（电力电子与电力传动专业论文）新型三相应急电源的控制方法.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s 仃a c t t h i sp a p e rp r o p o s e dan o v e lt h r e e p h a s e e m e r g e n c yp o w e rs u p p l y ( e p s ) i no r d e r t o o v e r c o m et h el i m i t so ft r a d i t i o n a le m e r g e n c y p o w e rs u p p l y t h i se p ss y s t e mi sc o m p o s e d o f b i d i r e c t i o n a lp w m c o n v e r t e r s b yu s i n gd s pd i g i t a l c o n t r o lt e c h n i q u e ，t h i ss y s t e mc a n r e a l i z et w of u n c t i o n s ：s u p p l y i n gt h el o a dw i t he m e r g e n c yp o w e ra n dc o m p e n s a t i n gc u r r e n t h a r m o n i c sa n dr e a c t i v ep o w e rg e n e r a t e df r o mt h en o n l i n e a rl o a d t h i se p ss y s t e mr e a l i z e d t h er e q u i r e m e n t so f “g r e e n ”，i n t e l l i g e n ta n dl o wc o s t t h i sp a p e rp u te m p h a s i so nt h ec o n t r o ls t r a t e g yo ft h i sn o v e lt h r e e - p h a s ee m e r g e n c y p o w e rs u p p l y a n dd e s i g nac o n t r o l s y s t e mb a s e do n at i s d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r t m $ 3 2 0 l f 2 4 0 7 a c h a p t e r o n e p r o p o s e s t h en o v e lt h r e e p h a s ee m e r g e n c y p o w e rs u p p l ys y s t e m o nt h eb a s i s o ft h ec h a r a c t e r i s t i c sa n dl i m i t so ft h et r a d i t i o n a le m e r g e n c yp o w e rs u p p l ys y s t e m s t h e nt h e p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ( p w m ) t e c t m i q u e i sa l s oi n t r o d u c e d c h a p t e rt w of i r s t l yi n t r o d u c e st h ef o u n d a t i o no fw h i c h w e p r e s e n tt h i sn o v e le m e r g e n c y p o w e rs u p p l ys y s t e m s e c o n d l y , t h e c i r c u i ts t r u c t u r ea n dt h e o p e r a t i n gp r i n c i p l e s a r e i l l u s t r a t e da tl a s t ，t h ea p p l i c a t i o n so ft h i sn o v e lt h r e e p h a s ee m e r g e n c yp o w e rs u p p l ya r e i n t r o d u c e di ub r i e f c h a p t e rt h r e ei l l u m i n a t e st h ec o n t r o ls t r a t e g yo f t h i se p ss y s t e mi nd e t a i l t h i sc h a p t e r i n t r o d u c e st h ec o n t r o l s t r a t e g i e s o ft h r e e c i r c u i t i n v e r t e r ，s h u n ta c t i v ep o w e rf i l t e r ( a p f ) ，b a t t e r yc h a r g e ra n dd i s c h a r g e r b a s eo nt h e s ea n a l y s e st h ep a r a m e t e r sd e s i g no ft h e p r o t ot y p ea r ep r o p o s e d ， c h a p t e r f o u ri n t r o d u c e st h es o f t w a r ea n dh a r d w a r ed e s i g no ft h ec o n t r o ls y s t e m s c h a p t e rf i v ei n t r o d u c e st h e 10 k v a e x p e r i m e n ts y s t e ma n da n a l y z e st h er e s u l t s o ft h e e x p e r i m e n t k e y w o r d s n o v e lt h r e e p h a s ee m e r g e n c yp o w e rs u p p l y , i n v e r e r ，s h u n ta c t i v ep o w e rf i l t e r , b a k e r y c o n t r o ls t r a t e g y ，d s p i i 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 本章首先简要介绍了传统应急电源e p s 的特点，并在与传统e p s 电路相比的基础 上提出了一个新的e p s 电路拓扑，该电路实施适当的控制策略，即可在实现e p s 功能 之外，还可实现有源滤波( a p f ) 功能。然后简要说明了变流器最常用的脉宽调制( p w m ) 技术。最后指出了本文的主要研究内容具有有源滤波功能的新型应急电源控制方法 的研究。 1 1 传统应急电源概述 e p s ( e m e r g e n c y p o w e r s u p p l y ) 全称应急电源供电系统。它是应用i g b t 逆变技术， 以c p u 控制，采用高电子集成整体模块化结构的强弱电一体化系统。它在紧急的情况 下可作为重要负荷的第二或第三电源供给，可望成为不少场合的u p s 、柴油发电机组的 替代产品。 传统的应急电源e p s 是由后备式u p s 电路发展而来的，它的电路与后备式u p s 电 路非常相象，如图1 - 1 所示。其工作原理是：( 1 ) 当市电正常时，e p s 工作在市电旁 市 输 图1 ，l 传统应急电源系统结构 路工作状态，此时转换开关切换到市电输入端，输入市电经转换开关直接给负载供 电。同时市电可通过整流向蓄电池充电。( 2 ) 当市电出现故障( 无市电，市电电压过高 或过低) 时，e p s 工作在由蓄电池供电状态，此时转换开关与市电输入端断开，切换到 逆变器输出端，由蓄电池经逆变器转换成交流电给负载供电。 e p s 有如下一些特点： ( 1 ) 采用i g b t 逆变技术、p w m 脉宽调制技术、c p u 控制技术。技术先进，自动 切换，无人值守： ( 2 ) 非应急时基本不耗电，高度节能。正弦波供电，稳压、稳频，无噪音、无公 害； ( 3 ) 多合一结构，设计整体化为单个屏、箱、柜。安装方便，综合造价低，性价 比高，寿命长达2 0 年以上； 浙江大学硕士学位论文 ( 4 ) 工程设计不需更改主结线，即可替代原有产品实施。无需消噪、排烟、消防 类附加要求，占地极少。 e p s 的应用范围广泛，主要适用于： ( 1 ) 高层建筑的电梯、中央空间、消防水泵及风机及应急照明； ( 2 ) 金融证券监控、金融设施、数据及钞券验析，金库保护等特殊用电； ( 3 ) 军用雷达、移动电站、人防、消防、安防及通讯、广播的连续供电； ( 4 ) 医院、手术、科研、实验、超市、商场人员集中地的供电； ( 5 ) 工厂、企业的中央控制室，关键运转设备的供电。 1 2 新型三相应急电源 相对于上述的传统应急电源，本文提出了一种新型三相应急电源，该电源实施适当 的控制策略，即可在实现传统e p s 功能之外，还可实现有源滤波( a p f ) 功能。 1 21 传统e p s 的局限陛 传统e p s 在电网向蓄电池充电时，常常采用三相不控整流的方式。采用不控整流方 式的整流器存在从电网吸取畸变电流，造成电网的谐波污染的缺点。为了消除谐波并提 高功率因数，般在整流电路中还要设计功率因数调整p f c ( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ) 电路。 特别是由于传统e p s 只有在市电发生故障的情况下才投入使用，一般情况下是处于 搁置状态，系统的利用率不高。 1 2 2 新型的三相应急电源 针对传统e p s 的局限性，我们提出了一种新型e p s 。 与传统e p s 电路不同，新型e p s 的主电路采用双向拓扑，其原理框图如图1 - 2 所示。 系统根据电网状况的不同工作于两种模式：在电网正常的时候系统工作于并联型有源滤 波器( p a p f ) 模式。电网通过静态开关直接向负载供电，由双向p w m 变流器构成的 图1 2 系统原理框图 2 浙江大学硕十学位论文 并联型有源滤波器可以对非线性负载提供谐波和无功电流补偿，因而在网侧可以得 到接近予正弦的电流和较高的功率因数，与此同时，双向p w m 变流器也类似于一个 p w m 整流器由网侧将有功能量提供给蓄电池充电电路；当电网不正常的时候，该系统 工作于应急电源( e p s ) 模式，此时由蓄电池升压供电，经双向p w m 变流器逆变，为 负载提供稳定的三相交流电源。 可见，双向p w m 变流器，既可以实现市电正常时的整流、功率因数校正和谐波补 偿，也可以实现市电故障时的逆变；双向d c d c 电路，即可以实现在市电正常时的降 压功能给蓄电池充电，也可以实现市电故障时的蓄电池电压升压功能。这样就大大简化 了e p s 电路结构，很好的解决了传统e p s 电路的缺陷，并且降低了成本。整个系统应 用了全数字控制技术一- - d s p 控制技术，因此，实现了e p s 产品的绿色化、智能化和 低成本的要求。 1 3 脉宽调制( p w m ) 控制技术 脉宽调带l j ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 控制技术，通常简称为p w m 控制技术，是利用 一系列脉冲去控制半导体开关器件的导通和关断，把直流电压变成电压脉冲序列，控制 电压脉冲的宽度和周期以达到变压的目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲序列的周期以 达到变压变频的一种控制技术。p w m 控制的目的是减少低次谐波，将谐波推向高次， 以实现功率调节。p w m 控制具有的优点是：( 1 ) 电路简单，只用一个功率控制级既可 以调节输出电压，又可以调节输出频率；( 2 ) 应用于p w m 整流器，可以有效地抑制电 网测的电流谐波，提高功率因数；( 3 ) 可以同时进行调频、调压，与中间直流环节的元 件参数无关，系统的动态响应速度快；( 4 ) 应用于d c d c 变换器，可以大大减小直流 输出的交流纹波，提高直流输出的稳定性；( 5 ) 可以获得更好的波形改善效果；( 6 ) 可 以减少输出滤波器的体积和重量。p w m 控制技术广泛的应用于开关稳压电源、不间断 电源( u p s ) 、应急电源( e p s ) 以及直流电动机传动、交流电动机传动等电气传动中。 p w m 的常用方式主要有如下几种： ( 1 ) d c 1 3 c 脉宽调制技术 ( 2 ) 正弦波脉宽调g j ( s p w m ) 技术 ( 3 ) 消除指定次数谐波的p w m ( s h e p w m ) 控制技术 ( 4 ) 优化p w m 法 ( 5 ) 电流滞环跟踪p w m ( c h b p w m ) 控制技术 ( 6 ) 电压空间矢量p w m ( s v p w m ) 控制技术( 或称磁链跟踪控制技术) 本文研究的重点是如何将直流脉宽调制技术和正弦波脉宽调制技术应用于新型应 急电源系统。因此下面将着重分析上述两种脉宽调制技术的基本原理。 浙江大学硕士学位论文 1 3 1d c d c 脉宽调制技术 目前，在d c d c 变换电路中，为了维持输出电压稳定，最常采用的是脉宽调制p w m 控制原理。如图l 一3 所示的是d c d c p w m 控制基本电路。由于网压、负载或环境温度 的变化引起的变化的输出电压经反馈与稳定的电压给定比较产生误差电压，该误差电压 经过调节器得到电压控制信号“，该信号送入p w m 比较器与振荡器产生的具有开关频 率的锯齿波信号进行比较，产生占空比d 变化的开关信号( 如图1 4 所示) 去控制功率 开关器件的通与断，从而在开关器件输出侧得到占空比变化的电压脉冲序列，占空比的 大小随着输出反馈信号的变化而进行适当的调整，结果使电压脉冲序列的开关周期平均 值稳定于给定值对应的期望值。 图1 - 3d c d c p w m 控制电路 1 3 2s p w m 控制技术 1 3 2 1s p w m 控制原理 图1 4 p w m 波的产生 图l - 5 所示是s p w m 控制技术的原理，按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的 面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种 调制方法称作正弦波脉宽调制( s p w m ) ，这种序列的矩形波称作s p w m 波。 以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载 波( c a r r i e rw a v e ) ，并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波( m o d u l a t i o nw a v e ) ，当 调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而可以获得在 4 浙江大学硕士学位论文 正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。 v u 2 2 图1 - 5s p w m 控制原理 图1 6 三相p w m 逆变器主电路结构 3 2 2 三相s p w m 控制技术 图1 - 6 是三相p w m 逆变器的主电路。图1 7 是与其相对应的三相s p w m 控制。相 位差为1 2 0 。三相s p w m 控制信号与三角载波相比较所得的控制信号分别控制三相p w m “ 口 g o _ 2 0 一血 2 o o 图1 。7 三相p w m 逆变器s p w m 控制 逆变器的三个桥臂，每个桥臂的上下丌关由一组互补的p w m 信号控制导通、关闭，从 ，州 j。li_匹阿似以搿纠h由朔嘲以m阻i吻翰圉 i南阴叼纠阻内h纠纠纠玢以iuhnhh all、li，l鼻 浙江大学硕士学位论文 而得到三相输出电压，该输出电压经过输出滤波便可以得到所需的三相正弦电压。 三相s p w m 控制可由模拟电子电路和数字电子电路两种方法来实现。而采用数字 方式根据采样方式的不同又可以分为自然采样和规则采样两种方式。自然采样法的运算 比较复杂，在工程上更实用的是规则采样法。根据采样方法的不同，又可衍生出对称规 则采样法和不对称规则采样法。对称规则采样是指在每个载波周期的三角载波的波底或 者波峰进行采样，每个周期采样一次，而不对称规则采样是指每个载波周期的三角载波 波底和波峰同时进行采样，每个载波周期采样两次。 图l - 8 是三相s p w m 控制采用对称规则采样法时一个典型载波周期内的控制信号。 可以看出采用对称规则采样控制时的一个典型载波周期内，三相p w m 逆变器有四个基 本工作状态，即上三个桥臂共同导通的1 l l 状态，下三个桥臂共同导通的0 0 0 状态和一 个上桥臂和两个下桥臂或两个上桥臂和一个下桥臂导通的两个工作状态。 设三相调制波为 设载波为单位载波，则s p w m 为线性调制的条件为0 0 ， “，= 0 ) ，对应于主电路中上开关管开通，下开关管关断，电感电流f ，线性上升，这种 状态一直维持到f ， i 。时为止；当i l 高于f 。时，“。= 0 ( 对应于“引= 0 ，“。2 0 ) t 对应 于主电路中上开关管关断，下开关管) t n ，j ，线性下降，直到f 。 _ 三一时( 在实际中通常是满足的) ，5 儿，为两个不相等的负实 口，女。c 一2 4 l c “。 数。 由开环零、极点可绘制出闭环系统的根轨迹，包括负载在满载、半载和空载时的根 轨迹，如图3 1 1 所示。由分析可知根轨迹的渐近线相角为= 9 0 。( 即与虚轴平行) ， 浙江大学硕士学位论文 渐近线与实轴的交点为吒一丢( 去+ 型争一古 ，当r 增大时，渐近线将向虚轴靠近， 但通常上r c ，去兰字，吒主要由曼争决定，且的变化对其影响不大。 从图3 - 1 1 中可见，系统具有稳定的闭环极点，根轨迹渐近线盯。远离虚轴，系统看 较小的动态调整时间 和较小的超调量盯，因而有较好的相对稳定性。虽然该系统为 三阶系统，但由于闭环极点，与零点s ：非常靠近，s o p i 对系统动态性能的影响可以忽略， 因此系统可近似为二阶系统，性能将主要由主导极点t 。决定，系统开环传递函数 孔。一i s i i 匙 。j c o ，0g s ：，_ 哆聪竺 一 嘞 ， 姑嗲 t r f d c o 1、 图3 - 1 1 电感电流模式控制的系统根轨迹图 ( 3 - 2 5 ) 可简化为 g 。( s ) 即 笪煎! l c s 2 + f 上+ c t k i k 1 s 十一1 + 丛篮 lr c l l cr c g o , ( s ) 2 丽了k i 瓦再。n ，。” 2 9 ( 3 - 2 9 ) ( 3 - 3 0 ) 浙江大学硕士学位论文 其中：足= _ f l k 丽k k ，。 1 + 等。 越大，f 越大，系统超调仃越小。而调整时间，( 正比于去= 1 可2 ) 不但小 上= 2 0 1 9 i g , , ，( 弘) | - 2 0 l g k 一2 0 1 9 ( 1 一出2 ) 2 + ( 2 乒。) 2 ( 3 - 3 i ) 出乍善2 c r 目c o 二 协 舻甜”如2 9 r ：c o 丑一1 ( 3 - 3 3 ) 3 1 4 , 3 系统对负载的适应能力分析 在上述系统带阻性负载分析的基础上，下面就系统对其它类型负载( 如容性、感性 和非线性负载) 的适应能力进行分析比较。 ( 1 ) 容性负载( r c o 并接) 系统输出端带上容性负载( r g 并接)则在输出滤波器l c 中有c 斗c + c 0 ，由 3 0 浙江大学硕士学位论文 ( 3 - 3 0 ) 可知，由于通常口t 女。l ，c 增大反而使f 值增大，使超调量盯减小，系统 调节时间。将有所增加，但由于分母中型争项的存在，。仍可保持较小值，因此容性 负载对系统动态性能影响不大。 ( 2 ) 感性负载( r 一上n 串接) 系统输出端带上感性负载( r 一厶串接) ，则系统输出环节( 由滤波器和负载构成) 的传递函数为： f ( s ) 2 硒甄面l 雨o s + 币r 丽( 3 - 3 4 ) 由( 3 - 3 4 ) 并参考图3 - 1 0 可得系统的开环传递函数为： g o , ( s ) ：丝 ( 3 3 5 ) 该传递函数有两个零点和四个极点，分析较为困难，需作近似处理。与纯阻性负载 情况类似，由于零点s z ，= 一与极点，= 0 十分靠近，故( 3 - 3 5 ) 可简化为 f 托 g ( s ) = 卢女，kk ( 3 3 6 ) 令瓯，( s ) = f l k , k , , k 新 3 7 肌邪) = 塑r s3 + p 螋r ) s 2 + ( 丝r 嘲屯c 卜盟r 、 ll”， 当厶r 2 c 时，可将爿0 ) 改写为 小，= 下l l cs 1 + ( 等+ 半 s 2 + ( t l + l o + 宁。t k kl 埘，t 。c 州+ 警，s ， 小，= p + ( 去嘲k c ) 州+ 警挣+ ，) 将( 3 - 3 9 ) 代入( 3 3 7 ) 可得： ( 3 3 9 ) 浙江大学硕士学位论文 瓯小卜肚k 氐i 阿瓣1 q 4 ( 3 4 0 ) 与( 3 2 9 ) 相同，可见在l 。r 2 c 时，系统性能基本不变。 当r 2 c 时，由于输出环节的传递函数在纯阻性负载下阻尼系数通常取o 7 ， 即l 4 5 0 ，开环截止频率较高，意味着系统具有较宽的通频带，同时， 在开关频率附近，幅频特性曲线斜率是- 4 0 d b d e c ，说明系统具有较好的抑制噪声能 力。 图3 - 3 1 恒流充电反馈控制系统开环幅频、相频特性 ( 2 ) 恒压充电闭环反馈控制设计 如图3 2 8 所示的蓄电池组充电闭环反馈控制电路框图，恒压充电是采用双环电感 电流模式p w m 控制，通过采样蓄电池组端压与恒压充电电压给定进行比较，误差经过 p i 调节处理后作为电流给定，再通过采样电感电流与电流给定进行比较，误差经过比例 放大后，再与锯齿波信号进行比较产生p w m 信号，通过p w m 信号控制主电路开关的 工作，最终使蓄电池组端压趋于恒压充电电压给定值，使蓄电池组的充电电压保持恒定， 实现恒压充电。 图3 3 2 所示的是蓄电池组恒压充电闭环反馈控制框图。其中： g p ，( s ) = 图3 3 2 蓄电池组恒压充电闭环反馈控制框图 1 + 矗c s r l 。2 + i l 川 g p v ( s ) = 志， q ，( s ) = 丁1 ， 浙江大学硕i + 学位论文 q ( 。) ：丸坠型， 5 q ( s ) = 置。 将电流内环进行化简得如图3 3 3 所示的控制框图。 其中，q 。( s ) 是电流内环的闭环传递函数， 刚垆瓦k y i p o + 蕊r c 。) ( 3 1 9 2 ) 则系统的开环传递函数为： gr(s)=pgv(s)gc(s)g一(j)=kr：f=lcsj：fjj：；!；鞫3_93) s f2 + i = + = 二 芝f j + = 二= 业+ 1i 舯巧= 学。 根据大信号稳定原则， 的开关频率的次谐波产生。 邮争 电流电流下降的斜率不能超过锯齿波斜率，否则会产生两倍 因此有 ( 3 - 9 4 ) 从( 3 9 3 ) 系统控制开环传递函数显示，控制系统是i 型系统，是无静差系统。 根据( 3 - 9 3 ) 作出幅频特性近似图，如图3 3 4 所示。 2 0 1 9 芷 。1 5 月” 卜 4 5 0 ，中频段较宽，具有较高的稳定裕度，系统开环对数幅频特性在截止 频率功。处的斜率为- 4 0 r i b d e c 左右，系统具有较强的从噪声中辨识信号的能力。 3 3 2 2 蓄电池组放电闭环反馈控制的设计 当电网发生故障时，蓄电池放电，双向d c d c 变流器工作在升压模式。由l 是，d 7 组成一个升压电路，通过调整不的占空比，可以将较低的蓄电池电压升压到三相逆变器 所需要较高的直流母线电压，如图3 - 3 6 所示。 ( 1 ) 控制方法的选取 6 0 浙江大学顾士学位论豆 图3 3 6 蓄电池组放电电路 - - 一般放电电路常采用传统的电压型控制方法，如图3 3 7 所示。通过采样直流输出 电压与基准电压比较后产生的误差信号经过p i 调节后再与三角波比较，从而得到 控制开关管五工作的p w m 信号。 囤 删 图3 3 7 传统电压型控制框图 这种控制方法通过负反馈使得直流端输出电压可控，可以实现输出直流电压的恒压 控制，向逆变器提供稳定的直流电压。然而，由于只是电压单环控制，而没有电流控制 环节，就使得储能电感的电流不可控。因为系统逆变器输出的负载是在工频情况下工作 的，就使储能电感l 上的电流变成了2 倍工频频率的有较大高频纹波的脉动的电流，如 图3 3 8 ( a ) 所示。尤其当负载是非线性负载的时候，脉动的电流峰值非常大，使储能 电感很容易就饱和，如图3 3 8 ( b ) 所示。因此，在电压型控制方法的情况下，必须设 计大电流容量的储能电感，以防止电感饱和。而更大的电流容量就意味着储能电感的尺 寸就越大，重量就越重，同时成本也越高。 相位( 度)相位( 度) ( a ) 在线性负载情况下( b ) 在非线性负载情况下 图3 3 8 电压型控制方式下储能电感l 上的电流波形 为了解决上述问题，我们将电感电流型控制方法应用在此放电电路上，以抑制储能 电感上的峰值电流，如图3 - 3 9 所示。该控制方法是通过采样直流输出电压与基准电 6 ，。i 浙江大学硕士学位论文 一一 压比较后产生的误差信号经过p i 调节后作为电流环电流给定，再将电感电流采样值 与电流给定进行比较，其误差信号经过比例放大后再与三角波比较，从而得到控制磊开 关管工作的p w m 信号。 图3 - 3 9 电感电流型控制电路框图 通过这种电感电流型控制方法，赢流输出端输出由基准电压吆控制的恒定的电压 。与此同时，储能电感上的电流也受到电压环误差信号的控制。由于电压环误差信 号是一个纹波很小的直流信号，因此储能电感上的电流就被控成为无低频纹波的电流， 如图3 _ 4 0 所示。因此，即使e p s 负载为有较高峰值电流的非线形负载，储能电感的峰 图3 - 4 0 电感电流型控制方式下储能电感l 上的电流波形 值电流依然会被限制在很小的范围内。这样降低了电感饱和的可能性，从而减小了电感 的尺寸和重量，降低了电感的体积。 图3 4 】电感电流型控制框图 ( 2 ) 控制方法的设计。 图3 - 4 1 所示的是电感电流型控制框图。其中： 瓯，( ，) =邋 。：+ 。l 。+ 堡 r 【) l c n 则系统开环传递函数为 删喝洲= 彘享d 删吲。 比r ，、 r | 、c ? 、 浙江大学硕士学位论文 ( 3 9 6 ) 其中五= 百a k l 吲沪丝警幽捣瑙半鸭= 华，= 竿。 若令g2 焘则系统开环传递函数可简化为： g ，( s ) 其蛳= 盟d r o c , = 黜。 根据( 3 - 9 7 ) 可作出系统开环幅频特性近似图，如图3 - 4 2 所示。 i ( s )旦鱼墨 k 2 f , d ，f 八声 嚷。 2 it9 5 d b 丽弋 ( 3 - 9 7 ) 图3 - 4 2 系统丌环帽步奥特性近似幽 从图3 - 4 2 看来，假设致= ( - 0 。= 致，则在，处，相位妒= 一1 8 0 0 ，若幅值裕度为 11 2 0 1 9 = - 95 4 d b ，则由此可以推出系统开环截止频率脚。= 去。，并在截止频率处的相 位p = 9 。+ 2 t 锄“b = 1 2 7 。，则相应的相位裕度为= 5 3 。在实际设计中坚持以下 两个原则： 若：，则取吐= 止两，最不利的情况是吐= 脚，则取q = 哆= ； 设计k 2 值，使在= 国。处开环增益小于，即一9 5 4 d b 。 ( 3 ) 控制参数的设计。 由蓄电池组放电系统已知：开关频率工= 2 0 k h 。，功率p = 1 0 k w ，蓄电池端电压 竺糟燮岛 卅 d 坞 扣下 匿 浙江大学坝士学位论义 = 3 0 0 v ，输出端电压= 7 2 0 矿。c d ：2 3 5 0 a f ，输出端等效电阻r 。= 么= 5 1 8 4 q 。 班= o 0 5 1 9 ，口= o 0 0 1 1 4 。 设计k 值。要满足大信号稳定性，要求电感电流纹波下降的斜率不能大于锯齿波 兰兰兰! 兰! ! ：兰兰：! 兰! ! 二= 4 7 0 0 5 1 9 0 5 7 2 0 设计k ，值。因 旦盈：! ：! ：! ! ! ：坠：5 8 9 1 。1 0 ，d 2 2 1 0 。 s d：坠：竖堕：。720。00519x4 三 k ，l 2 2 2 1 0 。 3 3 9 7 1 0 4t a d z 6 ( 3 9 8 ) 可知甜：，则取q = t i i = 1 4 1 5 1 0 4 ，口形。根据上面第条原则，有 则 ，蜒丝三 。c o x 。：+ m ；3 由( 3 - 9 9 ) 有 ，s三掣等孚：265lo，选取髟：1_0埘。3 出；+ 一 由以上所计算的参数可以作出如图3 4 3 所示的系统开环幅频特性近似图。 g ( j ) l 一1 吐c o 。脚p 。 出心三 ( 3 - 9 9 ) 图3 - 4 3 实际系统开环幅频特性近似图 由图3 4 3 可以看出，出。= j 1 ：= 1 9 6 4 x 1 0 37 a d d s ，则可以计算在。处的相位为 罩一 鬻巩 k k 耿 浙江大学硕士学位论文 o o + 时培“硼w ( 跏“州 。 则相位裕度为纯，= 6 8 3 。，说明系统具有足够的稳定裕度。 由岛可求得k ： k 2 ：蕊d r o c o v 一, k v ：堕婴塑望墅塑翌型。2 9 81 卢 1 + k 。) 7 2 0 o 0 0 1 1 4 5 由上面的分析计算最后可得系统开环传递函数为： g 小) = 1 0 x 1 0 3x 渊 ( 3 _ ) 电流环比例放大环节传递函数为： q ( s ) = 墨( s ) = k = 4 电压环p i 调节传递函数为： g o ( s ) ：岛( ，) ：心塑：2 9 8 1 。竺坠 根据( 3 - 1 0 0 ) 作出蓄电池组放电系统开环幅频、相频实际特性图，如图3 4 4 所示。 由图中看出，系统具有约9 0 0 的相位裕度，3 0 5 d b 的幅值裕度，可见系统是稳定的。但 是开环截止频率较低，带宽较窄，系统的动态特性不是十分理想，这是存在的不足之处。 图3 4 4 蓄电池组放电系统开环幅频、相频实际特性图 浙江大学硕士学位论文 第四章新型三相应急电源的d s p 控制 如前面章节所述，整个系统根据电网的正常与否分别工作于两种不同的模式，这两 种模式的工作是通过两套控制策略实现的，而这两套控制策略用硬件实现势必会造成系 统的复杂化，而且两者的相互快速切换是用硬件也是极难实现的，因此，本系统是采用 d s p 数字控制技术，用软件来实现两套策略的控制和切换。本章主要介绍以d s p 芯片 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 为主要核心控制芯片的控制系统的软、硬件设计。 4 1d s p 简介【6 3 j t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 是美国德克萨斯仪器公( t e x a si n s t r u m e n t s ) 专门为工业马达控制 而开发的d s p 芯片。它的执行速度可 达3 0 m i p s ，几乎所有的指令都可以在 一个指令周期3 3 n s 内完成。其框图如 图4 - 1 所示，其内核采用改进的哈佛结 构，运用4 级流水线进行指令操作，内 部有一个1 6 1 6 位并行乘法器，一个 1 0 位模数转换器，带实时中断的看门 狗定时器模块、串行通信口( s c i ) 和串 行外围设备接口( s p i ) 。另外还有一个 独特的事件管理器，具有以下功能模 块： ( 1 ) 1 2 个比较脉宽调常j ( p w m ) 通道； ( 2 ) 四个有4 种计数模式的1 6 位通用定时器，包括连续增计数以及连 续增减计数； ( 3 ) 有死区控制能力的六个1 6 位全比较单元： ( 4 ) 六个1 6 位全比较单元； ( 5 ) 六个捕获单元，其中四个有 正交编码器脉冲接口能力； 以上功能使得它非常适合于工业 马达控制，其高速强大的计算能力以及 丰富的外围部件，也使得其在逆变器、 d a p i a f b o j ，l l 。 2 5 6 w o r d s s ￥s t e mo a r m 刚l r r t o d u l e2 5 6w o r 日s d a r a mf b 2 )d u a l l o r b j ta d c 3 2 w 0 r d s c 2 # xf i r h f r o m c p u1 e k w o 州s $ c f e g p i e = t e r i i m e m o r vi l l l e r f a c e w d i r t i d i g i t a li t 0 l s h a r e dw i t h o t h erp i n s ) e v e n ti l n l n a g e r p o r t i o p a x p o r lb - 1 0 p b 4 c a p t u 晴j p 1 = 0 1 1c - 肼c x 。9 x e o m p f p w m o p o3 x b p t i r q e r | p w m j t a gp 口 图4 一lt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 总体框图 浙江大学硕士学位论文 有源滤波器、p f c 和d c d c 变换器等方面极具应用前景。 4 2 程序流程设计 本系统的程序主要由四大部分组成，即系统初始化程序、中断服务程序、a p f 模式 控制程序和e p s 模式控制程序等。在系统初始化程序中，主要是进行系统基本初始化设 置以及两种模式控制所涉及的各运算模块的初始化设置。中断服务程序主要是设置a p f 模式控制模块运算和e p s 模式控制模块运算的起始点标志以及蓄电池组充放电模块运 算。a p f 模式控制程序包括a p f 控制所涉及的运算( 如指令电流运算、直流侧电压控 制运算、直流侧均压控制运算以及电流跟踪控制运算等) 。e p s 模式控制程序包括逆变 器控制运算、正弦波信号产生程序等。 4 2 1 中断设置 中断服务程序主要是设置a p f 模式控制模块运算和e p s 模式控制模块运算的起始 点标志以及蓄电池组充、放电模块运算。 本系统在a p f 模式下运行时，主要用到了外部中断1 ( x i n t l ) 、通用定时器1 周 期中断( t 1 p i n t ) 和捕获单元2 中断( c a p 2 i n t ) 三个外设中断，这三个外设中断分 别被内核级中断1 、2 和4 ( i n t l 、i n t 2 、i n t 4 ) 响应，其中： ( 1 ) x i n t i 中断是用来开启蓄电池组充电程序，实际运行中，由于蓄电池组充电 设置成是可以人为选择的，因此，通过选择按钮或丌关在芯片x i n t l 引脚上加个上 升沿脉冲信号引起x i n t l 中断来启动蓄电池组充电程序： ( 2 ) t i p i n t 中断是用来设置蓄电池组充电控制模块运算的起始标志，在实际运行 中，设置通用定时器1 的周期为2 5 # s ( 充电电路丌关频率为4 0 k h z ) ，利用t 1 p i n t 中 断服务程序来实现蓄电池组充电控制模块运算，利用d s p 的事件管理器a 的全比较单 元1 从p w m l 引脚输出周期性的p w m 控制信号； ( 3 ) c a p 2 1 n t 中断是用来设置a p f 控制模块运算的起始标志，实际运行中，由芯 片外围锁相环电路产生与电网a 相电压同步的、频率是工频5 0 h z 的2 1 8 倍频( 即 1 2 8 k h z ) 的高频方波信号，利用事件管理器a 的第2