 时刻，下降至折算到原边的负载电流一i l )k，该开关模态结束，此时整流(t6 管d r l 关断，d m 流过全部负载电流。开关模态5 的持续时间为： 5 6 一等警 ( 2 - 1 7 ) 8 开关模态7 f 6 r 7 】对应于图2 - 2 ( t 1 ) t 6 时刻，整流管0 k l 关断，d 恕继续导通，此时谐振电感与关断整流二极管的结 。是善 t 零电压开关p w l v i 三电平直流变换器的研究 电容c “。发生谐振，等效电路如图2 - 5 所示。 驴 2 图2 - 5 开关模态7 的等效电路 为了降低输出整流管上的电压振荡，一般要增加r c 吸收网络。在t 7 时刻，电路 进入稳定状态，电容c 上的电压为k ，扫降到折算至原边的滤波电感电流。 9 开关模态8 胁，t 8 】对应于图2 2 ( i ) 在这段时间里，电源为负载供电，稳定后的原边电流为： 铲一警老”f ，) ( 2 - 1 8 ) 由于三，( ( k2 l ，上式可简化为： f ，( ，) = 一警( ，一f ，) ( 2 - 1 9 ) 在，8 时刻，q 4 关断，开始另个, n i t 8 ，t i 6 ，工作情况类似于上述的半个周期。 2 2 实现z v s 的策略和副边占空比的丢失 2 2 1 超前管实现z v $ 的条件 下面对开关模态i 、2 对应的等效电路作细化分析来迸一步说明超前管的工作过 程。对图2 - 3 、2 - 4 所示电路，假设其中开关管q l 、q 4 的结电容c ，= c 。= 2 0 0 p f ，关 断二极管d m 的结电容折算至原边的电容为c ：= 3 0 0 p f ，滤波电感电流折算至原边 的电流为i ，= 3 i ，谐振电感l ，= 2 籼日。则根据式( 2 2 ) ( 2 6 ) 可画出v 。、v 口及i 。的 变化曲线如图2 6 所示。 3 0 0 3 0 0 2 0 0 r e l ( t ) v c d ( 1 ) l 0 0k | - r 一 、 。 一 f l 1 1 0 7 ：m 乙。， j - -j_ _ c 。 l 1 i1 0 。1 。1 。1 1 。1 。1 。1 1 。+ 。一 o ，1 而7t 2 1 0 7 。2 图2 - 6 开关模态1 、2 过程中。、v 及f ，的变化曲线 南京航空航天大学硕士学位论文 从图2 - 3 和图2 - 6 中可以看出，输出滤波电感的能量不仅用于实现超前管的z v s ， 还要用来给关断的输出整流管的结电容放电( 如果有r c 吸收电路。还要包括吸收电 容) 。而谐振电感也用于实现超前管的z v s 。由于谐振电感相对于输出滤波电感很 小，如果忽略谐振电感的能量，那么为了实现超前管的z v s ，输出滤波电感必须提 供足够的能量来抽走将要开通的开关管的结电容上的电荷；给将要关断的开关管 的结电容充电；和抽走关断的整流管的的结电容上的电荷，即： e 三1c ( 鲁) 2 + 三c 。( 等 2 十三c ；( 孥 2 = c ；。( 等) 2 + 三c ：( 孥) 2 c z - z o ， 考虑到m o s f e t 的结电容的非线性，乘上一个系数4 1 3 1 0 】。故上式变为： e 詈2 + 圭g 阿 p z ， 一般来讲，滤波电感较大，其能量足以在很宽的负载范围内实现超前管的z v s ， 亦即超前管容易实现z v s 。 2 2 2 滞后管实现z v s 的条件 从对开关模态4 的分析可以看出，滞后管q 3 要实现z v s ，必须有足够的能量用 来抽走将要开通的开关管q 3 的结电容c 3 上的能量，同时给关断的开关管q l 的结电 容c 。充电。即： e 圭c ：( 等 2 + 圭g f 孥 2 = c 垤( 孥 2 c z 啦， 同样考虑到m o s f e t 管的结电容的非线性，乘上一个系数4 1 3 1 1 0 】，上式可写为： 4 ，v 、2 e c 妇 昔i ( 2 - 2 3 ) 从图2 - 2 ( e ) 可以看出，这一能量主要来自谐振电感的储能。而谐振电感的感值相 对于前面所述滤波电感等效至原边的感值来说要小得多。也就是说，较超前管而言， 滞后管实现z v s 要困难得多。实现滞后管z v s 的条件是： 扛秘詈c 蛔f w ( 2 - 2 4 ) 2 2 3 实现z v s 的策略 要实现滞后管的z v s ，要么增加谐振电感0 ，要么增加如。一般采取增加谐振 电感的方法。增加谐振电感，在一定的范围内实现z v s ，可以知道个很小的负载 电流。根据这个电流，忽略励磁电流，可得到2 的最小值如。m 再利用式( 2 2 4 ) 计算 出所需的最小谐振电感。 2 2 4 副边占空比的丢失 对于一定的谐振电感，必须有一最小值巯j 。来保证厶中的能量实现z v s ，但加 ，螽：蠢。湓， 激，藏菇 零电压开关p w m 三电平直流变换器的研究 了谐振电感后，存在原边电流从正( 负) 向变化到负( 正) 向电流的时间，即图中的 i t 3 ，r 6 】和【r l o ，t 1 3 ，这段时间里，虽然原边有正( 或负) 方向方波，但原边电流不足 以提供负载电流，副边整流电路中两个整流二极管都导通，负载处于续流状态，其两 端电压为零，这样副边电压就丢失了【t 3 ，6 和【f l o ，t 1 3 这部分方波电压，如图2 1 ( b ) 中阴影部分即丢失的电压方波。 副边占空比丢失的时间为 ，3 ，6 】，它与开关周期瓦的二分之一的比值就是丢失 的副边占空比_ d 妇，即： = 荔= 警( 2 - 2 5 ) 而：知很小，可以忽略，则上式变为： d：生业娑掣(2-2loss 6 )一o ， r m 5 从该式可以看出，越大，d 。越大；负载越大，d 妇越大；越低， d h 。越大。 2 3 参数设计 变换器参数同工作条件及参数之间的相互影响有关，因而参数设计工作是一个复 杂、反复的过程。 2 3 1 输入数据 输入电压：= 5 3 0 v d c + _ 2 0 ： 输出电压：v o = 5 4 v d c ： 输出电流：o = i o a ： 开关频率：= l o o k h z ；开关周期：瓦= 1 0 u s ； 变压器漏感测得为：如= 4 u h 。 2 3 2 原副边匝比 因为移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，我们选择副边的最大占空比为 0 8 5 ，则可计算出副边电压。，。为： 。：! 二竺竺掣：三! 掣：7 0 矿( 2 - 2 7 ) y=一h，ijp 。”“” 屯。一 o 8 故变压器原副边变比k = 等= 3 ，选择变比k = 3 。 设计变压器次级绕组匝数为3 匝，根据变比，则原边绕组匝数为9 匝。 2 3 3 谐振电感值 谐振电感是用来帮助实现滞后管的零电压开关的，必须满足下式： 1 0 壹室堕窒堕蒌奎堂堡主堂焦笙苎一一 乒一4 3c 弋f ，v 2 7 j ( 2 2 8 ) 谐振电感l ，的选择应考虑下述因素： l 、为了在任意时，均能实现滞后i 熬的零电压开关，应取最大值。： 2 ) 考虑在满载以上时实现零电压开关； 3 ) 负载电流为1 a 时滤波电感句的吐，临界连续，这样的脉动量a i l y 为翻。 在负载时，= 极电容c = 1 6 0 p f ， 了变压器的漏感。 l o 。3 + a l l i 2l o 3 + 2 2 -。_-_-_。_。一 = 1 4 4 ( a ) ，开关管i r f 8 4 0 的漏源 。2 = 3 1 8 v ，根据式( 2 2 8 ) 可得：三，= 2 l 讲。该数值包含 2 3 4 副边最大占空比的确定 在谐振电感l ，确定后，可以计算出副边的最大占空比丢失d l o 嚣。6 l o 豁可由 下式近似计算： ( l + ，) 一 一( ，。一寺，) 】 占脚= l r 4 f a 。= 学 p 2 ， 丁j 歹歹。l 从式( 1 5 ) 可知，当厶最大、最小时，副边占空比丢失最大，d l d 婚。a x 为： 。= 笔粉5 - o ，s ( 2 - 3 0 ) 则原边的最大占空比为d 。= d 。+ 占l 。= 0 8 0 十0 1 3 = 0 9 3 i 一一一一一一一一一一一i 一 。i i ! v d s 。( c 迪2 ) = ：口= = ：墨 s e l v l 一l 1 卜叫卜一： 一j u rf 一一一一1 一一一一一。一一一一一一一一一一一一一f 日n b u rr 1 r i i 女r n i 。t ! fl j ： fl t 一b r_ j t 2 s o w a i v l 一l o r _ _ 、r 、 ， 1 。l 二一! k 一一 5 a d i v 。k i d s s a d i v 厂 。儿 戳 h 少 幺习一矿： 芏5 。代。医 一 ( c ) 图2 - 7仿真与实验波形对照图 图2 - 7 为输出1 0 a 5 4 v 时的仿真波形与实验波形对照图。从图中可以看出电路的 仿真与实验结果基本一致。 1 2 i j | j l ，j | l = | | ! | | | j | 一 一厂 ； 一 l 一 i l 土| | i 伽篇 南京航空航天大学硕士学位论文 图2 - 7 ( a ) 为变换器原边电压小变压器原边电流f ，、整流二极管d 5 电流f d 5 及整 流后电压。的仿真与实验波形，从该图可以看出，当原边电流从正方向( 或负方向) 变化到负方向( 或正方向) 负载电流时，副边存在占空比丢失，当滞后管( q 2 或q 3 ) 关断时，二极管d 5 提供续流。同时由波形可以看出，在v 。由2 降至零的过程 中，大幅下降，进一步验证了理论分析结果。 图2 7 ( b ) 时超前管q - 的驱动信号v 。及漏、源极电压v 。、漏极电流f d ，该图表 明，当超前管q l 的漏、源极电压为零时，关断超前管，q 】的寄生电容c 和q 4 的寄 生电容c 4 的存在保证q l 是零电压关断。超前管q 4 的情况亦然。 图2 - 7 ( c ) 是滞后管q 2 的驱动信号v 、漏、源极电压v 及漏极电流i d 。该图表 明，当滞后管的漏、源极电压降至零，其反并二极管d 2 导通时，开通q 2 ，因此，滞 后管q 2 是零电压开通。滞后管q 3 的情况亦然。 下面讨论死区时间对开关管波形的影响。图2 8 是不同死区时间对滞后管的v 。，、 v 。、i 。波形的影响。由前面对开关模态4 的叙述知，q 2 & q 3 驱动信号之间的死区时 间拙d 必须大于v 。，降至零的时间，结合上面给出的参数值知，t 3 4 z8 0 n s ，高于或低 于该时间为死区过长或过短。图2 - 8 ( a ) 中，t d ( 1 l a g ) = 2 5 0 n s ，死区时间过长，当v d s 已降 至零时，驱动信号v 。尚未启动，谐振电感和开关管结电容发生谐振，v 。及i 。发生 振荡。图2 - 8 ( b ) 中，t d o a e g = 5 0 n s ，即死区时间过短，当v 。尚未降至零，驱动信号就已 加入，v 。在驱动信号的作用下迅速降到零，开关管是硬开通。图2 - 8 ( c ) 中，t d t l a g ) = 8 0 n s ， 在v d s 刚好降至零时，开通v 。，死区时间刚好。 厅讣 厂一 1 竺! 垒! 一、k 札一 c = 纛”1 _ u ” 1 厂 j 2 竺：巫 j 仨舟 ； 图2 8 不同死区时间下”、v d s f l t i d 波形 图2 - 9 给出了该变换器的整机变换效率。图2 - 9 ( a ) 是在额定输入3 8 0 v 交流电，不 同的输出电流下电源的变换效率。图中表明，5 a 时效率最高，为9 0 5 ，1 0 a 时效率 大于8 8 ，图2 - 9 ( b ) 是在输出满载1 0 a ，在不同的输入交流电压时，变换器的变换效 率，该图表明，在输入电压保证能满载电压的前提下，输入电压越高，变换效率越低， 这是因为：输入电压太高，变压器没有得到充分利用；移相控制方案中存在零状 态，原边电流处于自然续流状态，这段时间里，原边电流没有能量传送到输出级，而 在变压器、谐振电感和开关管中都存在通态损耗，且输入电压越高，零状态所占时间 墨皇里茎羞呈翌竺三皇! 里塑壅垫堡塑笙墨 越长，所占比例越高。因此，要提高变换效率，就要充分利用输入电压，减小零状态。 09 2 0 9 0 8 8 邑0 8 6 纂0 8 4 08 2 08 0 7 8 j f | | ( 01234567891 0 电流( ) 0 8 9 5 0 8 9 4 苎0 8 9 3 姗 楼0 8 9 2 0 8 9 1 0 8 9 l l | i 、 l 叫 1 8 0 1 9 02 0 02 1 02 2 02 3 02 4 02 5 02 6 0 输入电压( v ) ( a ) 效率与输出电流的关系图( b ) 效率与输入电压的关系图 图2 - 9 电源的效率曲线 2 5 小绪 本电路具有如下特点： ( 1 ) 电路采用移相控制方案，开关管为零电压开关，因而大大减小开关损耗，有 利于提高开关频率，减小变压器体积； ( 2 ) 超前管实现z v s 的能量来自于滤波电感和谐振电感的能量，用来抽走将要 开通的开关管结电容上的电荷，并给关断开关管的结电容充电，还要抽走关断的输出 整流管的结电容上的电荷：滞后管实现z v s 的能量来自于谐振电感的能量，用来抽 走将要开通的开关管上的电荷，并给关断开关管的结电容充电，因谐振电感远小于滤 波电感值，所以超前管比滞后管容易实现零电压开关； ( 3 ) 由于谐振电感串联于主回路中，副边存在占空比丢失： ( 4 ) 副边整流电压存在尖峰，在整流二极管中有损耗； ( 5 ) 在考虑输出整流管的结电容的情况下，当超前管关断时，原边电流有一个下 降的过程。 ( 6 ) 在零状态中，两个整流二极管同时导通，而不是只有一个整流二极管导通。 1 4 南京航空航天大学硕士学位论文 第三章带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器 3 1 引言 第二章分析了移相控制z v st l 变换器的工作原理，该变换器实现了开关管的零 电压开关，但整流二极管上仍存在电压振荡和电压尖峰。为了解决这个问题，本章提 出一种带钳位二极管的z v st l 变换器。它实际上是在基本的z v st l 变换器的基础 上增加了两个钳位二极管d 9 和d l o 。其主电路如图3 - 1 ( a ) 所示。 ( a ) 主电路 p rju ； u z ， p ， l 一 二 - k f 荨一 飞二：二7 7 广飞厂 入溯刎j t u t l 。】1 3 t 4 ，7 m ，_ i ，l ，”，1 ，i ，1 6，l ，”，l 一 ( b ) 主要波形 图3 一l 主电路及主要波形 0 | 卫b 。 零电压开关三电平直流变换器的研究 3 2 工作原理 下面我们分析该电路的工作原理。在一个开关周期中，该变换器共有1 8 种开关 状态。分析前，我们作如下假设： 所有开关管、二极管均为理想器件( 整流二极管除外，可将它等效为一个理想 二极管和一个电容并联) ； 所有电感、电容均为理想元件； c l = c 4 = c k 耐，c 2 = c 3 = c l a g ； l r l ，x 2 ，k 是变压器原副边匝比。 电容c d l 、c 幺容量很大，其上电压较稳定，可将它们看作是两个电压为k 以 电压源： c s s 容量很大，可等效为一个电压源2 。 图3 2 给出了该变换器在不同开关状态下的等效电路。各开关状态的工作情况描 述如下。 ( a ) f o 时刻 ( e ) t 3 ，t 4 ( f ) t 4 ，t 5 】 靴 隘 萤 隘 一臻 一 一 竺o 一 翅l j i 童塞塾窒堕蒌盔堂堡主堂垒丝茎 嬉) b ，t 6 ( i ) t 7 ，t 8 】0 ) 【t 8 ，t 9 图3 2 各种开关状态下的等效电路 1 开关模态o f 0 时刻】 对应于图3 - 2 ( a ) 】 q l 和q 2 导通，原边电流流经电源正、q l 、q 2 、谐振电感l 、变压器原边绕组， 最后回到电源负。 副边电流回路是：副边绕组厶l 的正端，经整流管d r - 、输出滤波电感上，、输出 滤波电容c ，与负载r 蹦，回到厶1 的负端。 2 开关模态l t o ，t 1 对应于图3 - 2 ( b ) 在t o 时刻关断q l ，珏转移至c 1 、c 4 支路中，给c l 充电，同时通过c s s 给c 4 放 电，v 。下降。若此时变压器原边电压v 不变，则谐振电感两端电压v 。 o l 。即： f 舢“) 鼍竺( 2 c ，“+ c ：) ( 3 - 6 ) i 这段时间里，v 口= 0 ，为0 状态。扫和i l ，均处于自然续流状态。副边两个整流 二极管同时导通，副边电压为零。 i 。，( t ) = l ( 3 7 ) 7 ，( ) 。蕊l 乙l e a d 7 - ( 3 - 8 ) 4 开关模态3 t 2 ，t 3 】【对应于图3 - 2 ( d ) 】 t 2 时刻关断q 2 ，i l ，从q 2 转移至c 2 、c 3 支路中，给c 2 充电，同时通过g 。给c 3 放电，由于c 2 和c 3 的存在，q 2 是零电压关断，此时，v 。= 一v 。：，由于整流二极管 d l 、d 艘都导通，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，v 月b 直接加在谐 振电感上。因此，在这段时间里，实际上厶和c 2 、c 3 在谐振工作，i l ，和电容c 2 、 g 的电压分别为： 藤螽、： 麓黼。 滋猫 t ，= 1 1c o s o ) i ( f t 2 ) v c 2 0 ) = z 口i ls i n c o if 一t 2 ) v c 3 ( d = 2 一z p i js i n c o l p t 2 ) 其中：z p = 工，2 c 蛔，缈1 = 1 2 l ，c 垤。 到，2 时刻，v c ：升至2 ，v c 3 降至0 ，结束这一开关模态a 开关模态3 的持续时间为： ( 3 9 ) ( 3 l o ) ( 3 1 1 ) 匕= 1 qs i n - 1 l 筹) p 切 5 开关模态4 t 3 ，t 4 】 对应于图3 - 2 ( e ) t 3 时刻，d 3 自然导通，此时可以零电压开通q 3 ，q 2 & q 3 驱动信号之间的死区时 间t d ( z a e j t 2 3 。即： 扣。1 ( 筹 b 虽然此时9 已开通，但9 并不流过电流，由d 3 流通。扫不足以提供负载电流， 副边两个整流管同时导通，因此，变压器副边绕组的电压为零，二极管d 5 、d 9 继续 导通，电源电压直接加在谐振电感两端，以线性下降： i “o ) = i l , ( f 3 ) 一： ( f t 3 ) ( 3 1 4 ) z l r 到“时刻，i l ，降至与相等，d 9 自然关断。 6 开关模态5 t 4 ，t 5 ) 对应于图3 - 2 ( f ) 在这阶段中，副边两整流二极管均导通，副边电压为零，电源电压加在谐振电 感两端，原边电流继续下降。 f p ( f ) = f “( f ) = i l r ( f 。) 一j 芋一( f t 4 ) ( 3 - 1 5 ) 到t 5 时刻，绉降至零，二极管d 5 自然关断，q 3 & ：翻中开始流过电流。开关模态 4 5 的持续时间为： t ”；2 l ，j “( t 3 ) k 。 ( 3 1 6 ) 7 开关模态6 t s ，t 6 】 对应于图3 - 2 ( g ) 】 t 5 时刻，i p 由正值过零，且向负方向增加，此时，凸函为原边电流提供通路， 由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个二极管提供回路，因此，原 边绕组电压为零，加在谐振电感两端电压是电源电压形，2 ，线性下降： f ，( ，) = i t r ( f ) 。争( 卜t s ) ( 3 1 7 ) 到t 6 时刻，原边电流达到折算至原边的负载电流一i z ( f 。) k ，该开关模态结束， 1 9 茎皇垦翌差三皇兰里亟錾垫墨塑竺塑 一 此时整流管d r l 关断，d m 流过全部负载电流，开关模态6 的持续时间为： f ，。= - l , i 呖z ( t 6 ) k ( 3 - 18 ) 8 开关模态7 f 6 ，t 7 1 对应于图3 - 2 ( h ) 在r 6 时刻，整流电路中d r l 要关断，d , e 继续导通，副边电压加在d r , 的结电容 c d r l 两端，给c d r l 充电，扫继续增加。 枞归半+ 象s i n 姒h 。) ( 3 - 1 9 ) v c d r l ( f ) 2 景 1 - c o s c 0 2 ( t - t 6 ) 】( 3 - 2 0 ) 其中：z 。= 蕊，珊，= l 丽。 到f 7 时刻，c o r ，的电压上升到兽，达到最大值。该模态的持续时间为： f 。，：兰( 3 2 d e ，2 五 ” 9 开关模态8 【巧，嘲 对应于图3 - 2 ( i ) 1 f ，时刻，电路进入稳态，稳定后的原边电流为： “归一等( r _ ) ( 3 - 2 2 ) 由该式可见，知反向增加，与以的差值流过d m 。到t 8 时刻，i ，= i 川该模态 结束。 1 0 开关模态9 ，纠 对应于图3 - 2 ( j ) 1 在此模态中，原边给副边提供能量，毛与“相等。 ( f ) = f 。o ) = 一警o f 。) ( 3 2 3 ) 3 3 实现z v s 条件和副边占空比的丢失 3 3 1 超前管实现z v s 的条件 由前面对开关模态1 的分析可知，超前管要实现z v s ，必须有足够的能量来抽 走将要开通的开关管q 4 的结电容c l 及关断整流二极管d 艘的结电容已忸上的电荷， 并给关断的开关管q l 的结电容c l 充电，即： 。互ic ，( 孚) 2 + 三c 。( 鲁) 2 + 吾c ：( 孚) 2 = c 。( 孚) 2 + 圭c ：( 孚) 2 c ，出， 考虑到m o s f e t 管的结电容的非线性，乘上一个系数4 3 1 1o 】为： 2 0 i 。& 。；滋 、誊“：l 堕室堕窒塾墨丕兰堡主堂焦笙兰 一 。导+ i 1c ： ( 3 - z s ) 对开关模态1 电路的迸一步等效可知，这部分能量由滤波电感提供，由于巧很 大，因此该能量足以用来实现超前管的z v s ，也就是说，超前管容易实现z v s 。 3 3 2 滞后管实现z v s 的条件 从开关模态3 可知，滞后管要实现z v s ，必须有足够的能量来抽走将要开通的 开关管q 3 的结电容c 3 上的电荷，并给关断的开关管0 2 的结电容q 充电，即： e 三c ：( 譬) 2 + 丢c ，( 孥 2 = c 姆( 孥) 2 c s 琊， 同样考虑到开关管的结电容的非线性，乘上一个系数4 3 1 加1 变为： 。扛 p z a ， 通过对开关模态3 的分析，在该过程中，该能量主要由谐振电感提供，即： 2 “p 氟2 p z s ， 由于le e 折算到原边的滤波电感小得多，所以相对于超前管而言，滞后管实现 z v s 较困难。一般采取增加谐振电感的方法帮助实现滞后管的z v s 。 3 3 3 副边占空比的丢失 副边占空比丢失如图4 - 1 ( b ) 所示，情况与第二章讨论的基本电路相似，这里不再 赘述。 3 4 仿真与实验结果 为了验证带钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器的工作原理，我们对该电 路进行了p s p i c e 仿真和实验。 仿真所需的主要数据为： 输入直流电压：以。= 5 3 0 v + 2 0 ； 输出直流电压：v o = 5 4 v ； q l ( d l c 1 ) q 4 ( d i c d ：i r f 8 4 0 1 谐振电感：l ，= 2 薹删_ ： 变压器原副边匝比：3 ： 输出滤波电感：l f 7 0 螂 输出滤波电容：铲6 簟协； 零电压开关三电平直流变换器的研究 开关频率：= 1 o o k h z 。 仿真与实验波形如图3 - 4 示。 图3 - 4 ( a ) 、( b ) 是变压器原边电压v a b 、谐振电感电流以、变压器原边电流、整 流二极管d 5 电流勘、钳位二极管d 9 电流锄及整流电压。该图表明，在滞后管 9 2 ( 或q 3 ) 关断时，二极管d 5 提供续流；在整流二极管d r l ( 或d