（电力电子与电力传动专业论文）适用于未来vrm的两级式变换器的研究.pdf

适蒯_ 术米v r m 的两级式变换器的研究 a b s t r a c t t h e r a p i dd e v e l o p m e n t s o ft h ec p uc a l lf o rm o r es t r i n g e n tr e q u i r e m e n t st ot h e v r m 。t or e d u c et h eb u sl o s s ，t h ev r m i n p u tv o l t a g ei n c r e a s ef r o m5 v t ot o d a y s 1 2 v a n dp r e d i c t e dt oi n c r e a s et o4 8 vi nt h ef u t u r e w h i l et h eo u t p u tv o l t a g ew i l lb e l o w e rt h a ni v , t h el o a di sa b o u tt ob em o r et h a n2 0 0 a ，s o ，i ns u c ha p p l i c a t i o nc a s e ， t r a d i t i o n a lc o n v e r t e rc a r lh a r d l ys e r v et h ed e m a n d sw e l l an o v e lt o p o l o g yi sn e e d e d t om e e tt h e h i g h e r a n d h i g h e rr e q u i r e m e n t s 。 t h i sp a p e ra n a l y z e st h ec h a l l e n g e sf o rt h ef u t u r ev r m ，s u m m a r i z e st h ek e y p r o b l e m si nd e s i g n i n g a sas o l u t i o n t h e h b ( d 2 5 0 ) + b u c k ”s t r u c t u r ei sb r o u g h t f o r w a r d 。t h i ss t r u c t u r eh a ss u c ha d v a n t a g e s ：h i g he f f i c i e n c y , h i 舔p o w e rd e n s i t y , a n d s i m p l ec o n t r o l 。t h es y s t e ms t a b i l i t y t h ed e s i g no f f i l t e ra n dp c bt r a n s f o r m e r w e r ed i s c u s s e di nt h i sp a p e r t h e na1 8b r i c km o d u l ei sb u i l tt ov e r i f yt h ea n a l y s i s b e s i d e st h i s ，w em a k es o m ei m p r o v e m e n tt or e s o l v et h es h o r t c o m i n go f “h b ( d = 5 0 ) + b u c k s t r u c t u r e 。t h e i n t e r l e a v e dm u l t i - p h a s eb u c kc o n v e r t e ri s i n t r o d u c e dt ot h es t r u c t u r et or e d u c et h et h e r m a ls t r e s sa n di m p r o v et h et r a n s i e n t r e s p o n s e t h ed e s i g no fc o m p e n s a t i o nl o o pa n da v p c o n t r o la r ed i s c u s s e d a l s o ，t h e s i m u l a t i o na n dt h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r eg i v e nt ov e r i f yt h ea n a l y s i s 、 k e yw o r d s ：v o l t a g er e g u l a t o r m o d u l e ( v r m ) ，l o w v o l t a g eh i g h c u r r e n to u t p u t ， 4 8 v i n p u t ，t w o s t a g ec o n v e r t e l f f 承诺书 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独 立进行研究工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的 内容努，本学位论文麓研究成栗不包含任倚住人事有著作权的内容。 对本论文所涉及的研究工份做出贡献豹其锻个人器集体，均已在文 中以踞确方式标明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件， 允许论文被查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有 关数据库避行检索，可潋采用影印、缩印或其袍复制手段保存论文。 ( 保密豹学位论文在磐密蜃逶鼹本承诺书) 乍者签名：f 主小扣 瞬期：竺! 。s 、7 南京航空航天大学硕士学位论丈 第一章绪论 1 1c p u 的发展对供电的要求 1 9 5 9 年世界上诞生了第一块集成电路( i n t e g r a t e dc i r c u i t ，i c ) ，这大大推 动了制造业以及计算机产业的发展。6 年之后，m o o r e 提出了著名的“摩尔定律”， 即晶体管的密度将会每年翻一番【”。到了1 9 8 0 年代后期，由于半导体器件的复 杂程度不断增加，晶体管密度翻一番的时间被修改为1 8 个月 2 1 。图1 1 给出的是 i n t e l 微处理器( c e n t r a l p r o c e s s i n g u n i t ，c p u ) 单个管芯中晶体管数目的增长情 况，目前p e n t i u mi vc p u 单个管芯中的晶体管数目是5 5 ，0 0 0 ，0 0 0 ，预计t 至q 2 0 0 7 年这个数值将达到1o 亿【3 1 。 晶体管密度的增加即集成度的提高，在c p u 集成度提高的同时，其性能也 以惊人的速度在提高，它的时钟频率从8 0 0 8 的2 0 k h z 至l j p e n t i u mi v 的3 o g h z 只用 了不n 3 0 年的时间( 如图1 2 ) 1 4 j 。 对c p u 而言，由于集成度的提高，考虑到安全绝缘距离，必须降低供电电 压。而为了得到更快的运算速度，充电电流也需要增大。电压调节模块( v o l t a g e r e g u l a t o rm o d u l e ，v r m ) 是为c p u 供电的电源，图1 3 给出了i n t e l 公司对v r m 输 出电压和输出电流的预测，其输出电压将降到1 y 以下，并将稳定在0 7 矿，输出 电流则将增大至i j 2 0 0 a 1 。 对于数字信号而言，供电电压小于1 噫昧着代表逻辑商的“l ”电平和逻 辑低的0 电平之间的电压差很小，因此要求v r m 输出电压的纹波很小。 随着c p u 速度的提高，c p u 在休眠和工作两个模式之间的切换速度也越来 越快，因此要求供电电流变化率( s l e w r a t e ) d i d t 越来越大。图1 4 给出的是c p u 对d i d t 的要求的趋势预测，在2 0 1 0 年d i d t 将达至r j l 2 0 a n s 6 1 。这就要求v r m 能够 有足够的动态响应速度，在负载突变时，其输出电压的波动在规定的范围内。 v r m 9 0 年i j v r d l 0 0 规定：v r m 的输出电压的静态纹波以及动态时输出电压 的波动小于2 nm ”1 。 综上所述，未来c p u 对v r m 的要求是：输出电压越束越低( 将低到o 7 v ) ， 输出电流越来越大( 将达至t j 2 0 0 a ) ，动态速度快( c 矗d t 将达至：f j l 2 0 a n s ) 和输出 通用于未来v r m 的阿级式变换器的研究 2 1 9 7 01 9 8 0 1 9 9 0 2 0 0 02 0 1 0 雕t tc p u 单个镑芯中晶体管数嚣的增长 h “少。 l i 茹乏 “ 一：薹夕s l 产 2 8 6 | i 8 0 8 0 t 溢 9 9 01 9 7 51 9 8 01 9 8 51 9 9 01 9 9 52 0 0 02 0 0 5 时侗 年) l 喇 图1 2c p u 时钟频率的提高 2 0 0 5 时阃( 年) 图1 3i n t e l 公司对v r m 输出电压电流的预测 2 2 0 0 l 弱s 蛙 苷 簧 5 0 0 蚪 埘 辂 坤 群嚣嚣耆o-o 晷 5 4 3 2 o 一)羞章哥辞 南京航空航天大学硕。 学位论文 雷 i = 薯 ， j i ， r ， a - ， 一- | 时间( 年) 图1 4i n t e l 公司对v r m 输出电流变化率的预测 电压纹波低( 电压纹波小于2 圪) 。 1 2 v r m 的研究现状 1 2 1v r _ m 拓扑结构的发展 最初的c p u 直接采用计算机电源的5 v 电压来供电，随着c p u 的飞速发展， 对其供电电源提出了更高的要求，因此需要专门研制新的供电电源，这就是 v r m 。最初用于p e n t i u mi ic p u 的v r m 的输出电压为3 3 n 从5 矿电压变换而来， 其电路拓扑基本上都是b u c k 变换器( 如图1 5 ) ，为了提高效率，b u c k 变换器的续 流二极管采用同步整流管替代。 随着p e n t i u mi i i 以及p e n t i u mi vc p u 的出现，v r m 的输出电压由3 3 隧渐 降低为2 5 y 、1 8 砑日1 5 n 输出电流则由1 0 4 逐渐增大n 3 0 a 。为了减小器件的 电流应力，提高v r m 的变换效率，缓解v r m 热应力集中的问题，采用多个 m o s f e t 并联的方法f 如图1 6 ) 。 随着c p u i 作需要的功率加大，流经5 v 母线的电流增大，母线上的损耗也 就相应增大。为了提高供电效率，现在的台式计算机、工作站和服务器已经把 1 2 y 输入作为v r m 母线电压，在一些笔记本电脑上v r m 已经直接把1 6 2 4 嗡 入变换到1 5 矿输出【8 1 。 为了提高v r m 的动态响应速度，即增大d f d d t ，传统的做法是提高变换器的 开关频率从而减小输出滤波电感。但是开关损耗会随着开关频率的增加而线性 适用于朱来v r m 的两级式变换器的研究 增加，因此不可能无限制地提高开关频率。目前p e n t i u mi v 处理器用的v r m 广 泛采用的鼹图1 7 所示的多相交错并联( i n t e r l e a v e dm u l t i p h a s e ) 结构，这样输出 滤波电感魄漉之露款熬动豢率藏是开关频率霸总辐数懿乘积，露显患夔熬动量 小于各相的脉动量。浏此不增搬开关频率就可以减小等效电感，从而改善系统 的动态响艨速度。顺便指出多相交错并联变换器的研究实际上在1 9 8 0 年代已 经盛行，现在已开发出专f l 的多姻交错并联控制：豢片( 如图1 8 ) ，这大大篱纯了 v r m 熬设计。 当输入电压提高到1 2 v 时，由于输出电压报低，上述提到的b u c k 变换器以 及改进结构会面临占空k g d , 、性能优化设计困濉的问题。为了解决这个问题， 文麸【霸掇浅了瑟1 9 掰示熬采羯毫戆肇撞头豹b u c k 变援嚣潋扩矮占空魄，并缀 合多相交铺并联技术，优化了v r m 的设计。 然而，带中间抽头的b u c k 变换器对占空比的扩展毕竟是肖限的，当输入电 压为2 4 v 以上时，其不褥适用。文献f 5 】提出的磁繁成推挽正激变换器( 图1 1 0 ) 可敬通过调整变压器豹匿魄来实现瓣占空院的扩展，倍流整浚方式鼢采弼可良 提高变换器的效率，磁集成技术则提高了功率密度。 鍪t 5 采翊两步整流弱b u c k 变换器蚕j 6 p e n t i u m i i c p u v r m 静拓羚 圈i 7p e n t i u mi v c p u v r m 拓扑 图1 8 不闭公司的多相交错并联控制器 曲 一 南京航空航天大学硕士学位论文 职2 图i 9 带中间抽头的b u c k 变换器图11 0 磁集成推挽正激变换器 1 2 2v r m 能量传输结构的发展 最初用于p e n t i u mi ic p u 的v r m 就是一个模块，通过接口插入到母板上的 插槽，从而实现电能的转换传输( 如图1 1 1 ) 。这种供电结构的优点是便于维修 更换，缺点在于电流通路上的寄生参数较大。 相对于p e n t i u mi i 而言，p e n t i u mi i ic p u 的供电电压变低、电流增大，动态 电流变化率由原先的1 a n s 上升为8 a n s ，电流传输通路上的寄生参数对供电质 量的影响则变得非常突出。与此同时，变换器的效率也受到一定程度的影响。 假设通路中的寄生电感为0 1 n h ，寄生电阻为1 m 臼，而流经通路的电流为3 0 a ， 其动态过程中产生的电压尖峰就有0 8 v ，而额外损耗0 9 w ，这是不可接受的。 因此，插槽型的v r m 被寄生参数小的板载型v r m ( 如图1 1 2 ) 所替代。其从 p e n t i u mi i ic p u 一直沿用到现在的p e n t i u mi vc p u ，所不同的只是变换器拓扑 结构的改变。图1 1 3 给出的是采用有机基面栅格阵列( o r g a n i cl a n dg r i d a r r a y ， o l g a ) 接口的板载型v r m 以及c p u 的结构示意图，其中c p u 的安装采用的是 芯片倒装( f l i pc h i p ， f c ) 技术。 图1 1 1c p u 插槽型v r m 结构 图1 1 2 c p u 板载型v r m 结构 通用于未来v r m 的两级式变换器的研究 阁1 1 3 板载型v l t m f i l 量砖遂结翰示意图 1 3 未来v r m 设计面临的挑战 驮强1 2 、l ，3 帮 。4 霹戳囊道，嚣j 2 0 1 0 年，c p u 豹工圣# 邀嚣翻毫滚穗分剿为 o 7 v 和2 0 0 a ，而电流变化率则高达1 2 0 a n s 。目前广泛应用的多相交错并联b u c k 变换器和能量传输的熬体结构很难满足这些要求，主要原因遐： 第一，为了降低母线鲍损耗、城小输入滤波魄容戆体积，来来v r m 懿输入 电压将被抬离委j 4 8 v ，舔输密电压低予l v 。不藏囊接采用b u c k 变换器，因为在 这种输入输出悬殊的威用场合时占销比很小，这在控制上难以实现，同时也不 利于变换器的优化设计； 蘩二，2 辕塞嘏撬翡误差范溺愆0 。7 v 输塞焉富哭毒圭1 5 m v ，嚣系绕王佟 在大电流、高电流变化率场合，供魄通路中哪怕微小的寄生参数对这个动态负 载供电质黛的影响都捆当大。 第三，在供电电压满足要求敕魏提下，懿鬃漆惩蠹来懿熊潼健递结橡，辕 出滤波电褰以及解藕魄容的容量都会大幅度增鞠。电容静增翱除了带来戒本的 上升，还导致v r m 面积占主板面积的百分比从翻前的1 2 上升到3 0 ，这怒不 可接受的【l “。所以必须寻求一种更合适未来v r m 的高效率、离功率密度的变换 器燕羚缝棱浚及毒生参数更夺熬疑爨传递结擒。 图1 1 4 给出的是i n t e l 提出的改进的无焊点内鬣( b u m p l e s sb u i l d u pl a y e r ， b b u l ) 结构，与传统的芯片倒装结构( 图t 1 3 ) 相比，在这种结构中，c p u 与基 板螅接触燹好，与勰藕瞧容魏距离鼹近，寄生参数苓到f c 缝搀戆t 1 0 卧b l ，悉 虽v r m 会赢接和c p u 集成到一起，可驻迸一步减小寄生参数。但是，新酌施量 传输结构又带来另一个不得不面对的问题：系统的热管理。凼为v r m 与c p u 的 距离更小，尽管v r m 降低了供电电臌米降低c p u 的功耗，但c p u 的功耗仍黛持 续一己舞趋势，再燕上v r m 在笺量交羧中静菝蓑，镁褥c p u 豹王幸# 必籍面稳“能 6 南京航空航天大学硕士学位论文 量极限”效应。目前c p u 的功率消耗已经达到1 0 0 w c m 3 ，如果按照现在的趋势 发展下去，i o 删n i o o o w c 。，这将超出器件的物理热极限1 1 4 , 1 5 。所以 热管理也将是v r m 发展的一个挑战。 图1 1 4b b u l 封装的c p u 第四，v r m 的发展还面临着负载突变( t r a n s i e n t ) 过程时电气性能的挑战。 图1 1 5 所示为v r m 在负载突变过程中负载电流上跳突变( s t e p u p ) 和下跳突变 ( s t e p d o w n ) 的情况。在这个跳变过程中，v r m 输出电压会出现波动。现在计 算机能量管理技术的发展，保证了计算机在空闲时自动进入休眠模式 ( s l e e p m o d e ) ，工作时进入工作模式( a c t i v e m o d e ) 。从休眠模式到工作模式的 负载突变称为上跳突变，从工作模式到休眠模式的负载突变称为下跳突变。工 作模式对应于满载电流，而休眠模式则对应于轻载电流。 对未来的c p u 来说，满载电流会超过1 0 0 a ，轻载电流却只有几个安培，而 且c p u n f l 应速度要求很快，因此对v r m 输出电流变化率西。出也就相当高。现在 产品的动态电流变化率已达3 0 a u s ，下一代v r m 的负载电流变化率将会高达 1 0 0 a u s 。更苛刻的是v r m 负载突变不仅是随机的，而且会随具体工作环境而 非常频繁。v r m 负载突变的突发性和频繁性会给设计造成定的困难【1 6 。 图1 1 5v r m 动态过程中的负载跳变 1 4 本文的研究意义和内容 1 4 1 本文的研究意义 由于v r m 是计算机c p j 的专用供电装置，因此其市场非常巨大。最新资 适i | ；l 于未来v r m 的两级式变换器的研究 料显示。2 0 0 2 年v r m 在非隔离变换器市场份额中占3 7 6 ，预测到2 0 0 7 年将 达4 5 ，9 但价格下降幅度却不大。国际上各大著名电源供膨商诸如z y c o 、 e m e r s o n 、p o w e r - o n e 、d e l t a 、e r i c s s o n 、a r t e s y n 、i n t e r s i l 等郝鸯各叁戆v r m 产 品 1 ”。 本文研究是针对未来c p u 对v r m 的供电要求越来越高提出的。i n t e l v r m 9 0 以及v r d l 0 0 所规定黪妊须满足的性鲢指标在市场上是最高鲍，蕊 v t l m 9 。0 怒为当裁奔黪4 静c p u 伏瞧的v r m 妊须遵循豹蕊范。可强怒象，未 来v r m 的要求会更苛刻，对我们电源设计者将会提出更大的挑战。本文的研 究将为未来v r m 的研究提供了个新思路，同时本文也是对电力电子变换拓 羚豹发袋与丰塞。 1 4 2 本文的研究内容 本文将在阐述v r m 敕特点、潮颟v r m 静发展过程爱，提出一种邋含未 来4 8 v 输入v r m 的褥级式交换器，并给出蕊真帮实验结果。论文势为疆下五 个部分： 第一奄绪论介绍零课题的背景，回顾v r m 的发展过程，然屠介绍v i l m 发 浸酝嚣漆貔撬竣。 第二帮系统分析4 8 v 输入v r m 设计的关键点，包括电路拓扑、元器件选 择、控制策略等一些錾本原则。 第三露提出一转载型豹适合4 8 v 簸入鲍v r m 豹鼹级式变换器，对冀姆点 以及稳定憔进行了分静子，并迸 亍藩联实验验证。 第四辈对第三章提出的两级式拓扑进行改进，详细阐述敬进结构主电路的 参数设计和控制电路原理设计，并缭出仿真和实验结果。 第五嚣是瓣全文工终逶芎亍总结，箨提窭幕遴一步开震靛戮究工佟。 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章v r m 设计的关键问题 c p u 是计算机的核心，而作为为c p u 供电的v r m ，其电气性能密切关系 到c p u 工作的动、静态性能，因此v r m 的设计是十分重要的。第一章提到 v r m 必须集高效率、快速动态响应、高功率密度等于一体，这是十分严峻的 挑战。本章将讨论v r m 设计中必须考虑的一些关键问题。 2 1 动态过程中v r m 的输出电压 对v r m 而言，c p u 是个动态的负载，它经常在休眠模式和工作模式之间 切换，因此v r m 的负载电流经常会突变。图2 1 给出了负载突变时负载电流 与输出滤波电感电流的关系。当负载电流f 。向上跳变时，由于输出电感电流i c 不能突变，它不足以提供负载电流。在吐上升到i 。之前，不足的电流( 区域i ) 由输出电容提供；而当f o 向下跳变时，豇同样也不能突变，它大于f 。，多余的 电流( 区域i i ) 给输出电容充电。因此，负载突变时，由于屯不能跟踪i 。，将对 输出电容进行充、放电，导致输出电压上升或下降。 在负载突变过程中，吐不能跟踪i 。的原因有两个，个是开关延时，另一 个是输出滤波电感瞬态过程中的电流变化率硪斑小于负载电流变化率d f 。肋。 另外，输出滤波电容的寄生参数，如等效串联电阻( e q u i v a l e n ts e r i e sr e s i s t a n c e ， e s r ) 和等效串联电感( e q u i v a l e n t s e r i e si n d u c t a n c e ，e s l ) ，以及能量传输通 路中的寄生参数在负载突变过程中也会影响输出电压。v r m 的设计必须综合 图2 1 负载突变时的输出滤波电感电流与负载电流关系 适用丁w 未来v r m 的两级式变换器的研究 考虑这些因素，傈证v r m 动态过器中的输出电压满足c p u 旋工俸浠求。 2 1 1 开关延时的影响 开关延嚣楚籀驮受载奄浚突交瓣阕一整至l 辕窦滤波毫惑电流开媲跟踩负载 电流的这段时间，即图2 1 中的珀。图2 2 给出的是个后沿调制、1 2 v 输入 1 5 v 输出的b u c k 变换器的负载从3 0 a 跳变到5 0 a 时的仿真结果，其中剧。是 没羞放大器的输出电压。从中可班看出，当受载突变聪，输出滤波电感电流t 并没有立轰l 上辩，面是按琢浆的开关关系下降。其簌黼是p w m 诞制在一个捌 期星开关管只能开通一次，如果负载突变发生在开关管关断之后，在这个周期 内开关管不能褥次开通，只有到下个开关周期i ，才能开始跟踪负谶电流i o 。负 羧突变点蘩龟熊毫漉开始舔黥受载电滚莠这至l 突变蘩鼹受载篷这浚嚼闯羲是秀 菠延时。在这种后沿调制负载向上突变的延时是负载突变发生在开关管刚关断 时的延时，其最大值为： 屯一￥一。；= 【( 1 一翻+ 0 。5 d 互= ( 1 - 0 5 d ) 霉 ( 2 。1 ) 1 0 髫2 2 动态过攫的延对 南京航空航天大学硕十学位论文 其中d 是突变前稳态工作时的占空比，z 为开关周期。负载向下跳变时同样存 在开关延时，其最大延时是负载突变发生在开关管刚开通时的延时，最大值为： 0m = d + 0 5 ( 1 一d ) i = ( 0 5 + o 5 d ) i( 2 2 ) 由于c p u 是个动态负载，其负载跳变具有随机性，因此开关延时是不可避 免的，但可以通过提高开关频率来缩短延时时间，从而提高系统的动态响应， 减小对输出电压的影响。 2 1 2 输出滤波电感的影响 对v r m 而言，输出滤波电感的设计是至关重要的。然而，变换器的稳态 性能和动态性能对输出滤波电感的要求是相互矛盾的：在一定范围内减小输出 滤波电感可以提高其电流的变化速度，这有利于提高动态响应速度，减小动态 过程中输出滤波电容充放电的能量，从而降低动态过程对输出电压的影响；但 是过小的电感值会增大电流纹波，这将增大流经功率器件电流的有效值，导致 效率的降低。所以，电感并不是越小越好，设计的时候需要折衷考虑。 而且电感小到一定程度之后，此时再减小电感动态响应的速度也不会有改 善，这个值称之为临界电感【1 8 1 。对于一个b u c k 变换器而言，其临界电感的大 小为： 厶m = 2 r e a d m 。( a s oo j c )( 2 3 ) 其中g o 。是反馈控制的带宽，a d m 。在负载电流上升和下降时间分别为： a d 。= d l 。一d( 2 4 ) a d d o w n = d 一) m 。( 2 5 ) 其中d 和d m 。是控制器所能达到的最大、最小占空比。实际设计的时候， 临界电感应取上升和下降临界电感中的最小值。当然，从优化设计的角度考虑， 两个感值相等无疑是最佳的选择。提高。有利于提高系统的动态响应，减小 负载跳变对输出电压的影响。 2 1 3 寄生参数的影响 输出滤波电容的e s r 、e s l 和能量传递通路的寄生参数也是影响动态输出 乜压的重要因素。图23 给出的是p e n t i t t mi vc p u 的v r m 输出电容的e s r 、 e s l 以及能量传递通路的寄生参数，这些寄生参数以及解耦电容组成了几个谐 适用丁未来v r m 的两级式变换器的研究 振网络。其中影响最大的就是输出滤波电容的e s r 和e s l 。 图2 4 给出了图2 3 所示v r m 的负载向上跳变瞬间e 点电压脉动与输出滤 波电容及其e s r 、e s l 的关系。负载向上跳变时，由于受到延时和f 吖上升率的 影响，滤波电容提供的电流急剧上升，滤波电容的e s l 上会产生大的压降；随 着电容电流的上升，其e s r 上的压降也逐渐增加，并且由于能量的释放，电容 上的电压开始降低。整个过程中电压波动可以表示为： s o c k e td e e o u p l i n gc a p 图2 3p e n t i u mi vc p u 供电网路的等效寄生参数 图2 4 输出滤波电容e s r 、e s l 对负载跳变时输出电压的影响 南京航空航天大学硕士学位论文 蛾= 一 觑吨( ) 础+ e s r ( f ) + ( 1 q ) 如出 ( 2 6 1 由此可见，要减小负载跳变的电压波动，在设计时除了考虑加速动态速度， 也可减小电容的e s r 、e s l 以及增大电容量。综合考虑上述的因素，输出滤波 电容应满足： c 。l ! k i o t d + 南 其中孔取式( 2 1 ) 与式( 2 2 ) 中的大者，厶为负载电流突变量 出电压纹波，而s r ( s l ) 贝j j 代表了有效电感电流上升率。 2 2 输入滤波电容 ( 2 7 ) a 是输 为了保证负载突变时，v r m 供电的母线电压不发生剧烈变化，从而造成 对其它供电单元的干扰，v r m 输入端通常都加有输入滤波电容。它的设计相 对与输出电容而言要简单得多，不需要考虑寄生参数以及开关延时的影响，其 设计思路主要是考虑母线电压在负载突变时仍能保持在允许的变化范围内，可 以按照下式估算f 2 0 】： p 2 g i n 两丽煎瓦耳 2 - 8 ) 其中p 】为v r m 的输出功率，册( 正。) 是输入电流最大变化率，ak 。表示输入母 线电压纹波量，k 。为输入母线电压。 在很多应用场合，v r m 是直流电源供电，其s r ( i i 。) 足够大，这时输入滤 波电容的计算可以从一个开关周期内电容提供能量与电压变化角度考虑： 2 3 整流器 巴而_ p 万o r , 面厕 ( 2 9 ) 在影响v r m 的效率的因素中，整流器是最大的，因此要提高v r m 的变 换效率必须合理选择整流器。 适削于术米v r a m 的蕊级式变换器的研究 2 3 ，1 整流嚣鹪选撵 传统整滚器一般采蠲p n 结型二缀蓉，毽是其菸导邋时正淘压降大，按电 压电流定额的不同，正向压降在o 7 v 别2 旷不等。随着v r m 输出电膳降低和 输出电流的增大，普通p n 结黧二极管作为熬流器件的损耗越著乏越大，不适合 于在未来v 靴幢中皮用。 尽管肖特基( s c h o t t k y ) 二极管相对于传统二极管具有低通态压降、反向 恢复时闻短默及憾豹开荚损耗簿饯点f 2 l l ，毽是对魄于m o s f e t 磊言，虽然 m o s f e t 额外驱动在高频工作时开关损耗会较大，但其正向压降则有较大的优 势( 魏罄2 5 ) 。銎2 6 给滋了一个占空托为0 5 靛b u c k 交换器奁采奔i 湖步整流 器( m o s f e t s y n c h r o n o u sr e c t i f i e r s ，m o s f e ts r s ) 与s c h o r k y 两种不同整流 器件的功耗对比 2 2 。可以看出采用s c h o u k y 整流的功耗基本不随频率变化， 丽采熙圊步熬淡时，损糕会随饕频率提高丽上于 。但是在提当大频率藏匿吏辩 步整流器仍占有优势。 蠢盈m o s f e t 糖对予s c h o t t l ( y 露畜著联蕊将瞧逻好，主要琢透是： 第一，两者的濑度特性不一样，m o s f e t 具有正温度系数特性，而s h c o t t k y 鞠是怒受滠麓系鼗特往，在并联对m o s f e t 能实现嶷均流； 第二，不同的i v 外特性，由图2 5 可知，电流从8 0 a 降到4 0 t 剃，由于 s r s 的i v 外特性是线憔的，而s c h o t t k y 则怒按照指数规律变化的，所以s r s 的正肉压降下降5 0 ，露s c h o t t k y 只下降1 5 。在磐联使用时，m o s f e t 的撼 通损耗更小。 0 s 一0 4 艺 盘0 3 蹬 诮0 2 嗣 0 1 0 ：|；l：，j 。i ”一一t r ：h o t t k 、r r 1 1 ” 寸f 8 “o 呼4 二三= = = = ；i 。一 ： 砷一? 1 ： ， i j ， ：一，7： 、”矗6 醅西 丰叠 ；俐；o n 0 2 ，- 渊 4 06 0 壤流( a ) 燃2 5s c h o 牲k y 与m o s f e t 导邋时的i - - v 特性 南京航空航天大学硕士学位论文 0 3 0 负载电流( a ) 6 0 图2 6s c h o t t k y 与m o s f e t 不同负载的损耗比较 因此，m o s f e ts r s 是目前适合作为v r m 整流器来使用的器件，但仍然 需要减小通态电阻r d 。o n l 以及开关总充放电量q g 以进一步提高效率。 选择s r s 必须考虑其变换效率，其损耗通常可以分为三个部分：导通损耗、 开关损耗和门极驱动损耗。文献【2 4 】提出如下判别m o s f e t 损耗的表达式： f o m t = 屹( 。、q ( 2 1 0 ) 其中月如似，代表了m o s f e t 的通态电阻，它反映的是器件的导通损耗；幺代表 开关过程中门极充电量，反映的是器件的开关损耗。f o m 的值反映的是导通损 耗与开关损耗的乘积，其值越小，m o s f e t 的总损耗就越小。 通常我们总希望s r s 的r d s ( o n ) 越小越好，但实际上这是片面的，式( 2 1 1 ) 给出了跟r 出伽j 大小相关的因素： 心1 a r e a = 8 3 1 0 4 - b v 25 ( q c m 2 )( 2 1 1 ) 其中a r e a 表示m o s 的极板面积，b v 表示极问击穿电压。因此a r e a 越大，b v 越小意味着r 出r d 哪可以越小，但是a r e a 增大会导致驮的增大，总损耗不一一定就 能够减小。 未来更好性能的同步整流整流器除了依赖于加工工艺，还依赖于新的半导 体材料。传统的v dm o s f e t ( v e r t i c a ld o u b l e d i f f u s e dm o s f e t ) 和沟道型 m o s f e t 将会逐渐被l d d m o s f e t ( l i g h t l yd o p e d d r a i nm o s f e t ) 替代，因 为采用l d d 工艺的m o s f e t 的f o m 值远小于前两者。而且新的半导体材料 碳化硅( s i c ) 的性能相对于硅而言要优越得多，在未来必定会代替硅成为主 流的功率半导体材料【2 5 1 。采用新工艺新材料的s r s 在未来v r m 中应用必将提 4 6 8 0 一)蜒蜷啡耀鞘 适明，未来v r m 的蜒级式变换器的研究 高v r m 的效率。 2 。3 。2 溺步整滚豹赣动方式 同步整淡器设诗戆臻点裁楚熟舞驱动s r s 。一般寒淡，同步整流懿驱动铸 号按柬源分为两类：自驱式与外驱式。自驱式是指梭测s r s 两端的电臌信号戴 若是流经s r s 秘亳滚靠号来驱渤s r s ；蔼舞鞴式受 j 怒莉溺电路拓斡中箕绝酶开 关信号，通过一定的逻辑运算闻接得到所需要的信号时序，实现对s r s 的驱动。 榴比较丽言，自驱动方式控制简荤，不需复杂的外围电路。但驱动信号完 全依赖于变愿器副边电压或者输如电压，因此自驱动方式存在定的髑限性。 因为为了使阔步整流管完金导通并可靠工作，对其驱动电艇有严格要求。 太小，m o s f e t 弱导逶电整魄较大，镬褥导逶损耗增嬲，甚至无法驱动； 太大，m o s f e t 的驱动损耗增加；达到或超过2 0 nm o s f e t 很容易损 棼，实际使瘸中，檄据器僻待毪不同，的镳一般控制在5 - - i 5 矿范围以内。 对于外驱动方式，同步整流管的工作状态与变换器的输入蟪如参数无关， 是稻对独立的，但怒逻辑实现的外围电路相对复杂。而且大多数情况下，逻辑 运算譬譬到款馈号不熊够壹接驱动s r s ，嚣要鲣船驱动电路，同时嚣要绘逻辑运 算电路和驱动电路提供能艇的额外辅助电源，这更增加了电路的复杂程度。因 诧，奁实际瘦建中，鑫驱凌方式熬应雳夏尧广泛些。 2 4 输蹬电瘫a v p 控制 作为专用的c p u 供电单元，在负载电流动态跳变的时候，v r m 输出电压 的波动必须终持在一定范辫之感。 最初的v r m 设计时，重载和轻载情况下的输出电压都是一样的。在负载 螽下帮蠢土跷交过纛中，输毒毫涯最大允诲波动范戮小于输出电艇允许波动范 围的1 2 ( 如阁2 7 ) 。为了满足这样的爨求，v r m 设计要保证输出滤波电容足 够大，e s r 、e s l 刘器尽可能小，这样大大增加了v r m 的体积与成本。 如熙轻载时v r m 的输出电愿比允诲魄最大傻低一点，露重羧时羧感惫篷 比允许的最小值大一点，郝么，在负载跳变时，其输出电聪的波动范围就可以 设诗藏接近最大懿竞谗渡麓，瑟不是话统设诗中懿一拳，这就是蠡适应电压点 ( a d a p t i v e v o l t a g e p o s i t i o n ，a v p ) 控制的思路m ”l ( 如图2 8 ) 。与传统的设计 南京航空航天大学硕士学位论文 ra r - 1卜作：挂式 l 广 一止 一一一皇鼍董薹毒爿 fr 1 删献 图2 7 传统控制的输出电压与负载跳变图28a v p 控制的输出电压与负载跳变 iv v + i l 二0 亏t 0 图2 9 带内阻的供电器及其v i 特性阁2 1 0 采用a v p 控制策略的b u c k 方案相比，采用a v p 设计的v r m 在负载动态跳变时所允许的范围要大得多。 显然，输出滤波电容的容量就可以大大减小，从而减小v r m 的体积和成本， 功率密度也可以大幅提高，这正是未来v r m 所追求的。除了改善动态响应、 减小输出滤波电容外，a v p 控制还会带来另外一个改善：可以于降低c p u 的 功耗。其在重载的时候v r m 输出电压相对于额定值会低2 0 m v 左右，尽管电 压并不大，但是由于输出电流高达2 0 0 a ，c p u 的功耗可以降低4 w 左右。c p u 的发热可以因此得到改善。研究图2 8 中a v p 控制时的电压电流关系，我们发 现这跟带内阻的供电器( 如图2 9 ) 伏安特性相似：输出电流增大时输出电压 降低。因此最简单实现a v p 的方法就是在输出与采样点之间加一个电阻，但是 损耗较大，不可取。图2 1 0 给出采用了a v p 控制的b u c k 变换器。通过无损负 载电流检测，在将检测结果按一定比例叠加到参考信号，从而实现a v p 控制。 2 5 补偿回路的设计 变换器设汁很重要的一个环节就是要确定补偿后的穿越频率工。高的穿越 适用予未来v r m 懿鹾级式变换器酌舔究 频率意味着系统其有高的带宽。而带擞的高低直接影响着系统的动态特性。倦 是过麓的是非但动态响应的提嵩不是缀嘎显，相反嗓音于扰会成为一个很严夔 的问题。研究表明穷越频率疋取在开关频率的0 1 别o 3 倍之间对加快变换器 躲动态噙应楚比较合适豹【2 8 瑚l 。对一个变换器夏言，选定了开关频率赣可以确 定主电路的参数和穿越频率正，然后便可以设汁其闳环补偿器了。 稳对予镊毫解魏容蔼言，窝瓷毫容尽管容量要小，但菸寄生参数e s l 与 e s r 远远小于钽电解电容，而且在电容失效的情况下钽电懈电容星短路，陶瓷 电容爨f j 是开路。从安全往与动态特性的角度考虑，陶瓷电容的使用会越来越广 泛。最近几年s a y o n 公司推出的o s c o n 恕容，嶷鸯客爨大、性能好、e s r 和e s l 小的优点。但是e s r 较小将会使 偿网络设计困难。下面将以b u c k 变 换器为铡来分据e s r 缀小薅 褛网络瓣设计，这对其它洚援型交换器爰霹榉楚 适用的。 甏2 | 2 给密静是一个考虑输密滤波电感赢流电阻( d cr e s i s t a n c e ，d c r ) 、 输出滤波电容e s r 的b u c k 变换器开耶系统及其幅频特性、相频特性瞌线。在 来来的v r m 中，期于输出滤波电容的e s r 较小，系统的开环零点处的频率 蠡矿螟，常爨的l l 裂 偿器( p i 调节嚣) 难戳实现瓣系绞熬羚偿，鼹默对于泰 筋h 圈2 1 1 开环b u c k 系统及其幅频、相频特性曲线 一 尼y 扩 翔2 ，1 2l l 壁郡嫠器及箕箍额、相额褥牲盏线 南京航空航天大学硕士学位论文 来的v r m 而言，圈2 1 3 所示的i i i 型补偿器( p i d 调节器) 怒必须的 2 8 3 0 l 。 对于屈，r 疋又要分为两种情况。j e s a 弧2 ：g l j s 驴, t j 2 。对于前者补偿网络 设计时蠛足： 知i = 庇s r ，是2 = f j 2 ，危i = a c 2 ，勉= f l cq 1 2 ) 就可以探证系统有足够的相角裕度和幅值裕发。而对于后者，假设需要的相角 裕度为拶，则震潢足： 小五糍_ = 五糍嘞跏物向= f j 2 ( 2 - 1 3 ) 2 6 本耄小绩 本章分析了v r m 在负载跳变过程中影响输出的因素，总结出设计中委注 意豹一黧原粼。在姥熬破上，针对c p u 对v r m 豹裹压竣入、 荛莲大电浚浚毫， 快速动淼响应，高效率等需求，讨论了输入滤波器、同步整流技术、a v p 控制 以及补偿回路的设计：本章内容悬厢面实际设计的依据，对后面的工作脊霪要 的指导意义。 适用来来v r m 的蜒级式变换嚣的磺究 第三章遥合予4 8 v 输入的两级式变换器 3 1 传统变换器在未来v r m 应用中的不足 狂第一章中提到，未来v r m 的输八母线直流电压会提高4 8 v ，而输出电 压赠要降到1 v 以下。这样输入电压与输出电压相菠十分悬殊，给变换器的 设计繁来了阚难。 以前的v r m 由于输入电臌和输出电压比较接近，如输入为5 v ，输出为 3 ，3 v ，或2 5 v ，1 8 v 等，一般袋t 霹l 圈1 5 寥示熬b u c k 变换器。始暴输入窀篷 提高，而输出电压降低，采用b u c k 变换器则襻在以下问题： 占空魄过，j 、，在控锱上难密现。因为开关频率穰高，占空眈小，那么开 关管的导通时间很短。如槊开关频率为3 0 0 k h z ，输入为4 8 v ，输出为l v 时， 开关管的导通时间必有6 0 n s 左右，这怒很难实现的： 假设输蝰邀朦和辕擞电淡不变，疼辕入电压撼毫，占空毙减，l 、，热在滤 波器上的电压以及上管的电流波形如图3 1 所示( 虚线为高输入电压，实线为低 输入惫疆) 。魄落亳流平均德绦持不交，褥开关管毫漉帮电懑电流酌有效值帮瑙 大了，因此导通损糍增大，效率降低，与此同时也增大了开关管的电流应力。 多相交镣并联