（电力系统及其自动化专业论文）同相供电装置控制策略研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第l i 页 a b s t r a c t c o n s i d e r i n gt h ep r o b l e m se x i s t e di nt h ee l e c t r i ct r a c t i o np o w e rs u p p l ys y s t e mo f e l e c t r i f i e dr a i l w a y , s u c ha sa b u n d a n tn e g a t i v es e q u e n c e 、h a r m o n i c sa n dr e a c t i v ep o w e r , a n dt h el o s to ft r a c t i o ns p e e da n dp o w e rw h i c ha r er e s t r i c t e db yt h en e u t r a ls e c t i o n i n s u l a t o rb e t w e e na d j a c e n tp o w e rs u p p l ys e c t i o n s ，an e wt y p eo fc o p h a s et r a c t i o np o w e r s u p p l ys y s t e mi sb u i l tb yc o m b i n i n gy n ，v dc o n n e c t i o nt r a n s f o r m e rw i t hi p f c ( i n t e g r a t e d p o w e rf l o wc o n t r o l l e r ) t h es y s t e mc a nc o m b - o u tt h r e e - p h a s eu n b a l a n c eb a s i c a l l y , a n d p r o v i d e sm i n i m u mh a r m o n i cc o n t e n t ，t h e r e b y , t h ei n c o n s i s t e n c y b e t w e e nr a i l w a y d e p a r t m e n ta n de l e c t r i cp o w e rd e p a r t m e n tw i l lb es o l v e dr a d i c a l l y t h er e m o v eo ft h e n e u t r a ls e c t i o ni n s u l a t o rc o n f o r mt ot h et r e n do ft h eh i g h s p e e dp a s s e n g e rs e r v i c ea n d t h eh e a v yc a r g os e r v i c e i nt h i sp a p e r t h es t r u c t u r eo fc o p h a s et r a c t i o np o w e rs u p p l ys y s t e ma n dt h e p e r f o r m a n c eo f t h ey n ，v db a l a n c et r a n s f o r m e ra r ed i s c u s s e d ，t h es t r u c t u r eo ft h ei p f c 、 t h ep r i n c i p l eo fb a l a n c e dt r a n s f o r m a t i o na n dt h ec o n t r o ls t r a t e g yg e n e r a lf r a m e w o r ka r e a n a l y z e d i nt e r m so fh i e r a r c h i c a ls t r u c t u r e ，t h ep a p e rs p e c i f i e db a s el a y e rc o n v e r t e rc o n t r o l s t r a t e g y , m i d d l el a y e rc o m p e n s a t i o np o w e rf l o w c o n t r o ls t r a t e g ya n dt o p l a y e r c o o r d i n a t i o nc o n t r o ls t r a t e g yr e s p e c t i v e l y t h ef e a s i b i l i t yo ft h es c h e m ei sv e r i f i e db yt h e s i m u l a t i o nr e s u l t t h ep r e c o n d i t i o no fp o w e rq u a l i t yc o m p e n s a t i o na r ed e t e c t i o na n d d e c o m p o s i t i o no ft h el o c o m o t i v ec u r r e n t a n dt h r o u g ht h ep o w e rf l o wa n a l y s i s ，s o l v i n g f o r c o m p e n s a t i n g i n s t r u c t i o nc u r r e n t s t h em i d d l e l a y e rp r o p o s e dc o m p l e t e c o m p e n s a t i o ns t r a t e g ya n dc o m p l e t ec o m p e n s a t i o ns t r a t e g y , a n dc o m p a r i s o na n a l y s i sh a d b e e nm a d ef r o ms t e a d y - s t a t et od y n a m i cp e r f o r m a n c e w h i l et h ei n s t r u c t i o nc u r r e n t sa r e g i v e n ，i tn e e d st h eb a s el a y e rt oc o n t r o lp o w e re l e c t r o n i cc o m p o n e n t st r a c k i n gt h e mf a s t a n da c c u r a t e l y t h i sp a p e ri n t r o d u c e df i v ec o n t r o ls t r a t e g y si n c l u d i n gt r i a n g l e w a v e m o d u l a t i o n ，c a r r i e rp h a s es h i f t e ds p w mt e c n o l o g y , h y s t e r e s i sc u r r e n tt r a c k i n gc o n t r o l ， i n s t a n t a n e o u sv a l u ec o m p a r i s o nc o n t r o la n do n e - c y c l ec o n t r o l ，w h i c hh a v et h e i rs t r o n g p o i n t i nt h et r a n s f i x i o np o w e rs u p p l ym o d e l ，t r a c t i o ns u b s t a t i o n sc o m m u n i c a t e dw i t h e a c ho t h e rt od i s t r i b u t ec a p a c i t yr e s p o n s i b l yf o rs u p p l i n gp o w e rt ol o c o m o t i v e s t h e 西南交通大学硕士研究生学位论文第l ll 页 p r i m a r ya n ds t a n d b yc o n t r o lo f t h eo p t i m a lc o m b i n a t i o no ft r a c t i o nt r a n s f o r m e ra n di p f c t h eo p t i m a lc a p a c i t yi n v e s t m e n tu n d e rt h en e e d e dp o w e rq u a l i t yp a r a m e t e r s t h e s ea r e a l lf u n c t i o n so ft h et o pl a y e r t h ep a p e r g i v e sc o r r e s p o n d i n gc o n t r o ls t r a t e g y s ，a n ds e e k s t h eo p t i m u ms c h e m ea d a p t i n gt op r a c t i c a le n g i n e e r i n g i nt h ee n d ，t h ep a p e rp u tu pt h ec o p h a s et r a c t i o np o w e rs u p p l ys y s t e ms i m u l a t i o n p l a t f o r mb a s e do nl a b v i e w , w h i c he s t a b l i s h e d t h ef o u n d a t i o nt ot h ef o l l o w i n g t h e o r e t i c a lr e s e a r c h k e yw o r d s ：c o p h a s et r a c t i o np o w e rs u p p l ys y s t e m ，b a s el a y e rc o n v e r t e rc o n t r o ls t r a t e g y ， m i d d l e l a y e rc o m p e n s a t i o np o w e r f l o wc o n t r o l s t r a t e g y , t o pl a y e r c o o r d i n a t i o nc o n t r o ls t r a t e g y , s i m u l a t i o np l a t f o r m 西南交通大学 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定， 同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版， 允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部 或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等 复印手段保存和汇编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密d ，使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“4 ”) 学位论文作者签名：毳红 日期： 劲。夕红6 指导老师签名： 日期。 d 西南交通大学学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研 究工作所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任 何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出 贡献的个人和集体，均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本 声明的法律结果由本人承担。 本学位论文的主要创新点如下： 在现有的电流检测技术以及同相供电系统平衡变换原理的基础 上，研究了满意优化补偿算法，提出了容量优化控制策略。 学位论文作者签名：霪乏幻 日期：哆 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 课题背景及意义 第1 章绪论 我国电气化铁路采用单相工频交流牵引供电系统。实现高速重载电力 牵引时，由于其结构和牵引负荷的特殊性，在负序、谐波、无功等方面对 电力系统造成了严重的三相不平衡【l 3 】。为改善负载匹配不平衡，先后提出 了平衡变压器，如阻抗匹配平衡变压器、斯科特变压器等，以及换接相序 供电方案。平衡变压器只有在特殊的条件下才能实现三相两相平衡变换， 由于牵引负荷在空间和时间分布上的随机性，使得改善效果不佳。牵引变 电所及其换相连接，决定了牵引网上必然存在电分相装置。当机车行至供 电臂末端时，必须经过退级、关闭辅助机组、断开主断路器等一系列操作 1 4 1 ，惰行通过电分相区段，使得列车速度和牵引力损失较大，司机劳动强 度较重，并且随之产生的过电压现象严重影响机车的正常运行。电分相装 置结构复杂，投资大，可靠性较低，成为整个牵引供电系统中最薄弱的环 节之一。因此，电分相环节的存在极大的制约了高速重载运输的实现。 借助现代电力电子技术和控制理论，实现交流电气化铁道的以电磁为 基础的同相供电和更高层次的贯通供电是必由之路。作为同相供电系统中 的核心设备，综合潮流控制器i p f c ( i n t e g r a t e dp o w e rf l o wc o n t r o l l e r ) 的主 要功能在于实现牵引负荷功率在牵引变压器不同负荷端口之间的交换。牵 引负荷与普通电力负荷的主要区别之一就是其具有不对称性，利用i p f c 将现有的两相牵引变压器其中一相并联接入另一相，对牵引负荷产生的无 功功率与谐波均由i p f c 予以补偿，可使牵引变压器仅仅传递有功功率， 从而大大降低其容量，且实现原边三相电流完全对称。可见，基于综合潮 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 流控制器的同相供电系统可以彻底解决高速电气化铁路电能质量问题，实 现客运高速化和货运重载化，为形成我国自主知识产权的新一代电气化铁 道牵引供电体系奠定了基础。 1 2 国内外研究现状及文献综述 长期以来，国外对电气化铁路电能质量问题非常重视。澳大利亚昆士 兰铁路牵引变电所全面实施s v c 方案，解决了电压波动、负序、谐波问 题，但付出了高昂的成本。日本新干线最新研制的静止功率调节器 ( r a i l w a ys t a t i cp o w e rc o n d i t i o n e r ) ，不仅能够实现三相不平衡补偿和电压 波动补偿，而且还具有对列车产生的高次谐波电流进行补偿的功能，但还 是未能避免电分相环节。德国采用集中式和分散式牵引供电系统，均能为 列车安全、可靠地供电，但这种1 5 k v 、1 6 7 h z ( 非工业频率) 的供电制式与 世界各国广泛采用的2 5 k v 、5 0 h z ( ix j k 频率) 无法兼容。 国内关于同相供电系统的研究主要分两类：基于对称补偿技术的同相 供电系统1 5 - 9 和基于潮流控制器的同相供电系统d 0 _ 2 h 。前者借助并联无功补 偿或并联电容补偿来消除或削弱单相负荷产生的负序电流，同时兼备无功 补偿，从而实现同相供电。后者当潮流控制器提供负载所需的基波无功电 流、负序电流和谐波电流时，电源仅提供负载所需的基波有功电流，该电 流与电源各相的电压同相位且三相对称。此时，电源仅提供负载所需的有 功功率，系统达到了同相供电及平衡变换的目的。文献 1 0 - 一2 1 提出了潮 流控制器分别与y n ，d 1 1 变压器、v ，v 变压器、阻抗匹配平衡变压器以及 斯科特变压器相结合的同相供电方案，实现了三相单相平衡变换，但这 些组合对于实现同相贯通供电均具有一定的制约性。y n ，v d 平衡变压器在 实现同相供电系统中具有很大的优势1 2 2 埘】。本文将y n ，v d 平衡变压器与综 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 合潮流控制器相结合，研究精度高、动态性能好的同相供电系统控制策略， 按需消除负序，并能动态补偿谐波和无功，是较理想的新型牵引供电方案。 1 3 主要研究内容 本文针对中国电气化铁道牵引供电系统的组成和特点，详细研究了同 相供电系统中综合潮流控制器的控制策略。论文的主要内容包括以下几个 方面： 第1 章为绪论，总体介绍了研究课题的学术背景及理论与实际意义， 国内外现状及文献综述，本论文主要所做的工作。 第2 章介绍了同相供电系统的结构，y n ，v d 平衡变压器的特点，着重 分析了综合潮流控制器的平衡变换原理，控制策略的总框架等内容。 第3 章研究了底层变流器控制策略，包括三角波调制、多重化与移相 载波s p w m 技术、滞环电流跟踪控制、瞬时值比较控制、单周控制五大 类。每类方法均给出了传统和改进的控制方案，通过仿真进行比对分析。 第4 章提出了中层补偿潮流控制策略，包括完全补偿控制算法、满意 优化补偿算法、直流侧电压平衡控制三部分内容。其中完全补偿控制算法 包括四类1 0 种方案，满意优化补偿算法包括5 种方案。直流侧电压平衡 控制部分首先推导了综合潮流控制器直流侧电压的基波与谐波模型，然后 分析了功率流通的路径，最后给出4 种直流侧电压控制策略。 第5 章提出了上层协调控制策略，包括容量优化控制、综合潮流控制 器主备控制、牵引变电所间协调调度控制。其中容量优化控制部分给出了 补偿度、设备容量和电能质量参数三者之间的关系，并提出了控制策略。 综合潮流控制器主备控制部分提出了6 类主备接线拓扑1 3 种具体方案， 并给出相应的控制策略。牵引变电所间协调调度控制将一条线路作为一个 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 整体，使得容量在全线变电所间实现合理分配。 第6 章基于l a b v i e w 软件开发了同相牵引供电系统仿真平台，并对 其中的子模块作了详细的介绍。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 第2 章系统结构原理分析及控制框图 2 1 同相牵引供电系统结构 同相牵引供电系统是指；线路上不同变电所供电的区段接触网电压相 位相同，线路上无电分相环节的牵引供电方式。新型同相供电系统在现有 牵引供电系统结构上，引入了y n 。v d 平衡变压器和综合潮流控制器，由原 有的两相牵引供电方式转变为单相供电方式，如图2 1 所示。y n ，v d 平衡变 压器将来自电力系统侧的三相对称电压平衡变换成两相对称电压。变电所 两个供电臂通过i p f c 合并为一条馈线向牵引网供电，使得各个变电所输出 相位相同的电压，在变电所馈线处取消电分相。为防止电力系统经多个变 电所构成环路，分区所的分相绝缘器由分段绝缘器取代。由于电分段距离 短且两侧电压相位基本相同，使得机车在通过时不必采用任何措施，避免 了牵引损失以及对电网的不利影响，从而实现全线贯通供电，适应了高速、 重载运输的牵引供电需求。 圆y nv d 一“雕f n v d j ， 4 t *$ 女m m ， 。鼻韬一：。：祥d l # 月 一 ：一一 目# 箕要警嘶翔黑呵! 譬 图2 1 同相牵引供电系统结构 2 2 y n ，v d 平衡变压器 y n ，v d - - 相两相平衡变压器，具有结构简单、性能优惠、便于设计和 制造等特点，如图2 2 所示。其一次侧中性点可直接接地，二次侧两输出回 路既无电气上的联系，又无互感阻抗的影响，不需人为的阻抗匹配即可获 得满意的输入、输出特性。由于变压器有三角形接线绕组，为励磁电流的 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 三次谐波提供了通路，因此该绕组较好地改善了电压的波形。满足平衡条 件情况下，两侧输入阻抗理论上能够达到完全平衡。一相负荷的任意变化 不会影响另一相电压的输出。 图2 - 2y n ，v d 平衡变压器 其两侧的电流变换关系为【2 2 埘】 其中 由对称分量法可得 厶 厶 厶 k 一万 压一1 o2 撕一1 小老 、) uo 矗k = 一 6 暴 一1 + j x 5 也一jo j 正 oo ( 2 1 ) ( 2 2 ) 式( 2 2 ) 表明，y n ，v d 平衡变压器使得电力系统侧无零序分量，但其 实现对称变换是有条件的：当且仅当厶= 以，即负荷电流对称时，平衡变 压器才能完全消除负序对电力系统侧的影响，从而使原边三相电流对称。 2 3 综合潮流控制器结构及功率平衡分析 综合潮流控制器由背靠背四象限电压型变流器组成，如图2 3 所示，两 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 端口变流器通过直流电容耦合在一起。 崩i 一彳气 护 ! 毛翮 = 篆畸砷 图2 - 3 综合潮流控制器结构 i p f c 将现有的两相牵引变压器其中一相并联接入另一相，对牵引变压 器仅仅传递有功功率，从而大大降低其容量，且实现原边三相电流完全对 称。其基本控制原理是：利用中间直流耦合电容作为能量交换环节，在两 个端口之间实现有功功率的交换，同时馈线侧变流器补偿无功、滤除主要 谐波。 平衡变压器副边电压为2 7 5 k v ，为了与电力电子开关器件的性能相 匹配，采用变比1 0 ：1 的隔离变压器t 1 和t 2 ，并将直流侧参考电压预设 为5 k v 。由于单相系统的直流侧电压本身存在幅度较大的1 0 0 h z 波动分 量，为此在直流侧引入l c 调谐滤波环节，用以滤去二倍频谐波，保证直 流电压的平稳，从而提高系统的动态性能。 为简化分析，设i p f c 两个端口电压为 ( f ) 乡咖删( 2 - 3 ) l ，( f ) = 4 2 u i s i n ( 耐一9 0 。) 馈线负载电流为 t p ) = 、，2 s i n ( c o t 一弼) + ( d ( 2 4 ) 其中，( f ) = 艺弛s i n ( 一删一识) 为负载电流中谐波成分。 n = 2 则负载的瞬时功率为 凡( f ) 2 0 ) ( f ) 2 q ，o 一。0 s 三哪 ( 2 5 ) u 。m 2 0 ：t + u 。( t ) i h ( t ) 其中，屯= l ie o s q q ，气= s i n 仍。 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 欲使i p f c 输出幅值相等且与各自电压同相位的纯有功电流。设端口电 流期望值为 j 一a r ( 力= 些咖耐 ( 2 6 ) l 珏( f ) = 4 2 s fs i n ( a x 一9 0 。) 则电源需输出的瞬时功率为 b = o + 和 珏= 2 “ ( 2 7 ) 在一个电源周期t 内，电源提供的能量应等于负载消耗的能量与直流 侧的能量变化量之和，即 r 见( f ) 衍= r 见( ；) 班+ 睨( 2 - 8 ) 由式( 2 5 ) 和式( 2 7 ) 可得 l 2 面1 亍1r ( 舭) 衍 ( 2 9 ) = 半+ l 由此可见，综合潮流控制器口端口需要输出一半的负载有功电流，并 需补偿负载的无功电流和谐波电流；端口则需要输入与负载另一半有功 功率相对应的电流。 2 4综合潮流控制器控制框图 同相供电系统能够实现负序、无功以及谐波等电能质量参数的按需补 偿，与综合潮流控制器的控制策略密不可分。本文将i p f c 控制策略分为 三个层次，其框图如图2 _ 4 所示。在后续章节中，将对每个层次中的各个 模块进行详细的分析讨论。 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 互蛾 _ 蔓鳓 i 匦亟b 匪亟窭圃 肯- d i 嗵庄髓i b 图2 - 4 综合潮流控制器控制框图 1 上层协调控制策略 在贯通供电模式下，各牵引变电所之间通过通信，合理分配容量为机 车负载供电，此功能由所间协调调度模块实现；在一个变电所中，不但牵 引变压器需要主各设置，i p f c 同样需要，将牵引变压器与i p f c 经过优化 组合配置的主各拓扑需要主各协调调度模块进行控制；电能质量的补偿力 度与i p f c 的容量投入呈非线性关系，如何在达到满意的电能质量参数的 前提下尽可能的减少i p f c 容量的投入，成为容量优化控制模块的目标。 2 中层补偿潮流控制策略 进行电能质量补偿的前提就是要对机车负载电流进行检测与分解，分 解越细致，补偿目标越明确细化，电流检测模块实现此功能；通过对同相 供电系统的潮流分析，求解待补偿指令电流，非补偿指令计算模块不能堪 此大任；直流侧电压的恒定是保证变流器良好输出特性的前提，直流电压 平衡控制模块实现了直流电压的最小脉动控制。 3下层变流器控制策略 当给定指令电流，变流器控制模块负责如何让由电力电子器件组成的 变流器快且准的跟踪指令信号；为了提高等效开关频率，当采用链式结构 时，需要多重化控制模块来进行控制。 另外需要说明，图2 - 4 中虚线模块不是本文关心的问题，在分析中假 设这些模块可以实现相应的功能。 西南交通大学硕士研究生学位论文第10 页 第3 章底层变流器控制策略 3 1三角波调制 3 1 1基本原理 三角波调制方式( t r i a n g l e w a v em o d u l a t i o n ) 【2 研，通过将检测环节得到 的实际值与参考值之间的偏差与高频三角载波相比较，得到矩形脉冲作为 变流器各开关元件的控制信号，从而在变流器输出端获得所需的波形，调 制原理如图3 1 ( a ) 所示。 三角波 a ) 原理框图 b ) 控制策略 图3 - 1 三角波调制法的原理及其控制策略 在电压型变流器的应用中，变流器作为一个可控的电压源，它的控制 指令一般是正弦的基波电压。而综合潮流控制器的基本工作原理是作为一 个可控的电流源向接触网提供负载所需的非线性电流，所以综合潮流控制 器的指令电流e 必须转化为相应的指令电压u ：，作为s p w m 的调制波。 如果综合潮流控制器的输出指令电流为e ，而实际输出电流为i c ，在传统 s p w m 方法中，取u ：正比于( e i 作为变流器的输出指令电压，即o ) u ：= k l ( - i c ) ( 3 1 ) 式中，墨为比例系数，用p i 控制器即可实现。 通过式( 3 1 ) 可以保证综合潮流控制器输出电流跟踪指令电流的变 化，控制策略如图3 1 ( b ) 所示。 图3 2 分别示出了双极性与单极性s p w m 调制的仿真波形。在相同 西南交通大学硕士研究生学位论文第11 页 频率( 1 k h z ) 的三角载波调制下，单极性s p w m 调制等效载波频率是双 极性s p w m 调制的两倍，提高了跟踪的精确度。 i 魁； 划 a ) 双极性s p w m 调制副边电流b ) 双极性s p w m 调制补偿电流 c 1 单极性s p w m 调制副边电流d ) 单极性s p w m 调制补偿电流 图3 - 2 三角波调制副边电流和补偿电流 3 1 2 改进的s p w m 方法 如图2 - 3 所示综合潮流控制器系统主电路，忽略电抗器等效电阻，以 口相为例，易得： 争+ k l 鲁= ( 3 - 2 ) 女研 w 其中m 为变流器的端口输出电压。 由式( 3 - 2 ) 可以看出，综合潮流控制器的补偿电流是由变流器输出 电压与交流侧电源电压竿共同作用在滤波电感l 上产生的，可得 心= k l 鲁+ 警 ( 3 3 ) 由此可见，“二与电源的瞬时电压之间存在线性比例关系，所以引 入一个与电源电压的瞬时值成正比的参数丘，控制即如式( 3 - 4 ) 所示。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 2 页 “二= 墨( 0 0 ) + 巧 ( 3 - 4 ) 其中，蜀、岛为比例系数，均可通过p i 控制器实现。 上述分析对于芦相同样适用，改进的三角波调制策略如图3 - 3 所示。 图3 - 3 改进三角波调制策略 与传统的三角波调制方法相比，改进方法通过在输出指令电压中增加 一个与电源电压瞬时值成正比的量，消除了电源电压的干扰因素，可以减 少电流误差的波动范围。这样就提高了变流器输出电压的准确性，使综合 潮流控制器实际输出电流能够精确地跟踪补偿指令电流的变化。 图3 - 4 、图3 - 5 分别示出了双极性与单极性s p w m 调制补偿电流误差 对比仿真波形。容易看出，改进三角波调制法消除了与电源电压同频率的 脉动误差，减小了补偿电流误差。 ：j a ) s p w m 调制瑾相误差电流b ) s p w m 调制卢相误差电流 ! ：j c ) 改进s p w m 侧制盯相误差电流d j 改进s p w m 调制相误差l b 流 图3 - 4 双极性三角渡调制补偿电流误差对比 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 a ) s p w m 调制口相误差电流b ) s p w m 调制芦相误差电流 a i ；1 # i ；1 # i 自1 t ；1 ；i ；。1 c ) 改进s p w m 调制口相误差电流d ) 改进s p w m 调制声相误差电流 图3 - 5 单极性三角渡调制补偿电流误差对比 3 2多重化与移相载波s p w m 技术 3 21 移相载波s p w m 技术 载波相移正弦脉宽调制c p s s p w m ( c a r t i e rp h a s es h i f t e ds p w m ) 是适 用于大功率电力电子装置的开关调制策略，主要应用于多电平变流器和组 合变流器。c p s s p w m 技术的基本思想是口q ：在变流器单元数为n 的级 联型变流器中，各单元采用共同的调制波信号“。( 峨，) ，载波频率为啦。 若将各三角载波的相位相互错开三角载波周期的i n ，即为双极性 开b c p s s p w m ，则第七个变流器三角载波的相角为纯= 纯+ 三竿，那么级联 川 变流器的输出电压就能得到( 十1 ) 电平的输出波形；若将各三角载波的相 位相互错开三角载波周期的l ，( 2 n ) ，即为单极性c p s s p w m ，则第七个变 _ l 流器三角载波的相角纯= 识+ 竺，将各变流器单元输出叠加，就能得到 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 电平数为( 2 + 1 ) 的级联变流器总的输出电压。 322 等效载波频率分析 由数学推导易得各种调制方式下的等效载波频率，如表3 - 1 所示。 表3 - 1 等效载波频率 a ) 双极性s p w m 口端输出b ) 双极性s p w m 卢端输出 c 1 尊极性s p w m 盯端输出 ， ；! ：，一 d ) 瞽双极性s p w m 卢端输出 s；!，一一 惴- 删_ 1 ： j 、h h ； e 1 双极性c p s - s p w m 口端输出 1 十p 一_ n 双极性c p s s p w m 口端输出 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 5 页 ：汕 呐 g ) 瞽极性c p s - s p w m 盯端输出h ) 单极性c p s s p w m 卢端输出 图3 - 6 各种s p w m 调制输出电压波形 如图3 - 6 所示，在单元直流侧电压相同的情况下，级联变流器输出电 压幅值是单个变流器单元的倍。而且单极倍频c p s s p w m 比双极性 c p s - s p w i v l 输出的电平数更多，更逼近正弦波。 a 】双极性s p w m 变流器口频谱 c ) 单极性s p w m 变流器口频谱 b ) 双极性s p w m 变流器卢频谱 d ) 单极性s p w m 变流器卢频谱 e ) 双极性c p s - s p w m 变流器口频谱o 双极性c p s - s p w m 变流器口频谱= 一i 一 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 g ) 单极性c p s s p w m 变流器盯频谱h ) 单极性c p s s p w m 变流器声频谱 图3 7 各种s p w m 调制输出电压频谱 图3 7 分别给出了= 2 ，t = 2 0 ，调制比m = 0 8 条件下，各种s p w m 调制变流器输出信号的频谱图。由图3 7 ( a 】不难看出，单个变流器输出双 极性s p w m 信号的最低次载波谐波出现在t = 2 0 次左右，图3 7 ( b ) 输出 的单极倍频s p w m 信号的最低次载波谐波出现在2 t = 4 0 次左右。而级联 变流器输出的双极性c p s s p w m 信号的最低次载波谐波出现在 他= 4 0 次左右，输出的单极倍频c p s s p w i v l 信号的最低次载波谐波出现在 2 慨= 2 x 2 x 2 0 = 8 0 次左右，验证了两种载波相移s p w m 方法分别能将等 效开关频率提高为原来的倍和2 n 倍。 3 3 滞环电流跟踪控制 3 31 基本原理 滞环电流跟踪控制h c t ( h y s t e r e s i sc u 嗍tt r a c k i n g ) l “l 是目前应用非 常广泛的一种非线性闭环电流控制方法。它利用滞环比较器形成一个以0 为中心、h 和h 为上下限的滞环( 或死区) ，通过把补偿电流和指令电流 的差值控制到规定的滞环宽度( 误差限) 范围之内，来控制逆变器的开关 动作。其工作原理如图3 - 8 所示。 图3 - 8 滞环屯流跟踪控制原理 西南交通大学硕士研究生学位论文第17 页 3 3 2 双极性h c t 调制 把补偿量的指令信号e 与实际补偿量信号之进行比较，然后将两者的 差值之作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生p w m 信号，使补 偿量跟踪指令信号的变化，控制规则如表3 2 所示。 表3 2 双极性滞环电流控制规则 在这种控制方式中，滞环的宽度h 对补偿量的跟踪性能有较大的影 响。当h 较大时，开关通断的频率越低，对开关器件的要求不高，但跟踪 误差较大。反之，当h 较小时，虽然跟踪误差减小了，但开关频率却提高 了，对开关器件的要求也较高。另外，滞环比较控制方法具有硬件电路简 单、补偿量响应快、由于不使用载波，在i p f c 输出中不含有特定频率的 谐波分量、属于跟踪型p w m 的闭环控制方式、当滞环宽度h 固定时，补 偿量的跟踪误差范围也固定等特点。 3 3 3 单极性h c t 调制 如图2 3 所示，i p f c 由两个背靠背单相变流器组成，易得 i 警= + n 地鲁 降= + 嘞n 乜鲁 ( 3 - 5 ) 式中l 、r 分别为系统等效电感、电阻，甜口、分别为牵引变压器口、 端口电压，、“阳分别为变流器端口输出电压( 两桥臂间e g e , ，k 、 l o p 分别为口、端口补偿电流。 为降低开关频率和提高对直流电压的利用率，可采用单极性滞环电流 控制方法，控制规则如表3 3 所示。 表3 - 3 单极性滞环电流控制规则 端口电压电流误差s 1 ，s 5s 2 ，s 6s 3 ，s 7s 4 ，s 8 “ 0垃j l z 10o1 f 一办 o10l 其中s = i 表示开关器件导通，仁o 表示开关器件关断，材。为变流器 端口输出电压，f 为电流误差，h 为误差门限。 根据式( 3 5 ) 计算出甜。，并运用表3 3 中单极性滞环电流控制规则 即可实现控制目标。 a ) 双极性h = 5 副边电流b ) 双极性h - 5 补偿电流 c ) 双极性h = 2 副边电流d ) 双极性h = 2 补偿电流 图3 - 9 双极性h c t 调制副边电流和补偿电流 a ) 单极性h = 5 副边电流b ) 单极性h = 5 补偿电流 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 9 页 c ) 单极性h = 2 副边电流d ) 单极性h = 2 补偿电流 图3 1 0 单极性h c t 调制副边电流和补偿电流 图3 - 9 、图3 1 0 分别示出了双极性h c t 和单极性h c t 调制在不同滞 环宽度下的副边电流和补偿电流仿真波形。不难看出，图3 - 9 ( c ) 、( d ) 的波 形较图3 - 9 ( a 1 、( b ) 更加细致，可见滞环宽度直接影响跟踪误差的大小。在 相同的滞环宽度下，单极性h c t 比双极性h c t 具有更高的等效开关频率， 如图3 1 1 所示。 a 1 双极性h = 5 口相频谱 c ) 单极性h = 2 口相频谱 e 1 双极性h = 5 盯相频谱 b ) 双极性h = 5 口相频谱 d ) 单极性h = 2 口相频谱 o 双极性h = 5 卢相频谱 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 g ) 肾极性h = 2 口相频谱h ) 单极性h = 2 卢相频谱 图3 - 1 1 各种s p w m 输出波形的比较 3 4 瞬时值比较控制 定时控制瞬时值比较法m 堤一种电流跟踪控制方法，其电路简单，能 利用时钟信号的频率来限制器件的开关频率，但它存在局部稳定性问题。 为解决这一缺点，本节引入了一种双向互补瞬时值比较法m 州，这种新型 控制方法能有效扩展综合潮流控制器的稳定范围。 3 4 1定时控制的瞬时值比较法原理 掣砰 爹磐麓 图3 一1 3 定时控制瞬时值比较法控制策略 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 定时控制瞬时值比较法控制策略如图3 1 3 所示。当时钟信号c l k 到， 若 e ，则电力半导体器件s 、墨导通，使之减小。 3 4 2 双向互补的瞬时值比较法 传统的定时控制瞬时值比较法存在局部稳定性问题【，删，其原因之一 是电流误差较大，因此可在每个时钟周期对占空比d 进行控制。为此，可 将图3 1 3 中的d 触发器换成r s 触发器，比较器的输出结果接在s 端， c l k 接在r 端。其工作过程为：在每个时钟周期中，当t 与( 相等时，触 发器的s 端置1 ，其输出信号翻转，即通过s 端来实现对占空比的控制。 不过由于这样采用的是一种峰值比较，故补偿电流始终在其指令信号波形 上方变化，存在直流分量。双向互补单周控制策略不仅能消除直流分量， 而且能实现系统的全局稳定。因此，采用双向互补的思想将控制电路设计 成双向对称的两路，即在电源电压z ，。 0 时，让补偿电流在其指令信号波 形的下方变化，在电源电压“。 0 时，选择第二个触发器的输出信号作为尸形m 信号；当“， 0 时，开关器件最持续导通，& 则持续关断，s 、墨由占空比 控制轮换导通，输出电压为o 和以。同理，当u 一 拧 l 、，、夕 口 o o 0 2 2，1 1 ) 一 + 一 玎 一 行 一 一 成篮篮 ，j、 耐甜 州吲三2 s c 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 2 页 ( 4 8 5 ) 阱 磷刮 件 式中露、譬、盛分别为第以次谐波( ，z = 1 即表示基波) 正序电压或 电流变换后的由。空间的各相应分量；绉、臂、盛分别为第 次谐波 ( 胛= 1 即表示基波) 负序电压或电流变换后的砌o 空间的各相应分量。 由式( 4 8 5 ) 、( 4 8 6 ) 可知，a b e 坐标系的第n 次( n = 1 即表示基波) 正、负序电流变换到由o 坐标系后，在d 、q 轴上的分量将分别变为角频 率为0 一1 ) 国和+ 1 ) r o 的正余弦量。因此，式( 4 8 1 ) 的所有各分量中只 有基波正序分量在砌0 坐标下呈现为直流量，而其它各分量仍保持为交流 量，可以通过均值积分器将其提取出来。 假设三相不对称且畸变的三相电压的基波正序分量的幅值和a 相的 初相角分别为玑、谚，。同样，设三相不对称且畸变的三相电压的基波正 序分量的幅值和a 相的初相角分别为l 、破。由式( 4 8 5 ) 可知三相电压 和电流基波正序分量在砌0 空间的对应值为 l = l c o s l = l s i n 岛1 = 0 ( 4 8 8 ) 式中“们、材g ，、“们分别为基波正序电压在d 、q 、0 轴上的对应值；易，、 ，、1 。0 1 分别为基波正序电流在d 、q 、0 轴上的对应值。 。 q ” 碟簖 + + 耐 研 泗皿。 一 一 刃 阿 泓嗽 a n 4 = 搿搿舒 唬九嘲蚍 虬醵o = = = 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 3 页 由于它们都是常量，所以三相时变的基波正序电压和电流可分别表示 为a q o 空间的静止矢量d 和j ，如图4 - 1 9 所示。 g ， 碍、 ； ， 、 蒯 k d d 图4 - 1 9 基波正序电压和电流在d q o 坐标系中矢量表示 根据有功功率的定义，基波正序电流矢量j 在基波正序电压矢量d 上 的投影即为正序基波有功电流，而与d 垂直的分量则为基波正序无功电 流。由图4 1 9 可知，如将由0 坐标系旋转一角度破。使d 轴与基波电压矢量 矽重合，则在新的坐标系下，基波电流矢量j 在d 和q 轴上对应的分量即 为基波正序有功电流正。和无功电流厶。此时从a b c 坐标系到由o 坐标系的 变换矩阵z 为 得 下 2 毛2 了 s i n ( c a + 谚, ) c o s ( 耐+ 吮) 1 一 2o s i l l ( 甜+ 死一1 2 0 。) c o s ( 倒+ 纯一1 2 0 。) 1 2二 s i n ( r a t + 吮+ 1 2 0 。) c o s ( 耐+ 吮+ 1 2 0 。) 1 2 ( 4 8 9 ) 因此，在口6 c 坐标系下的基波正序有功电流p 和无功电流。由下式可 类似地，负序a b c - 由0 变换矩阵为 ( 4 9 0 ) ( 4 9 1 ) 纯o 邮一。一 别地坛 0 + +