（电力电子与电力传动专业论文）大功率全桥移相软开关电源的研究.pdf

a b s t r a c t p o w e rc o n v e r t e ri se m p l o y e d i n a i r p l a n e ，c o i 1 f i l u n i c a t i o n a n d t r a f f i ca n ds o0 n w i t ht h ed e v e l o p m e n to f 札a s i - r e s o n a n tt e c h n i q u e a n dh i g h f r e q u e n c yt e c h n i q u e t h ef u l l b r i d g ep h a s e s h i f t e dp w mz v s c o n v e r t e r i s a p p l i e d i n l o w v 0 1 r a g e 、h i g h c u r r e n t c o n v e r t e r t h e r e f o r ei ti sn e c e s s a r yt os t u d yo ni t t h ed e v el o p m e n t 、a c t u a i i t ya n dt h et h e o r y0 ft h ef u l l 咄r l d g e p h a s e s h i f l e d p w j f iz v $ c o n v e r t e ra r ed e t a i l e d l ya n dw i d e r a n g e d d e s c r i b e d t h ee m p l o y m e n t sd i f f e r e n c eo fi e a d i n g b r i d g ea n dt h e 1 a g b r i d g e sz v s t h ed u t yc y c l ea r ea n a l y z e da n ds t u d i e di n t h is p a p e r c o m p a r e d t ot h eo t h e rs e c o n d s i d er e c t i f i e r i ti sc o h c l u d e d t h a tt h ef u l l 一w a v er e c t i f i e ri sw e l l a d a p t e d t ot h e l o w v o l t a g e h i g h c u r r e n td c d c c o n v e r t e r t h et e c h n i q u eo ft h ec u r r e n t s h a r i n gc i r c u i ti ss t u d i e d ，a n dt h e c i r c u i ta d a p t e dt op r i m a r yo n ei s d e s i g n e d a5 4 v 3 0 a f u l l 一b r i d g ep h a s e s h i f t e d p w mz v sc o n v e r t e ri s d e s i g n e do nt h eb a s eo ft h ea n a l y s i sa n dt h es t u d ym e n t i o n e da b o v e ， a n dt h es i m u l a t i o no ft h ec i r c u ita r ee m p l o y e d t h r o u g ht h ec a r r y i n go u t0 fr e s e a r c hw o r k s ，i ti sh e i p f u lt o u n d e r s t a n dt h ea n a l y s t s ，d e s i g n a t i o n ，m o d e l t r i ga n ds i m u l a t i o no fz g s c o n v e r t e r ，a n d t o l a y af o u n d a t i o nf o rt h e a p p c a t i o n o ft h e f u l l 一b r i d g ep h a s e s h i f t e dp w mz v sc o n v e r t e r k e y w o r d ：f bp h a s e s h i f t e dz v sc o n v e r t e rc u r r e n t s h a r i n g 西南交通大学硕士毕业论文第1 页 第1 章绪论 开关电源技术已诞生近j o 年，如今已被广泛应用，为现 代通信、交通、国防等方面提供高质量、高效率的电能方面， 起着关键的作用。 随着电源技术的发展，全桥移相软开关电源模块成为引领 电源发展的潮流，在低电压、大电流电源领域具有明显优势， 本文将就此技术进行研究。 1 1 开关电源的发展及现状 自从1 9 5 j 年，美国罗耶( g h r o g e r ) 发明了自激振荡推 挽晶体管单变压器的直流变换器起，各种技术有了长足的发 展，从5 0 年代的可控硅s c r ，到如今的绝缘栅晶体管i g b t 、 功率m o s f e t 以及i g c t 等；开关频率从几千赫兹到如今的数兆 赫兹，开关电源飞速发展着。从9 0 年代全面兴起的信息化浪 潮，大大扩展了计算机、通信机、自动化设备、家用电器的市 场，促进了开关电源的小型化、模块化、轻量化、绿色化，迅 速向高效节能、高可靠、低辐射性能换代。 l 、高频化 提高主功率开关管器件的开关速度，可明显减小磁性变压 器材料和大容量电解电容的体积、重量等。新一代m o s f e t 、i g b t 制造工艺精密度增加，出现了数兆赫兹的开关器件。 2 、模块化、大容量化 功率m o s f e t 已有2 0 0 a 6 0 v 和5 0 a 5 0 0 v ；9 0 年代出现了 6 0 0 a 1 8 0 0 v ，1 0 0 0 a 3 0 0 0 v 、5 0 k h z 的i g b t 。这些都为研制大 功率开关电源提供了有利的条件和可能。 西南交通大学硕士毕业论文第2 页 3 、集成化、高密度化 这里包含了两层意思，一是构成m o s f e t 大功率器件的元 素微观化、更加密集；二是指小功率的o s f e t 也集成在单片 i c 中，包括系统控制、驱动、保护、检测等。 1 2 软开关技术的提出及实现策略 在直流变换器中，由于功率开关管不是理想器件，在开通 时开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时闻，同 时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。 在这段时间里，电流和电压有一个交迭区，产生损耗，我们称 之为开通损耗。同理，在关断时也有关断损耗。在开关管工作 时产生的开通损耗和关断损耗统称为开关损耗。在一定条件 下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器总 的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗 越大，变换器的效率越低。开关损耗的存在限制了变换器开关 频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。 从目前技术看，实现软开关的方法主要有： 1 ) 减小开通损耗：在开关管开通前，使其电压下降到零， 这就是所谓的零电压( z v s ) 开通。 2 ) 减小关断损耗：在开关管关断前，使其电流减小到零， 这就是所谓的零电流( z c s ) 关断。 1 3 本文的目标和研究内容 目标：通过对大功率全桥移相软开关电源技术的研究，掌 握全桥移相软开关电源相关技术和设计方法，并进行仿真分 西南交通大学硕士毕业论文第3 页 折，为拓展全桥移相软开关电源电路的应用奠定基础。 本文的研究内容如下： l 、对全桥移相软开关电源实现z v s 的条件、超前桥臂和 滞后桥臂实现z v s 的差异、原副边占空比进行分析研究： 2 、比较研究几种适用于全桥移相软开关电源的输出电路， 选择适合于低压、大电流开关电源的整流输出电路； 3 、对基于u c 3 9 0 7 的开关电源并联应用技术进行研究，并 设计开关电源并联电路； 4 、在上述研究的基础上，设计了5 4 v 3 0 a 全桥移相软开 关电源模块，并进行仿真分折。 西南交通大学硕士毕业论文第4 页 第2 章全桥移相软开关电源 随着谐振技术、高频技术在开关电源方面的广泛应用，全 桥移相软开关技术成为低压、大电流电源模块的首选。本章在 阐述全桥移相软开关电源的工作原理的基础上，重点分析软开 关电源超前和滞后桥臂实现z v s 的差异以及原副边的占空比。 2 1 全桥d c d c 变换器的软开关控制方法 图2 一l 为全桥移相p i md c d c 变换器的基本电路结构。 通过对开关管的控制，在a b 两点得到一个幅值为r ，。的交 流方波电压，经高频变压器的隔离和变压后在变压器副边得 到幅值为虬。y 的交流方波电压，然后通过d r i 和d r 2 构成的 输出整流桥。，和c ，组成的输出滤波器将这个直流方波电压中 的高频分量滤去，在输出端得到直流电压，其值为： 矿 = d 告 ( 2 1 ) a 一 其中。为输入电压，为输出电压，d 为占空比。d = 图2 一l 基本全桥电路结构 由 西南交通大学硕士毕业论文第5 页 文献 2 可知，根据两个桥臂导通时间增加的情况不一样，可 以得到9 种控制方式，如图2 2 所示。 t a b 0 i q 3 0 4 0 2 v a b q l 0 3 叫 q 2 一；! b i l 一； 一 一 ：i 广 一 ：一i = 扛 午= l ! 广11 一 v a b q 1 q 3 甜 q 2 - l lt - l i ：广 一 一h h 一 ：一：一 1：； 一 = 千i “二 ：；叫： q 1 0 3 帆 q 2 i l 1 1 ：n 一 ；l i 一 = 斗；军 一 切 一 ； 一 _ 1 l 1 r 1 ：! - ii f i 广 ! 一 控制方式一控制方式二控制方式三 。 ，l i i ：厂 一 ；l _ ji 一 = l 1 ：厂 一 ! 卜1 - i ii i i 二日 i 广1 也 ：! ： 。 i i 口!一 苫挚 q 3 l _ l e = li 州 孑禾_ 午现 q 2 l 上l = 蚓 葚目一劳 靴薄第卜卜：h l - q 3 l1 日e ； q 4 翠l 悼= k q 2 ljj = b 1 控制方式五 。 m 啦扯= l 一 叭巨嗣# ： q 3 l e = 【； 帆 耻“丑 q z l i 巴捌 v a b q 1 q 3 q 4 q 2 v a b o l 口4 0 2 l i i i 二卜告f k = “一阵= l 一 眵一i 一 ；i：； 一 二翠l * = 】k ；一b ； 一 控制方声：六 ；：广 一 jl ji 7 弓j 军 切一： 一 1 。 广砌一 ! l 一吻 一 磴科方式七控制方式八控制方鼽 图2 2 全桥变换器开关控制方式分类图 下面分别介绍这九种工作方式： 1 ) 两个桥臂都不增加导通时间，这就是传统的双极性控制； 2 ) q 2 & q 4 桥臂不增加导通时间，q i & q 3 桥臂向前增加一段导通 时间； 3 ) q 2 & q 4 桥臂不增加导通时间，q l q 3 桥臂向前增加导通时间 西南交通大学硕士毕业论文第6 页 到1 2 t s ； 4 ) q l q 3 桥臂不增加导通时间，q 2 & q 4 桥臂向后增加一段导通 时间： 5 ) q 1 & q 3 桥臂向前增加一段导通时间，同时q 2 & q 4 桥臂向后增 加一段导通时间； 6 ) q l & q 3 桥臂导通时间向前增加到l 2 t s ，同时q 2 & q 4 桥臂向 后增加一段导通时f 司： 7 ) q l & q 3 桥臂不增加导通时间，同时q 2 & q 4 桥臂导通时间向后 增加到l 2 t s ，这就是有限双极性控制方式； 8 ) q l & q 3 桥臂向前增加一段导通时间，同时q 2 & q 4 桥臂导通时 间向后增加到1 2 t s ； 9 ) q l & q 3 桥臂导通时间向前增加到l 2 t s ，同时q 2 & q 4 桥臂导 通时间向后增加到1 2 t s ，这就是目前研究得比较多的移相 控制方式。 这九种控制方式可以分为两类开关切换方式：一类是斜对 角的两只开关管同时关断；另一类是斜对角的两只开关管的关 断时间相互错开，一只先关断，一只后关断。控制方式1 ) ，2 ) ，3 ) 属于前一类，无法实现开关管的软开关，只能采用r c 或r c d 等有损缓冲电路来改善开关管的工作状态。方式4 ) 9 ) 可以实 现软开关。超前桥臂只能实现z v s ，滞后桥臂可以实现z v s 或 z c s 。 2 2 全桥移相变换器工作原理 变换器采用移相控制方式，每个桥臂的两个开关管1 8 0 互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过 西南交通大学硕士毕业论文 第7 页 调节移相角的大小来调节输出电压，q l 和q 3 的驱动信号分别 超前q 4 和q 2 一个相位，因此定义q l 和q 3 为超前桥臂，q 4 和q 2 为滞后桥臂。 在分析工作原理之前，我们做出以下假设： 1 所有开关管、二极管均为理想元件； 2 所有电感、电容和变压器均为理想元件： 3 c 1 = c 3 = c ，“，c ：= c 4 = c 蛔i 4 ，为输出滤波电感，c ，为输出滤波电容； j 上，为谐振电感。 在一个开关周期内，有1 2 种开关模态。正负两个半周内 工作模态正好相反，现以前半个周期为例，介绍全桥移相软开 关电源的工作原理( 图2 3 ) ： 图2 - 3 ( b ) 为f s - z v s - p w m 变换器在不同开关状态的变压 器原副边电压、电流波形，各开关状态的工作情况描述如下： 1 开关模态0 ( t 。) ：原边电流i 正半周功率输出过程( 图2 4 ) q 1 、q 4 同时导通，原、副边电流回路如图2 - 4 所示。原边 电流由电源经q l 、谐振电感，变压器原边绕组以及q 4 ，最后 回到电源负极。这时，超前桥臂支路中点电压u 。= 。 副边电流回路电压上正下负，d r l 导通，d r 2 截止，副边电 流是经整流管d r l ，输出滤波电感，、输出滤波电容0 ，与负载 r 回到副端。这期间q 2 、q 3 关断，电源电压加在c 2 、c 3 两端。 这期间原边电流从起始值，线性升高到最大正峰值厶： 西南交通大学硕士毕业论文第8 页 ( a ) 全桥移相软开关电源原理图 q 1l ： c3 ：q i q q ： i：q 2 ：l i：q 4 ： i ： ： 球 一 k i i| n i | il | 卜： ；! jj ： 彪囫卜卜彪翔n t 0t 1 七2 七3 七4 七5 七6 ( b ) 主要波形 图2 3 全桥移相软开关电源原理图及波形图 西南交通大学硕士毕业论文第9 页 “f ) + 糌”f 0 ) 生一v o o ( f ) 2 厶+ 气_ ( t - t o ) 图2 4 开关模态0 原副边电流流向 ( 2 2 ) ( 2 3 ) 2 开关模态l ( t o - t 1 ) ：超前桥臂谐振过程( 图2 5 ) 在t 0 时刻关断q l ，原边电流从q l 中转移到c 3 和c 1 支路 中给c l 充电。同时c 3 放电。由于有c l 和c 3 ，q 1 是零电压 关断。根据对工作过程的分析可以知道，在这段时间里，谐振 电感上，和滤波电感三，是串联的，而且三，很大。因此可以近似认 为原边电流不变，类似于一个电流源，这样原边电流j 。和电容 c 1 、c 3 的电压为： i p = f ，( t o ) = 1 l ( 2 4 ) v “( f 卜竞 5 西南交通大学硕士毕业论文 第1 0 页 v 删= k 。一瓦i t ，( 2 - 6 ) 在t l 时刻，c 3 的电压下降到零，0 3 的反并联二极管d 3 导 通，从而结束开关模态l ，该模态的时间为： 圈2 5 开关模态l 原副边电流流向 耻等( 2 - 7 ) 3 开关模态2 ( t l t 2 ) ：i 。正半周钳位续流过程( 图2 - 6 ) d 3 导通后，开通q 3 ，虽然这时q 3 被开通，但q 3 并没有电 流流过，原边电流由d 3 流通，由于是在d 3 导通时开通q 3 ，所 以是q 3 是零电压开通，q 3 、q l 驱动信号之间的死区时间0 f 。， 即： ，吼m 2 c t , o d 圪i f ( 2 - 8 ) 在这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流， 即：i e ( ，) = f f ，( t ) k 在t 2 时刻，原边电流下降到i ：。 西南交通大学硕士毕业论文第1 1 页 图2 6 开关模态2 原副边电流流向 4 开关模态3 ( t 2 一- t ，) ( 图2 7 ) 在t 2 时刻关断q 4 ，此时原边电流i 。由c 2 和c 4 两条途径 提供，也就是说，原边电流用来抽走c 2 上的电荷，同时又给 c 4 充电。i 。开始减小，副边绕组的电流同时减小，不足以提供 负载电流。由于c 2 、c 4 的存在，q 4 是零电压关断。 图2 - 7 开关模态3 原副边电流流向 j 开关模态4 ( t ，一一t 。)( 图2 - 7 ) 在t3 时刻，d 2 自然导通，将q 2 的电压钳位在零位，此时 就可以开通q 2 ，q 2 是零电压开通。q 2 和q 4 驱动信号之间的死 西南交通大学硕士毕业论文 第1 2 页 区时间，( 姗) ，即 1 l 量z p l 2 ( 2 9 ) 虽然此时q 2 已经开通，但0 2 不流过电流，原边电流由d 2 图2 7 开关模态4 原副边电流流向 流通。 6 开关模态5 ( 一一氏) ( 图2 8 ) 在t 4 时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加， 此时，q 2 、q 3 为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提 供负载电流，负载电流仍由整流管提供回路。因此原边绕组压 图2 8 开关模态5 原副边电流流向 西南交通大学硕士毕业论文第1 3 页 降仍然为零，在谐振电感两端的电压是电源电压。 7 开关摸态6 ( t 5 - t 6 ) 在这段时间里，电源给负载供电，原边电流为： 铲一等等( 2 - 1 0 ) 在t 6 时刻，q 3 关断，变换器开始另一半个周期的3 1 作， 其情况类似于上述的半个周期。 2 3 超前和滞后桥臂实现z v s 的分析 根据开关管的导通、关断情况不同，d c d c 变换器存在+ i 、 0 、一l 三种工作状态，在讨论开关管实现软开关之前，可以分 析一下全桥变换器的三种工作状态。 i ) + 1 状态 当q l 和q 4 同时导通时，加在a b 两点的电压为输入电压 l 。= ，所以这时定义为十1 状态。 2 ) 0 状态 当q l 和q 2 同时导通或q 3 和q 4 同时导通时，加在a b 两 点的电压。= 0 ，此时则为0 状态。 3 ) 一l 状态 由前一节的分析，我们可以知道，当q 2 和q 3 同时导通， 加在a b 两点的电压。= 一吒，所以这时为一l 状态。 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量来抽走结 电容( 或外部并联电容) 上的电荷，并给同一桥臂要关断的开 关管结电容( 或外部并联电容) 充电。同时考虑到变压器的原 西南交通大学硕士毕业论文 第1 4 页 边绕组电容，还要部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容 c 。上的电荷。也就是说，必须满足下式： d 告c ，一。+ 吉c 盯+ 告c 。v 乙= c v + 1 ，c 。2 ( i = l e a d 1 a g ) ( 2 l1 ) 2 3 1 超前桥臂实现z v s 通过开关模态l 的分析，我们可以知道：因为在超前桥臂 开关过程中，输出滤波电感，是与谐振电感，串联的，此时用 来实现z v s 的能量是工，和，中的能量。般来说，很大，其电 流近似不变，类似于一个恒流源。因此，超前桥臂只能实现零 电压开关而且容易实现零电压开关。；不能实现零电流开关。 在q 1 关断之前变压器原边电流达到它的最大值，原边电 流是副边输出滤波电感电流的折射值。当q l 被关断时，用来 给q 1 并联电容充电和q 3 并联电容放电的能量是存储在谐振电 感，中和输出滤波电感，中的。，中的能量之所以能应用于 z v s 是因为输出滤波电感中的能量不会在副边电压为零之前完 全释放。既然输出滤波电感中的能量和原边电容充放电所需的 能量相比要大的多，开关管并联电容可以被认为近似以一个恒 流源线性充电。q l 和q 3 之间所需的死区时间t a , a a ( 1 e a d ) 可以用 式( 2 一l2 ) 计算： 4 c f d r 。+ c t r 。= i p ，出口d ( 1 e a d ) ( 2 一l2 ) 2 3 2 滞后桥臂实现z v s 通过前面的分析可以知道，在滞后桥臂开关过程中，变压 西南交通大学硕士毕业论文第1 5 页 器副边是短路的，此时整个变换器被分成两部分，一是原边电 流逐渐改变方向：另一部分是负载电流由整流电路提供续流回 路，负载电流和原边电流没有直接的电气关系，此时用来实现 z v s 的能量只是谐振电感，中的能量。和超前桥臂相比滞后 桥臂在实现z v s 过程中，电路所提供的能量则小得多。在半个 周期内，由于q 4 是关断，所以容易实现，但q 2 是导通过程， 则困难的多。 图2 - 9 展示了在r ，时刻对于不同能量负载时，电压流经q 2 的详细情况。第一种电压波形是谐振电感储存的能量大于电容 所需的能量的情况。开关管并联电容在最大死区时间之内就完 成充放电，并且电压箝位在输入电压：第二种电压波形是电感 中的能量和电容充放电所需的能量正好相等的情况；第三种是 电感中的能量不足以给电容充放电的情况，z v s 出现丢失。在 最大死区时间之后q 2 才导通，电压急剧上升到。的情况。 图2 - 9r 2 时对于不同能量负载，电压流经q 2 的详细情况 通过对上面的几种情况分析，我们可以知道为了保证q 2 是零电压导通，在关断q 4 和导通q 2 之间要有一个死区时间来 伊 乎 西南交通大学硕士毕业论文第1 6 页 保证d 2 在q 2 之前导通。从各个元件的工作过程分析来看，死 区时间要保证在可能负载范围内实现z v s ，电容和电感之间的 谐振要能产生一个正弦状电压给电容充电，并且最大在l 4 谐 振周期内使电容电压达到最大。即 d e 。d 。= = 要可。 叶 通过上面的分析可以知道，q l 和q 3 在轻载时就可以实现 z v s 。这是因为，d l 和d 3 总是被折射到原边的输出滤波电感电 流开通。然而q 2 和q 4 要实现z v s 有个临界值。这个临界值 可以通过下式计算出来： 。户辱i 丽 ( 2 一l3 ) 在，! 时刻沉经谐振电感的电流i2 为： 扣舢+ 等一号”。，争( 2 - 1 4 ) 式中，为输出滤波电感；u 是输出滤波电感的纹波电流 值；、，。分别是输出电压、电流值：n 。、n 。分别是变压器原 副边匝数； 由前面的分析和图2 一t0 可以知道，在f ，时刻，关断q 4 ， 变压器原边绕组电压为零，谐振电感和c 2 、c 4 开始谐振工作， 直到c 4 j = 的电压上升到。要实现滞后桥臂的z v s 就要使f ：时 刻谐振电感上储存的能量大于或等于滞后桥臂并联电容所吸 收的能量，即i ：的值大于滞后桥臂实现z v s 所需的 临界电流值。 所以有： p 。j f 或d 等+ 等一号”磅) ( 2 - 1 5 ) 蓖南交通大学硕士毕业论文第1 7 页 只有这样才能实现滞后桥臂的零电压开关。 可见，开关电源软开关的实现主要取决于滞后桥臂。只要 正确设置各种参数就可以很好的实现零电压导通和关断。 2 4 占空比分析 为了实现开关管的零电压转换，需要选择较大的谐振电 感。但原边电流的上升和下降会有较大的斜坡，将导致副边的 占空比产生丢失，继而导致能量的损耗。对于一个期望的变换 器，它的谐振电感的选择是与电路的工作频率和原副边的匝比 联系在起的。由于存在占空比丢失的问题，变压器原副边的 电压增益可以表达为1 ： 毒2 瓮( 2 - i 6 ) 其中是变压器副边有效占空比，n 。、n 。分别为变压器原 副边匝数。 所以原边有效占空比可以表达为： d = d 盯+ d ( 2 17 ) d 是副边因为电流引起的丢失了的占空比 从图2 - 1 0 中可以分析看到，d 可以用下式表达： 一镫( 2 - 1 8 ) ? _ - 1 所以有 堡 凹= 啬。一鲁”畸， ( 2 - 19 ) l ，2 西南交通大学硕士毕业论文 第1 8 页 所以有 d = 产 ( 2 _ 2 0 ) 1 d 。, f f 1 l 。 i 其中r 。= r o ( v 。，) ，如= l i ( n 。) 是负载电阻和滤波电感折 射到原边的值。根据( 2 。一鲁( 1 一。) ) 近似2 ，0 。所以式2 2 0 可 以简化为： d _ ( 1 + 4 等六) ( 2 - 2 1 ) 所以，一个给定的电源，其原副边电压比、最大占空比、 变压器匝比、开关频率、谐振电感都应满足式( 2 - 2 2 ) 。 t 等等4 2 f ，( 2 - 2 2 ) n i t ,rcr、 图2 - 1 0 半周期波形图 西南交通大学硕士毕业论文 第1 9 页 第3 章整流输出电路模式的研究 整流输出电路作为d c d c 变换器的重要组成部分t 对整机 性能的影响很大。本章对几种整流输出电路( 全桥整流电路、 半波整流电路、全波整流电路、倍流整流电路) 进行比较。选 择适合于全桥移相软开关电源模块的输出电路模式。 3 1 三种整流电路分析 3 1 i 全波整流电路( 双半波整流电路) 全波整流电路是由变压器的副边绕组，两只相同的整流二 极管，一个滤波电感和一个输出滤波电容构成( 也称之为双半 波整流电路) 。其拓扑形式如图3 一l 所示。相对于全桥移相软 开关的工作过程而言，全波整流电路在原边电路一个开关工作 周期中，共有四种工作状态。 l一匕! _ i i 。一il j l0 1 ：v 。：丰c 1 犁 图3 1 全波整流输出电路 西南交通大学硕士毕业论文第2 0 页 3 1 2 倍流整流电路 倍流整流电路由变压器的副边绕组，两只相同的整流二极 管，两个大小相等但彼此独立的滤波电感和一个输出滤波电容 构成，其拓扑形式如图3 - 2 所示。图中k 是变压器副边绕组电 压，l = l ，= l 。假设变压器和电路中各元件均为理想的，滤波 电感厶和厶上的电流工作在连续模式下，倍流整流电路中主要 变量的稳态波形如图3 - 3 所示。 v l 鬯z 卜“卜矗圹 v t 2 a ) 图3 - 2 四个工作状态的等效拓扑 b ) 西南交通大学硕士毕业论文第2 1 页 vsec vl vio i 。斗 i 。t 1 il 2 巨兰兰塞兰 辜箜兰! 二j z + ； ； 。 i 宰、兰；= 、；，! 、= io 2 图3 - 3 倍流整流电路原理图及波形 2 3 1 3 半波整流电路 半波整流电路是由变压器的副边绕组，两只相同的整流二 西南交通大学硕士毕业论文第2 2 页 极管，一个滤波电感和一个输出滤波电容构成。其拓扑形式如 图3 4 所示。 t 图3 4 半波整流电路原理图 r 3 2 全波整流、倍流整流与半波整流电路的比较 全波整流、倍流整流、全桥整流电路、半波整流电路是输 出的变换器中常用的几种副边整流电路。上节已经介绍全波整 流、倍流整流、半波整流电路的工作原理及其波形。 为了充分认识他们的优缺点，便于优化选择，下面从整流 管导通损耗，磁元件尺寸，大电流绕组连接点数等多方面对几 种整流方式逐一进行比较。比较基于相同条件进行，即变换器 功率等级，开关频率六，副边电压吃。的幅值k ，各拓扑对应的 占空比d ，输出电压v o 及其纹波螈要求，整流管型号，输出滤 波电容c 相同。 3 2 1 整流管导通损耗的比较 现在有一种整流输出是同步整流输出，就是用低导通压降 m o s f e t 取代二极管，可以大幅度减小损耗，提高开关变换器的 整体效率。虽然这种方法增加了控制的难度，但用开关电源控 西南交通大学硕士毕业论文第2 3 页 制芯片电很容易实现对其的控制。为了分析不同整流方式的损 耗差别，就以这种方式m o s f e t 代替二极管，设其导通电阻为 r i j s 。 ( 1 ) 半波整流电路：在。时段内，负载电流厶流过d l ：在 t 。时段内，厶流过d 2 。因此，在一个开关周期中，两个整流管 全部的导通损耗，相当于负载电流流经一个整流管的导通损 耗。导通损耗功的基本关系式为： = 1 2 0 r d s t s ( 3 一1 ) ( 2 ) 全桥整流电路：在，。时间内，负载电流，。分别同时流 过d l 、d 3 和d 2 、d 4 ，相当于两个电阻串联。所以每个周期内 整流管的导通损耗近似为： = 2 12 0 r 凸s 瓦 ( 3 - 2 ) ( 3 ) 倍流整流电路，在。时段内，负载电流，。流过d l 或 d 2 ；在。时段内，流过两个整流管d 1 、d 2 的电流分别等于流 过l l 、l 2 的电流，两个电流之和等于负载电流。为了简化计 算，假设在。时段内，流过两个整流管d l 、d 2 的电流相等， 一个周期内整流管总的导通损耗功率近似为： w d = 1 2 0 r o s + z 懈” s ) ( 4 ) 全波整流电路：在k 时段内，负载电流，。分别流过d 1 或d 2 ：在，。，时段内，负载电流在两个整流管上同时流过，每 一个二极管的电流就降低了很多，从而减小了t o h - f 时段内整流 管的导通损耗，一个周期内整流管总的导通损耗近似为： 西南交通大学硕士毕业论文第2 4 页 = iz o r 珊川+ 2 ( 冬) 2 r 珊毛即 ( 3 - 4 ) 二 由( 3 - 2 ) 、( 3 - 3 ) 、( 3 - 4 ) 式可知，四种整流电路中整流 管的导通损耗在使用同一种元件的情况下，每个周期内全波整 流和倍流整流损耗的能量基本相同，比半波整流要小些。在大 电流的情况下，全桥整流方式的损耗太大，不适宜于低压、大 电流电源。所以后面不进行讨论。 3 2 2 磁性元件的比较 图3 - 5 为三种整流输出电路的原理图和工作波形图，从中 国铲固 。臼：芷 “巴：e j 。 龄 ( 2 )( 3 ) 图3 - 5 三种整流输出电路及波形 西南交通大学硕士毕业论文 第2 5 页 可以看出： 1 滤波电感 ( 1 ) 从图3 - 5 中通过工作波形可以看出，在半波整流电路 中，电感上电压频率与开关频率相同，所以满足规定纹波要求 的电感值 4 t 为： 。邯f v 咖。( 1 - d ) - j ) ( 2 ) 在全波整流电路中，由其波形可知，电感上电压频率 为开关频率的两倍，满足规定纹波要求的电感值 4 1 为： ( 3 ) 倍流整流电路由 求的电感值为： ( 3 6 ) 满足规定纹波要 铲岛可1 ( ( 1 l - _ d ) 2 d ) f 1 8 v 研o ( i - 峨d ( 3 _ 7 ) 三种整流电路中电感值的大小( 基准值取为簧番) 与。 的对应关系如图3 6 所示。 可见，在相同条件下为满足相同的输出电压纹波要求，全 波、倍流电路所需的滤波电感值较半波电路显著减小。通常， 开关电源的占空比为0 4 左右。由式( 3 6 ) 和( 3 7 ) 可知， 全波整流和倍流整流所需的电感值相差无几，较小的输出滤波 电感的减小了电感尺寸。 2 变压器 西南交通大学硕士毕业论文第2 6 页 革捩誉流 、 詹渡赫 、 、 、 垒踱彗抗 。j d 图3 6三种整流电路中电感值的比较 假定输出滤波电感很大，可以忽略电感电流纹波，半波整 流和全波整流电路e f 电感电流i 。= i o ，倍流整流电路中电感电流 为f ，1 = i 2 = i o 2 。 ( 1 ) 半波整流电路，在d 1 导通的时间内，负载电流流过变 压器副边绕组，在d 2 导通的时间内，变压器副边绕组电流为 零。变压器副边电流有效值近似为： k = 1 0 4 d ( 3 8 ) ( 2 ) 全波整流电路，在d 1 、d 2 分别导通的0 时段内，负载 电流分别流过变压器副边中心抽头绕组中的一只绕组；在d l 、 d 2 一起导通的屯，时段内，负载电流在两只整流管上平分，中心 抽头的两只绕组中，均流过一半的负载电流。变压器副边电流 有效值近似为： 西南交通大学硕士毕业论文第2 7 页 k ：厶! 凄旦( 两个绕组均等于k ) ( 3 9 ) ( 3 ) 倍流整流电路，在d 1 、d 2 分别导通的。时段内，一半 的负载电流流过变压器副边绕组：在d l 、d 2 同时导通的。时 段内，负载电流通过两个电感和两个整流管形成续流回路。并 不流过变压器副边绕组，即在。时段内，可以认为变压器副边 绕组电流为零。副边电流有效值近似为： ，。= 厶d 2 ( 3 一lo ) 图3 7 给出了三种整流电路中变压器副边电流有效值( 基 准值为，。) 与0 的对应关系。 可见，在占空比为0 4 时，全波整流电路中变压器副边绕 组电流有效值较倍流整流、半波整流电路中变压器副边绕组电 流有效值要大得多，就是说在相同的情况下，全波整流电路会 取得更高的有效电流值，电源的效率更高。所以说全波整流电 蚓 ：餐 k 蠼 删 ； l 一一- 一垒掘r 整滤两只绕组 一一一一一。 一一一一一 ； 生踱整流y 一一 一 _ ， 二一卜一1 1 倍辅 整嘧e 图3 7 三种整流电路中变压器副边绕组电流有效值的比较 西南交通大学硕士毕业论文 第2 8 页 路更适合低压大电流的情况。 3 2 3 变压器绕组连接点及布局分析 考虑到几种整流电路应用于大电流输出场合，并且尺寸要 求严格，因此对大电流绕组、绕组连接点数和磁性元件数量进 行了比较。 ( 1 ) 半波整流电路，有2 只大电流绕组，4 个大电流绕组连 接点，需要两个磁性元件。 ( 2 ) 全波整流电路，有3 只大电流绕组，5 个大电流绕组连 接点( 假定中心抽头结构中，副边两只绕组的中间连接在绕组 内部完成) ，需要两个磁元件。 ( 3 ) 倍流整流电路，有3 只大电流绕组，6 个大电流绕组连 接点，需要三个磁元件。 可见，倍流整流电路有较多的磁元件和大电流绕组连接 点。除了尺寸和价格方面的原因，这些磁性元件之间的连接点 的损耗不利于效率的提高，在大电流输出的情况下更为严重。 而全波整流电路更适合于大电流的情况。 三种整流电路的各项比较结果如表3 一l 所列。 通过比较可以得出，全波整流电路与半波整流、倍流整流 电路相比具有以下优点： ( l ) 全波整流电路可以使输出整流电路取得更大的电流有 效值。 ( 2 ) 全波整流电路较其他输出电路的接点减少，损耗降低。 进而提高瞬态响应速度和功率密度。 ( 3 ) 全波整流输出电路可以实现更大的占空比。 西南交通大学硕士毕业论文第2 9 页 表3 一i 三种整流电路比较 l 半波整流全波整流倍流整流 占空比 d 0 50 d ld 0 5 磁元件数量 223 输出电感电流直流平均值 la l1 1 | 2 变压器副边绕组电流有效 z o j - 五 ，1 + d 值 o = 一 i o j m 2 大电流绕组数 233 ( 2 ) 大电流绕组连接点数量 456 ( 3 ) 输出电感值l( 1 4 ) l丰( 1 2 ) k l 备注：十：k 为倍流整流电路中两个电感电流纹波互消比例，与导通 比d 有关。 可见，全波整流电路特别适合隔离型低压、大电流输出的 d c d c 变换器。在后面的章节中，将全桥移相软开关电路和全 波整流电路相结合，设计5 4 v 3 0 a 开关电源模块。 西南交通大学硕士毕业论文 第3 0 页 第4 章并联均流技术的研究 目前由于半导体功率器件、磁性材料等原因，单个开关电 源模块的最大输出功率只有几千瓦，但实际应用中往往需用几 百千瓦以上的开关电源为系统供电，这就为开关电源的发展提 出了新的要求。 电源并联运行是电源产品模块化、大容量化的一个有效方 法，是电源技术的发展方向之一。本章将对并联均流技术进行 研究。 4 1 并联均流电路的优点 ( 1 )n + n ( n 表示电源系统冗余度) 个电源模块并联扩容 后，总电源系统的源电压效应，负载效应，瞬态响应等技术指 标都能保持在系统所要求的技术指标范围内。 ( 2 )每个直流稳压电源模块单元具有输出自动均流功 能。 ( 3 )采用冗余技术，当某个电源模块单元发生故障时， 不会影响整个电源系统的正常工作，电源系统应有足够的负载 能力。 ( 4 )尽可能不改变电源模块单元的内部电路结构，确保 电源系统的高可靠性。 ( 5 )确保每个供电单元分担负载电流。即通过并联均流 应使整个电源系统像一个整体一样工作，同时通过并联均流技 术使整个供电系统的性能得到优化。 总之，由各模块构成的电源系统能形成一个整体，各模块 西南交通大学硕士毕业论文第3 1 页 平均分配应力。并且这时使用均流技术系统的稳定性最高。 4 2 均流方法 电流均流法很多，有下垂法、主从法、外接控制器法、平 均电流法、最大电流法等”“。相对而言最大电流法性能最好， 凋整简单易实现，均流母线开路或短路都不会影响各电源模块 的独立工作，任一模块的故障也不会影响均流功能的实现。 u c 3 9 0 7 采用的就是最大电流法，如图4 一l 所示。原理是各模块 电流和模块的最大电流相比较，相应调整参考电压以校正模块 输出电流的不均衡度。这种方法和平均电流法相似( 如图4 2 ) ， 只是将后者和均流母线相连的电阻换成了二极管，这样就只允 许电流最大的模块和母线相连。晟大电流法克服了平均电流法 的一些缺点，不会因某个模块短路或限流等原因将均流母线电 压降低。最大电流法能使从模块很好地均流，但由于主模块和 母线相连的二极管压降也带来了误差。u c 3 9 0 7 用一个单向缓冲 器代替二极管以消除上述误差。 弭鉴箍太潞 图4 1 最大电流均流法 西南交通大学硕士毕业论文第3 2 页 碍整艘 描 图4 2 平均电流均流法 4 3 基于u c 3 9 0 7 的并联均流应用技术的研究 制。 u c 3 9 0 7 芯片是美国i r 公司生产的用于并联均流电路的控 其结构如图4 - 3 所示“。 由图4 3 可知，u c 3 9 0 7 从结构上可以分为电压环和电流环 两部分。电压环由电压放大器、地放大器和驱动放大器构成： 电流环由电流放大器、调整放大器、缓冲放大器和状态指示构 成。 4 3 1 电压环 ( 1 ) 电压放大器 西南交通大学硕士毕业论文第3 3 页 电压放大器是作模块输出电压调整的反馈控制级，整个电 压回路补偿通常就连在该放大器上。输出偏差限定在2 v ，以提 高系统的大信号响应。在检测中电压放大器和地放大器配合， 电压放大器完成高阻抗正极性测试，地放大器完成高阻抗负极 性测试。 ( 2 ) 地放大器 图4 - 3 u c 3 9 0 7 内部结构 地放大器是一个具有一0 2 5 v 偏置的单位增益缓冲器。在 保持负极性输入端高阻抗时( 该端被认为是“真的地”一4 脚) ，该偏置使放大器有足够的负电压来提供所有的控制偏置 和工作电流a 地放大器的输出( 6 脚) 是模拟地。0 2 5 v 的偏 置加到1 7 5 v 的参考电压以在电压放大器正输入端得到2 v 的 参考电压，微调1 2 5 。 地返回端( j 脚) 能得到最大负电 西南交通大学硕士毕业论文 第3 4 页 压，并且比负极性测试输入端( 4 脚) 低0 到5 v 。所有芯片电 流通过该管脚返回芯片。 ( 3 ) 驱动放大器 驱动放大器是增益为一2 5 的反置放大器，它将反馈信号 耦合到功率控制器。电流设定电阻r s e t 用来建立控制环的前 馈转换功能和最大驱动电流。驱动放大器的极性这样来设定： 在正检测输入端( l l 脚) 电压的升高时，光耦电流增加，原边 p w m 的占空比减少。这将保证正确的启动，因为在电源开机时 副边没有能量。 驱动放大器将电压放大器的输出转换为误差电流，提供给 光耦。误差电流i 。为： 式中：v e 为电压放大器的输出。 电压误差和小信号的增益为 4 3 2 电流环 ( 4 一1 ) ( 1 ) 电流放大器和缓冲放大器 芯片的均流部分使用了电流放大器、缓冲放大器和调整放 大器。电流放大器的输出是代表了负载电流的模拟信号 ( v 。= 2 0 xr s xio u t ) ，电流放大器的输出连到驱动均流母线的 单向缓冲器。因为缓冲器只提供电流，这保证了最大电流的模 块成为主模块，并通过低阻抗驱动均流母线，所有其它模块的 缓冲放大器由i o k 阻抗到地而无效。 西南交通大学硕士毕业论文第3 5 页 ( 2 ) 调整放大器 调整放大器将模块自身的负载电流和最大模块电流相比 较，以调整模块电压放大器的参考电压来保持均流。调整放大 器是一种跨导型的放大器以限定带宽，防止噪声进入参考电压 调整电路。调整放大器的输出( 1 4 脚) 通过一个补偿电容到模 拟地( 6 脚) 。地参考补偿类似于内部补偿，但没有正