（电力电子与电力传动专业论文）车载逆变器的数字控制与并联逆变器的数模混合控制技术.pdf

塑坚盔堂塑主堂垡建塞， 塑蒌 a b s t r a c t t kc o n t r o lm e t h o d so fa1 5 0 wi n v e r t e ra n da5 0 0 0 v ap a r a l l e li a v e r t e ra i n v e s t i g a t e di nt h i st h e s i s t h em o d e l i n ga n ds t a b i l i t ya n a l y s i sa r eu s e dt od e s i g nt h e c o n t r o ll o o p ，a n dt h ee x p e r i m e n tr e s u l t sa r eg i v e nt os h o wt h ec o n t r o lp e r f o r m a n c e f i r s t l y , t h ec i r c u i ts t r u c t u r ea n dd i g i t a ls p w mc o n t r o lm e t h o do ft h e 15 0 w i n v e r t e r , w h i c hi sa p p l i e dt ot h ec a r , a r ei n t r o d u c e d n l ei n v e r t e rc o n s i s t so fa p u s h - p u l ls t e pu pc o n v e r t e ra n daf u l lb r i d g ei n v e r t e rw h i c ha r ec o n t r o l l e db yt h e u c 3 5 2 5 ap w mc o n t r o l l e ra n dt h ep i cm i c r o c h i pr e s p e c t i v e l y s e c o n d l y , t h ev o l t a g em o d ec o n t r o lo fp a r a l l e l i n v e r t e ri sd e s i g n e dw h i c h i n t e g r a t e st h r e el o o p s a ni n n e ri n d u c t o rc u r r e n tl o o pi su s e dt oi m p r o v et h es t a b i l i t y a n dt r a n s i e n tp e r f o r m a n c e ，a n dam i d d l ec a p a c i t o rv o l t a g el o o pi su s e dt or e g u l a t et h e o u t p u tv o l t a g e t l eo u t e ra v e r a g ec u r r e n ts h a r i n gc o n t r o ll o o pi su s e dt ob a l a n c et h e l o a dc u r r e n t si nt h es y s t e ma n dh a sn oi n f l u e n c eo nt h el o a dv o l t a g e t h ea v e r a g e v a l u eo fl o a dc u r r e n ti su s e da st h er e f e r e n c eo fo u t p u tc u r r e n t ，a n dt h ec u r r e n te r r o ri s t r e a t e da sac o m p e n s a t i o nc o m p o n e n to f t h ev o l t a g er e f e r e n c e t h i r d l y , ap r o t o t y p eo f t w o i n v e r t e r si np a r a l l e lo p e r a t i o ni sm a d ea c c o r d i n gt ot h e d e s i g n ，a n dt h ee x p e r i m e n tr e s u l t sa r eg i v e nt op r o v et h ec o r r e c h t e s so fa n a l y s i s f i n a l l y , t h ed i f f e r e n c e si ns t r u c t u r ea n dc o n t r o lm e t h o db e t w e e nt h i st w oi n v e r t e r s a r ec o m p a r e da sac o n e l u s i o n a n ds o m ei d e a sa r ep r e s e n t e df o rf l n 也e rr e s e a r c h h 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其 他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得逝姿盘堂或其他教育机 构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献 均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名：砧泛药 签字日期：山。6 年弓月) 自 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 逆变器概述 1 1 1 逆变器的分类 第一章绪论 d c a c 变换电路简称逆变电路，它能够实现直流电能到交流电能的转换，在 应用中构成静止式交流电源装置【l j 。以逆变电路为核心的电能变换装置称为逆变 器，它可以拥有不同的电路结构，有不同的变换级数，以及不同的控制方式，但 其最终目的都是实现直流电能到交流电能的转换，输出满足要求的交流电能。 按照不同的方式，逆变器可以做如下分类： 1 按照输出电能去向分类：可以分为有源逆变电路和无源逆变电路。如果逆 变输出电能回馈给公共电网，称为有源逆变电路：如果逆变输出的交流电能直接 用于负载，称为无源逆变电路。 2 按照直流侧滤波形式分类：可以分为电压源逆变电路和电流源逆变电路。 如果在直流端并联大的电容，抑制直流电压纹波，为交流侧无功电流提供通路， 称为电压源逆变电路；如果在直流端串联大的电感，抑制直流电流纹波，为交流 侧无功电压提供支撑，称为电流源逆变电路。 3 按照电路结构分类：可以分为桥式电路和非桥式电路。桥式电路又可以分 为半桥电路和全桥电路。全桥电路利用四个开关元件构成h 桥，半桥电路利用 两个开关元件构成一个桥臂，另一个桥臂由不可控的无源元件构成。非桥式电路 指其它结构的逆变电路，如多电平逆变电路，推挽式逆变电路等。 4 按照控制策略中的被控电量分类：可以分为电压型逆变电路和电流型逆变 电路。如果被控量为输出电压，即控制输出电压的幅值、频率和波形满足一定的 要求，称为电压型逆变电路；如果被控量为输出电流，即控制输出电流的幅值、 频率和波形满足一定的要求，称为电流型逆变电路。 5 其它分类方式：按照输出波形分类，可以分为方波输出逆变电路和正弦波 输出逆变电路。按照输出相数分类，可以分为单相电路和三相电路。按照开关方 式分类，可以分为硬开关方式和软开关方式。 本文讨论的逆变器是电压源单相无源逆变电路，采用全桥逆变电路结构，电 压型控制方法，输出波形为正弦波。 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 2 半桥逆变电路和全桥逆变电路 半桥逆变电路和全桥逆变电路都可以通过控制开关管的通断，实现直流电压 到交流电压的转换，如图1 - 1 所示。 ( a ) 半桥逆变电路( b ) 全桥逆变电路 图1 - 1 半桥逆变电路和全桥逆变电路 半桥逆变电路只需要两个开关元件岛和组成一个桥臂，另一桥臂由两个 电容串联组成，开关元件并联反向二极管为电感电流续流提供通路。因为只有两 个开关元件，所以半桥逆变电路控制相对简单，但是逆交桥输出电压“劬的幅值 只有母线电压的一半，所以通常由两个直流电压源v d c 组成正负母线，母线电压 幅值为2 沈。 全桥逆变电路由四个开关元件s l & 分别组成两个桥臂，每个开关元件都并 联反向二极管为电感电流续流提供通路。电压源场c 上并联大电容以吸收无功电 流，减小电压纹波。全桥逆变电路的控制相对复杂，但是更加灵活，其逆变桥输 出电压6 的幅值等于直流电源电压幅值觇。 逆变桥输出电压6 是一组脉冲方波电压，方波的频率、脉宽和幅值因控制 方法和电路结构的不同而不同。在半桥逆变电路中，输出电压地6 的幅值只能等 于+ 或者一砺，而没有0 电压；在全桥逆变电路中，输出电压6 的幅值可以 等于+ u d 、0 或者一翰。因此决定了半桥逆变电路只能采用双极性s p w m 控制 方法，而全桥逆变电路可以采用双极性s p w m 控制方法、单极性s p w m 控制方 法和单极性倍频s p w m 控制方法。 1 1 3s p w m 控制方法 采用s p w m 控制方法的主要目的就是为了减少输出电压波形中的谐波成分， 经过低通滤波后得到比较理想的正弦波形。根据输出脉冲电压的极性，可以分为 双极性s p w m 和单极性s p w m 。 羔堕旦塑堑堂垡堡塞 釜二重缝造 蝌 ，一 耐谢。矾八八厶 vv帑泌喈 ， v 矗l _ h广1l 一 ，口1同同日、r怖 广 - j0 00u 、斟l u= 二。 f| 忖蹦| 2 u c “ 墟 一| i e i - “i。雨 t 【j ( a ) 门极脉冲序列的产生 ( b ) u g 与的几何关系 图1 - 2 双极性s p w m 控制方法 双极性s p w m 控制方法的原理图如图1 - 2 所示。载波为双极性的三角波， 调制波b i g 为标准正弦波。两者的幅值之比定义为调制比m ，两者的频率之比定 义为频率比k ： 一等拈丢2 考 o - ”1 ) 厶i 根据载波和调制波交点的位置，可以得到门极脉冲序列p w m l p w 脚4 。在半 桥逆变电路应用中，照p w m l ；和p w m 2 两路信号，它们是互补的。在全桥逆 变电路应用中，需要全部四路信号，分别对应图1 1 中的开关元件s i s 4 。逆 变桥输出电压为正负交替的方波，没有零电压，幅值为。 对输出电压进行f o u r i e r 分解，可以得到基波电压u a 小如图1 2 ( a ) 中虚 线所示。在工程计算中，通常采用平均值模型来计算基波幅值。以全桥逆变电路 为例，当频率比k 很高的时候，可以将输出电压“曲在一个载波周期疋内的平均 值看成其基波分量u a b l 的瞬时值： 删i 3 一u a b l 2 毒f 击= 半 m z ， 定义占空比d ( r ) = f ( t ) l ，根据图l - 2 中几何关系，在三角形一b c 中有： 训2 掣2 警疆1 r u g ( t ) 州n 虬 m ， 将式1 - 3 代入到式1 2 中，可以得到： 删铿2 半岫嘶删垃 m q 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 因此，输出电压基波幅值u b l 。为： 么1 。= m ( 1 5 ) 上式表明在频率比比较大，调制比埘 1 的条件下，逆变器输出电压基波幅 值与调制比m 成正比，即具有线性调压的功能。 对输出电压6 进行f o u r i e r 分解，除了基波以外，还包含高次谐波。如果选 择调制比k 为奇数，使得6 的波形具有奇函数和半波对称性质 f ( o = - f ( t + r 2 ) ， 那么f o u r i e r 级数中只包含正弦项，谐波中只含有奇数次谐波。由于6 波形的双 极性变化方式，其谐波中含有幅值很高的中一i i , 谐波g ，特别当调制比m 比较低 的时候谐波更加严重 1 j o 一 u 腻9 一 嘛嘁f，y l l1 h hh h hhhr - i -n l 几 j h hl “h hlhh h h h hhl hl 一 hh ；州i = | i ；i | | | l i | 】| l | | | 州lh h h 。ih ，l j m m 黼， q 、廿u 必坩f ， 爪 m v。 u 曲 - l i kl面 一 【 ( a ) i 1 极脉冲序列的产生 ( b ) u g 与u c 的几何关系 图1 - 3 单板陛s p w m 控制方法 单极性s p w m 控制方法的原理图如图1 3 所示。与双极性控制方法的不同在 于，载波为单极性不对称三角波。同样可以定义调制比m 和频率比k ，但要注 意此时载波蜥的周期瓦和幅值l k 的定义与双极性中定义的不同之处。 逆变桥输出电压u a b 为方波，其幅值在+ 翰到0 ，或者一到0 之间变化， 因为要输出0 电压，因此单极性s p w m 控制方法不适用于半桥逆变电路。对输 出电压“a 6 进行f o u r i e r 分解，可以得到基波电压u a 6 l ，如图1 - 3 ( a ) 虚线所示。 同样采用平均值模型来计算基波幅值，可以得到： 菇。b = 警= 半u d = m u g s i n e j t i 批d - 6 ) 。 e 同样有输出电压基波幅值阮满足式1 5 ，说明单极性s p w m 方法也具有 线性调压功能。因为单极性s p w m 的三角载波u c 本身就具有奇函数和半波对称 特性，所以不必限制调制比k 为奇数。输出电压的波形中只含有奇数次谐波分量， 并且没有中心谐波q 分量。 4 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 在轻载下，以单极性s p w m 方法控制的逆变电路可能会出现电流断续的现 象，其原因是输出电压“曲中有0 电压存在，但是电流断续并不影响输出电压的 波形。双极性s p w m 方法控制的逆变电路则不存在电流断续现象“。 因为输出电压r a 3 的高次谐波群主要集中在h 砒产1 ，2 ，3 次及其周围，所以 提高频率比有利于输出电压滤波器的设计。但是在调制波频率石不变情况下提 高频率比七相当于提高开关频率，会增加开关元件的损耗。为了缓解谐波抑制和 提高效率之间的矛盾，可以采用单极性倍频s p w m 控制方法，其控制方法原理 图如图1 4 所示。 燃徽粼嬲贺张 、： 嬲诸粼11 iik t 髫, ?、i 广_ ? 1 广1 _ 1 r卜叫一_ 士h l “| | ；l _ | _ y ；： ：l ；l ； | | i r ：? i ：i ： ：il i r广nr _ 1 广门r 。寸1 h 甜嘲*1n _ _nn li 一- 一j ；nn m同r 口 同船 0 。? 州、 i ，i i 、一、爪 ， 黼m心7 扒 i 八 1 llt ：klf 丽 j【j【 ( a ) 门极脉冲序列的产生 ( b ) 唯与u c 的几何关系 图1 - 4 单极性倍频s p w m 控制方法 单极性倍频s p w m 控制方法可以看作由两个相位相差1 8 0 。的正弦调制波l 与即和网一个三角载波u c l 比较，得到分别互补的四路门极脉冲序列p w m l p w m 4 ；或者是由两个幅值正好相反的三角载波地l 与地和同一个正弦调制波“。l 比较，得到分别互补的四路门极脉冲序列n v m l p w m 4 。两者的效果是一致的。 逆变桥输出电压为方波，其幅值在+ 到0 ，或者一玩到0 之间变化， 因此单极性倍频s p w m 控制方法也不适用于半桥逆变电路。对输出电压“曲进行 f o u r i e r 分解，可以得到基波电压d a b i ，如图1 - 4 ( a ) 中虚线所示。同样采用平均值 模型来计算基波幅值，可以得到： 嘣归磊。k = 华u = 半u a = 聊u s i n 刮州 ( 1 _ 7 ) 。 osco 输出电压基波幅值碥满足式1 5 。从图1 - 4 可以看出，逆变桥输出电压的 频率是开关元件门极脉冲信号频率的两倍，因此可以用较低的开关频率获得较高 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 的输出电压频率，缓解开关损耗和谐波抑制之间的矛盾。输出电压波形具有奇函 数和半波对称特性，不必限制频率比k 为奇数。输出电压为单极性，没有中心谐 波q 分量。 在实际应用中，由于开关元件存在开通和关断延时，为了防止同一桥臂的两 个开关元件同时处于导通状态，需要在门极信号的上升沿延时一个死区时间 ( d e a d t i m e ) 。死区时间的存在会导致输出电压波形在输出电流过零点处产生畸 变，因此通常需要采样输出电流进行补偿【3 j 。 1 1 4 半桥逆变电路和全桥逆变电路的比较 在相同输出电量参数的情况下，对半桥逆变电路和全桥逆变电路进行比较 表1 - 1 半桥逆变电路和全桥逆变电路的比较 逆变电路结构半桥逆变电路 全桥逆变电路 开关元件耐压1 高耐压 低耐压 控制电路复杂度简单复杂 s p w m 控制方法双极性 双极性、单极性、倍频 适用功率等级小功率中、大功率 注：i 在相同的输出电压下 从元件使用的角度考虑：采用半桥逆变电路可以节省两个开关元件，但是因 为直流电压源的幅值提高一倍，所以开关元件的耐压值也需要提高一倍。直流滤 波电容c d 的电压等级和电容容值是一样的，但半桥逆变电路比全桥逆变电路要 多用一个电容。 从开关损耗的角度考虑：半桥逆变电路在任意时刻最多只有一个开关元件导 通，而全桥逆变电路在任意时刻最多会有两个开关元件处于导通状态，两者开关 元件处理的电流是一样的，但是耐压高的开关元件一般导通压降也比较大，因此 半桥逆变电路开关元件的导通损耗差不多。但是半桥逆变电路的开关元件在导通 前的电压幅值为全桥逆变电路的两倍，因此半桥逆变电路开关元件的开通损耗和 关断损耗要大一些。 从输出电压质量的角度考虑：单极性s p w m 控制方法的输出电压谐波含量 比双极性s p w m 控制方法的要低，而且通过单极性倍频s p w m 控制方法可以得 到更好的谐波抑制效果。当然更好的谐波抑制是以增加控制的复杂性和开关损耗 为代价的。 1 2 并联逆变器概述 并联逆变器能够为用电设备提供更高可靠性和更大容量的优质电能，为了实 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 现稳定的电压输出，通常采用电压型控制方法。由于元器件参数的分散性，并联 逆变器之间不可避免地存在环流，导致逆变器输出功率不平衡，需要设计均流控 制环加以抑制。 1 2 1 单台逆变器电压型控制方法 传统的逆变器电压型控制方法采用输出电压平均值反馈或者瞬时值反馈，但 由于都是单电压环控制，所以系统动态响应比较慢，在非线性负载下输如电压波 形比较差。并且由于l c 滤波器是一个二阶系统，逆变器系统稳定性设计也变得 比较困难。 为了解决以上不足，通常引入电流控制技术，以提高系统的稳定性和动态性 能。电流控未8 技术是在电压外环内部引入电流负反馈作为电流内环，它可以消除 l c 谐振尖峰，使得系统稳定性设计更加容易。同时可以增加系统带宽，提高系 统的动态响应性能。 电流内环设计可以采用滤波电感电流或者滤波电容电流做反馈。采用电容电 流做反馈可以对输出电压进行微分预技正( d i f f e r e n t i a lp r e r e c t i f i c a t i o n ) ，减小系 统对参数变化的敏感性，增加系统的鲁棒性能。使得逆变器在线性负载和非线性 负载应用下都有很好的动态性能。 由于电感电流包括电容电流和负载电流，因此采用电感电流做反馈不仅可以 对输出电压进行微分预校正，而且可以对输出电流进行精确控制。因此采用电感 电流反馈的系统具有快速响应。高稳定性的特点，并且在负载短路的时候可以起 到限流作用，对于并联逆变器的负载电流均流也更加容易实现【9 1 。 1 2 2 并联逆变器的环流模型 通常的电压型逆变器都可以看作一个电压源，根据t h 6 v e n i n 等效定理，单台 逆变器可以等效为一个理想电压源和一个阻抗串联的形式，如图1 5 所示。 i 褊赢；磊磊j d “ z i 。 u 羼i - 5 单台逆变器t h 6 v e n i n 等效电路 其中( 7 为逆变器的输出电压，z 为逆变器输出阻抗，乙为负载阻抗，负载上 电压电流为吃和毛。 7 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 对于两台逆变器并联的情况，其等效电路为 t n 6 v e n i ne q u i v a l e n tt h 6 v e n i ne q u i v a l e n t c i r c u i t z il o t 。 | o zz 2 c i r c u i t d 牛省牛 u o 图1 - 6 两台逆变器并联t m v e n i n 等效电路 根据电路原理，有： 可以解得： = l 2 = l = v o = l z l 己一l ，z l = u o 一l ：乞= w o 上 111 上上 z 1z 2z l l l z 暑lz 叠l 111 + + z 1 z 2z l l l 1 0 2 = 111 + + z t z 2z l 111 一+ + 一 z t z 2 z l 2 u 1 一2 u 2 _ 。且一! 量一 圣互墨墨互互圣互 111 + + z 1z 2z l ( 1 _ 8 ) ( 1 9 ) 每台逆变器的输出电流都可以分为两部分：一部分为负载电流分量，另一部 分为环流分量。不论逆变器参数如何变化，负载分量总是相等的，“而环流分量的 存在使得逆变器输出电流不相等。在理想情况下，由于逆变器参数一致环流为零， 而实际中由于元件参数的分散性，环流总是存在的【2 j 。 竖盟 耱 趱盘且纽 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 从环流的表达式可以看出，环流也分为两粉篆一篆和茏一茏。 若前一部分表达式的值为零只需要满足晓= 执，而与逆变器输出阻抗是否相等 无关；若后一部分表达式值为零不仅需要满足驴l ：玩，而且要求z 1 = 乞。作为 电压源的逆变器通常有z l z ：和z 2 z 。，因此后一项的值比前一项的值小的 多。因此在并联逆变器系统中，逆变器输出电压不平衡对环流的影响要比输出阻 抗不平衡对环流的影响大的多。文献 2 中也通过具体的数值计算表明了逆变器 输出电压幅值和相位的影响要比滤波电感和电容的影响大的多，在电压幅值相差 4 或者电压相位相差2 9 的情况下环流的大小就已经超过额定负载电流的大小 ( i o a ) ，逆变器已经无法正常工作，甚至会造成损坏，如图1 7 所示。1 。 在并联逆变器系统中，通常首先要保证以= 晓，使得逆变器输出电压同频率 同相位，再采取均流措施消除因为元件参数分散性造成阻抗z 不一致带来的环 流。 霉 错 赞 、 ： ， ：， ： 于 二0 卜j ， ：幸 ： ， 弋 、， _ 6_ 4- 20 24 6 电压幅售蓥 ( a ) 电压幅值对环流的影响c o ) 电压相位对环流的影响 图1 7 逆变器电压参教对环流的影响 1 2 3 并联逆变器的控制方法【1 4 i 逆并联变器的控制方法很多，主要有集中控制( c o n c e n t r a t e dc o n t r 0 1 ) ，主从 控制( m a s t e r - s l a v ec o n t r 0 1 ) ，分布式控制( d i s t r i b u t e dl o g i cc o n t r 0 1 ) 和无线独 立控制( w i r e l e s si n d e p e n d e n tc o n l r 0 1 ) 。 集中式控制方法广泛应用于u p s 系统的并联运行。该控制方法中通常有一个 集中控制器作为并联控制单元，用于检测市电的频率和相位。给系统中每一台逆 变器发送同步控制信号。当没有市电时由控制单元的晶振产生同步信号。每台逆 9 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 变器使用锁相环电路确保输出电压与同步信号保持一致。并联控制单元还检测总 的负载电流，除以并联逆变器台数，作为各台逆变器的参考电流信号。同时每台 逆变器检测自身的输出电流并计算电流误差。由于同步信号确保了逆变器输出电 压的频率和相位一致，环流主要来自于参数分散性以及输出阻抗的不匹配。因此 可以直接将电流误差信号作为补偿分量叠加到参考电压信号上，来消除电流的不 平衡。 粥幕冠嘛 o m - b 啪j 1 嚣严制f _ i f l 封端| 刊 ! 竺暂隅 厂 一一 耻b 遁卜萼”j 。 p 隔h 弭o ”吗q o m p o v , i r ( a ) 阃接集中控制( b ) 直接集中控制 图i - 8 集中控制方法原理图 在集中控制基础上，将并联控制单元放到每一台逆变器中，设定选择模式或 者由软件自动选择主机和从机。主机的控制单元执行集中控制功能，向所有从机 发出同步信号和参考电流信号，从机的控制单元不向外发送信号。主从控制方法 与集中控制方法很类似，但是使用和安装起来更为方便。当主机因为故障而退出 并联系统的时候，可以自动切换到另外一台逆变器作为主机，而不影响系统的正 常工作。因此主从控制方法提供了系统更高的可靠性和灵活性。 与以上两种控制方法不同，分布式控制方法中的逆变器没有主从之分，所有 逆变器都处于均等的地位。每台逆变器都检测自身的输出电流和频率，并通过总 线送至其它所有逆变器，同时根据总线上所有逆变器信号计算出平均电流和频率 误差。平均电流与自身电流相比较，将电流误差作为电压的补偿分量叠加到参考 电压信号上。频率误差和自身频率相加作为频率基准。通过对电压补偿来抑制环 流，通过频率基准实现输出电压同步。任一台逆变器因故障退出并联系统，剩下 的逆变器都可以继续工作。 无线独立控制方法不需要逆变器之间的相互连接，每台逆变器都有一个功率 计算单元实时检测逆变器输出有功功率和无功功率。通过计算得到电压和频率的 最优补偿量，实现输出电压的频率一致和对环流的抑制。这种方法不需要通信， 消除了在通信总线上噪声的影响，增强了并联系统的可靠性。而这一切都依赖于 控制器高精度的检测和极其快速的计算。 j 0 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 c h n m i n j 如 图1 - 9分布式控制方法原理图图1 - 1 0 无线独立控制方法原理图 1 2 4 逆变器并联的意义 单台逆变器作为交流电源供给人们高质量的电能，已经广泛应用于很多场 合。但是，随着人们对电源质量需求的提高，一方面要求电源输出更高质量的电 压或电流波形，另一方面要求电源提供更高的不间断性和可靠性，以及电源输出 功率等级。并联逆变器正可以为满足第二方面的需求提供解决方案。 并联逆变器可以实现电源系统的+ x 冗余，在满足功率输出的前提下，可 以不中断供电而增加或减少并联逆变器的数目，保证电源系统的可靠性。同时， 多台逆变器共同分担系统的负荷，逆变器之间自动均衡负荷的分配，提高电源系 统的输出功率等级。 采用并联逆变器的电源系统相对于单台逆变器的电源系统，有着以下优点 2 1 ： 1 可以组成更大容量的供电系统，提高电源的输出功率等级。 2 可以组成+ x 冗余供电系统，提高电源的可靠性。 3 可以灵活配置系统的容量，方便扩充和缩减。 4 可以提高系统的可维护性，单台逆变器退出运行进行维修不影响电源的 供电。 采用并联逆变器的电源系统，也存在着自身的不足： 1 为了实现在多台逆变器之间均衡负荷，逆变器的控制方法交得复杂。 2 采用不同的均流控制方法，均流效果会有不同。有的均流方法要求逆变 器之间的相互通信。增加了逆变器加入和退出的复杂性。 3 均流控制的加入，可能会对输出逆变器电压或电流的波形造成影响。 1 3 本文研究白缸主要内容 本文主要研究逆变器的控制技术，分别介绍了15 0 w 车载逆变器和5 0 0 0 v a 并联逆变器的控制设计，通过实验结果表明逆变器性能良好，满足设计要求。 对于车载逆变器本文主要研究了以下方面内容： 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 车载逆变嚣的电路结构设计； 基于单片机的数字化s p w m 控制方法： 对于并联逆交器本文主要研究了以下方厦蠹容： 逆变器的输出滤波器设计； 逆变器的电压型控制方法； 平均值电流均流环的设计； 隔离变压嚣的镶磁闯题。 在设计过程中，主要依据逆变器等效模型和系统稳定性分析来设计参数，同 时绘出了软件仿真结果，并通过实验结果验证了设计的正确性。 最后，对车载逆变器和并联逆变器的控制技术进行了比较，做出总结和展望。 1 2 浙江大学硕士学位论文 第二章基于单片机的车载逆变器设计 第二章基于单片机的车载逆变器设计 随着人们生活水平的提高，拥有汽车的人越来越多。车载逆变器可以为人们 在汽车上使用诸如笔记本电脑之类的小型电器提供方便。传统的车载逆变器多为 方波输出，因为其输出电压波形中含有很高的谐波分量，对用电设备可能会造成 影响。本文设计了一种基于单片机的正弦波输出车载逆变器，实验结果表明输出 性能良好，可以应用于实际生产之中。 车载逆变器要求体积小，重量轻，可靠性高。具体技术指标为： 输入电压：直流电压1 0 5 v 1 6 v 输出电压：正弦波交流电压 有效值1 1 5 v 士8 v ( 2 2 0 v 圭1 0 v ) 直流分量 i v 频率6 0 h z 士0 5 h z ( 5 0 h z 土o 5 h z ) 额定功率：1 5 0 w 输出电压t h d ： 5 ( 阻性负载) 工作温度：3 0 。6 5 。 过载能力：2 0 0 ( i s ) ，3 0 0 ( o 2 s ) 保护功能：输入过欠压保护，输出短路保护，输出过载保护，机内过温 保护 2 1 主电路结构设计 为了适应不同地区使用需要，该车载逆变器有两种类型，一种输出电压为 1 1 5 v 、6 0 h z ，另一种输出电压为2 2 0 v 、5 0 h z ，两者的结构设计和软件实现方法 完全一样，以下以1 1 5 v 、6 0 h z 为例。 该车载逆变器输出电压比输入电压高很多，因此需要使用高频变压器升压。 逆变电源主电路采用两级变换方式：前级使用推挽升压电路得到约2 0 0 v 直流母 线电压，后级采用全桥逆变电路得到1 1 5 v 交流电压。主电路结构原理如图2 - 1 所示 1 0 l 。 浙江大学硕士学位论文 第二章基于单片机的车载逆变器设计 图2 - 1 主电路结构原理囤 输入电压一端接在变压器原边的中间抽头，另一端接在开关管q l 、q 2 的中 点。控制q l 、q 2 的轮流导通，在变压器原边形成高频的交流电压，经过变压器 升压、整流和滤波后在电容c l 上得到约2 0 0 v 直流电压。对q 3 q 6 组成的逆变 桥采用正弦脉宽调制，逆变输出电压经过电感厶电容c 2 滤波后，最终在负载 上得到1 1 5 v 、6 0 h z 的正弦波交流电压。采用高频变压器可以轻松地实现前后级 之间的隔离，有利于提高系统的安全性。 囤2 - 2 逆变电路部分原理图 输入电压1 0 5 1 6 v ，输入最大电流约1 7 a 。考虑一倍的余量，推挽电路开 关管q l 、q 2 耐压为6 0 v ，正向电流不小于3 4 a ，实验中选用i r f z 4 8 n 。升压高 频变压器设计时，匝比最小应满足在输入电压最低的时候，副边电压经整流后不 小于逆变部分所需要的最低电压1 8 0 v ，同时匝比也不能太大，以免输入电压最 高的时候，副边电压过高损坏元器件。由于变压器绕线内阻的存在，当电流增大 时绕线上的电压降和发热问题也必须考虑。关于变压器的设计可以参考文献 5 】。 1 4 浙江大学硕士学位论文 第二章基于单片机的车载逆变器设计 实验中取e e 型铁氧体磁芯，原副边绕组为6 ：1 2 0 匝。变压器副边输出整流 桥由四个m u r 4 6 0 组成，滤波电容c l 选用2 2 0 u f 、2 5 0 v 电解电容。考虑到满足 输出功率的要求，输出电流有效值为1 2 1 4 a 。考虑一定的电压和电流余量， 实验中逆变桥q 。q 6 选用i r f 7 4 0 。驱动电路采用自举驱动电路，上管驱动信号 采用光耦隔离，并采用关断有源箝位电路消除门极干扰【1 5 1 。逆变部分采用单极性 s p w m 控制方式，开关频率为1 6 k h z 。设计滤波器谐振频率为开关频率的1 1 6 ， 有： 1， 厶5 瓦赢2 嚣( 2 - 1 ) 取电感l = 5 m h ，电容c 2 = 4 7 灯。滤波电感三选用内径2 0 m m ，外径4 0 m m 的环形铁粉芯磁芯，绕线采用直径0 4 m m 的漆包线4 股并绕，匝数1 8 0 匝。 2 2 数字化s p w m 控制 2 2 1 单片机实现s p w m 控制原理 前级控制电路使用p w m 芯片u c 3 5 2 5 a 控制，通过变压器绕组采样母线电 压。采用这种磁祸合采样形式可以方便的实现前后级电气隔离，但是因为高压绕 组和采样绕组都是变压器的副边绕组，需要合理设计绕组负载才能够较好的实现 电压采样。 后级控制电路使用单片机p i c l 6 c 7 3 控制，采样直流母线电压和电流做前馈 控制和电流保护。因为电源功率比较小，在电源等效内阻上的电压降很小，因此 采用前馈控制也可以很好的满足设计要求，并且电路结构简单，控制方便。将电 压电流采样信号送至单片机，由单片机程序实现控制运算，生成s p w m 波通过 驱动电路送至开关元件。 图2 - 3 单片机控制电路部分原理图 浙江大学硕士学位论文第二章基于单片机的车载逆变器设计 p i c l 6 c 7 3 是m i e r o e h i p 公司的一款中档单片机，它功能强大而又价格低廉。 p i c l6 c 7 3 内部有两个c c p ( c a p t u r e 、c o m p a r e 、p w m ) 模块，当它工作在p w m 模式下，c c p x 引脚就可以输出占空比1 0 位分辨率可调的方波1 1 】，如图2 - 4 所示。 定时器t m r 2 在计数过程中将同步进行两次比较：t m r 2 和c c p r x h 比较一 致将使c c p x 引脚输出低电平；t m r 2 和p r 2 比较一致将使c c p x 引脚输出高电 平，同时将t m r 2 清0 并读入下一个c c p r x h 值。因此设定c c p r x h 值就可以 设定占空比，设定p r 2 值就可以设定脉冲周期。脉冲占空比d 可以表示为 d ：c c p r x h 化2 、 p r 2 + l 逆变器采用单极性s p w m 调制方式。根据式1 - 6 可以得到占空比表达式为： j d ：u g m ，s ，i n o j 型= m s i n 2 石厶f ( 2 - 3 ) u 删 占壁比= d c x s g ：d c 日0 - ；p 墅塑! 掣一 i 广 厂 厂 j ：t m r 2 = p r 2 + 1 一t m r 2 强制为0 h ：t m r 2 = 占空比 t m r 2 = p r 2 + 1 t m r 2 强制为胁 l 。苎哩地一一一一一一一一一一一j ( a ) p w m 简要框图( b ) p w m 输出 图2 - 4p w m 模式下的c c p 模块工作原理图 利用c c p l 模块产生高频脉冲，c c p 2 模块产生工频脉冲。选择1 6 m 晶振， 根据脉冲周期i = ( p i 也) + 1 4 和频率比七= i 正，设计p r 2 = 2 4 4 ，k = 2 7 2 ， 则有= 1 6 6 6 m s ，f g = 6 0 0 2 4 h z ，高频脉冲序列每一个周期中包含2 7 2 个脉冲。 设调制比m = o 9 2 ，将t = 疋n 2 7 2 代入式2 - 3 ，联立式2 2 可以得到产生高频脉 冲所需要的c c p r l h 的取值： 第o 6 7 个脉冲 第6 8 13 5 个脉冲 第1 3 6 2 0 3 个脉冲 第2 0 4 2 7 1 个脉冲 c c p r1 h = 2 2 5 s i n ( z n 1 3 6 ) c c p r l h = 2 2 5 s i n z ( 6 8 - n ) 1 3 6 c c p r l h = 2 4 5 2 2 5 s i n ( z n 1 3 6 ) c c p r l h = 2 4 5 2 2 5 s i n z ( 6 8 一n ) 1 3 6 】 1 6 浙江大学硕士学位论文 第二章基于单片机的车载逆变器设计 其中n 取0 6 7 。 因此在程序中存储表格2 2 5 s i n ( i t - n 1 3 6 ) ，n 0 ，6 7 】就可以得到整个周期2 7 2 个高频脉冲的c c p r l h 值：第0 6 7 点，c c p r l h 为正向查表取值；第6 8 1 3 5 点，c c p r i h 为反向查表取值；第1 3 6 2 0 3 点c c p r l h 为计数周期减去正向查 表值：第2 0 4 2 7 1 点c c p r l h 为计数周期减去反向查表值。 对于工频脉冲，前半个周期可以看成由占空比始终为l 的高频脉冲组成，后 半个周期看成由占空比始终为0 的高频脉冲组成，因此第o 1 3 5 个脉冲， c c p r 2 h = 2 4 5 ，第1 3 6 2 7 1 个脉冲，c c 尸尺2 仔= o 。实际中，为了防止脉冲丢失， 还应该对最宽和最窄的脉冲进行限幅。 图2 5 为单片机t m r 2 中断程序的流程图，其中m 为象限控制寄存器，n 为 点数控制寄存器。在中断程序中查表修改c c p t 7 x l 的值，就可以改变下一个脉冲 的c c p r x h 值，从而修改下一个脉冲的占空比，实现s p w m 控制【l “。 图2 - 5 定时器2 中断程序流程图 图2 - 6 位单片机主程序流程图。在主程序中，首先对单片机i 0 口寄存器、 定时器、c c p 模块和自定义变量初始化，然后检测直流母线电压。在判断母线 电压正常后才允许进入逆变。逆变程序首先检测母线电压和电流采样信号，求取 平均值，判断母线是否正常，并计算电压修正系数来调节输出电压。逆变程序是 1 7 浙江大学硕士学位论文第二章基于单片机的车载逆变器设计 个死循环，在循转中不停地采样计算电压修正系数，直到进入t m r 2 中断修改下 一个脉冲的占空比。为了保证程序的可靠执行，在循转初始清看门狗，并且将复 杂的运算都放在主循环中执行，中断程序应尽量简单。 图2 - 6 主程序流程图 浙江大学硕士学位论文 第二章基于单片机的车载逆变器设计 2 2 2 电压前馈控制方法 为了节省空间和成本，车载逆变器采用电压前馈的控制方式。通过采样直流 母线f g n _ ，由程序改变寄存器c c p r l l 的取值，改变输出占空比，实现输出电压 的调节。 在程序中存储两张正弦表格，一张是基准正弦表，一张是正弦偏移量表。两 张表都是四分之一周期的离散化正弦值，点数相同而幅值不同。分别根据下式计 算得到： 正弦基准n = 2 2 5 s i n ( g 7 1 3 6 ) ； 正弦偏移量= 4 s i n q r - n 1 3 6 ) ； 采样直流母线电压，根据采样电压与基准电压的差值来计算对基准正弦波 的修正系数。调节后送给寄存器c c p r l l 的正弦值为： c c p r l l = 正弦基准值+ 修正系数x 正弦偏移量。 2 3 实验结果分析 根据以上分析制作1 1 5 v 型车载逆变器，在输入电压从1 0 5 v 1 6 v 范围内变 化，负载从空载到满载变化情况下，测得逆变器输出电压有效值如表2 - 1 所示。 在1 2 v 电源输入，满载下输入电流平均值为1 7 2 a ，电流纹波峰峰值约7 7 a ， 满载下效率约为7 8 。 袁2 一l1 1 5 v 型车栽逆变电源测试结果 负载输入电压厂v o h m l o 51 1 o1 1 5 1 2 o1 2 51 3 o1 3 51 4 01 4 51 5 01 5 5 空载 1 1 9 1 t 9j 1 2 0 1 1 1 91 2 莎，1 t 9 it 1 9 i。9 1 1 81 1 81 1 9 2 5 01 1 51 1 81 1 8 11 i 7n8 |1 1 81 i l i ；8 ii t 6l i 癣 i 1 5h 5 1 2 5 i t l 蕾i t l 6 i；t t 8疆 l l 参1 1 8 1 1 1_ 1 1 6 i _ 1 _；h 6 一-冀稻i1 6 1 1 5 i 8 3 1 ：0 7 l l 赘誊1 i 彭ii t l 6h 7 i 1 8 l 醚 i 1 51 1 51 1 5：1 1 4 对车载逆变器输出波形采用t e kt d s 2 1 0 数字示波器记录。在不同负载下逆 变器输出电压电流波形和电压t h d 如图2 7 所示。输出电压用高压探头直接测 量，输出电流用电流互感器采样。 j 9 堂垩塑主兰竺丝塞 釜三兰董王望丛塑塑圭篓望壅壁茎生 i l b 选】 祭鼢舻 黼i | i 卜f 卜一 ，“，l h l 镯：伊 颡 i ) c h v 陆出姓l ：剁南而s f-1i i , c h 2 嗌出血藏1 ：2 a 1 衅m s ， ( 丑) 空载，t h d = 2 2 6 ( b ) 5 3 w 负载，t h d = 3 1 9 出懿j 出 ( c ) 1 0 5 w 负栽，t h d = 4 。2 4 ( d )