（电力电子与电力传动专业论文）高压输入两级式电压调节模块研究.pdf

燕山大学工学硕士学位论文 a b s t r a c t f i r s t l yt h i sp a p e rr e v i e w e dt h ed e v e l o p m e n tc o u r s eo f t h ev r m ，s t a t u sa n d t h en c i n gc h a l l e n g e s t h ec o m b i n a t i o no f d e s i g n , 器w e l la st h ec u r r e n tk e y i s s u e so f t h ev r ma n di n t e r l e a v i n gp a r a l l e lt e c h n o l o g y an e wt o p o l o g yf o r t h ef u r h i ev r mi ss t u d l e d t h i sp a p e rs y s t e m a t i c a l l yd i s c u s s e dt h ek e yd e s i g no f 4 8 v i n p u tv r m i n v i e wo fc u pt ov r m sd e m a n d i n go fh i g h - v o l t a g ei n p u ta n dl o w - v o l t a g e h i g h - c u r r e n to u t p u t ，d y n a m i cr e s p o m e ，h i g he f f i c i e n c ya n ds oo n ，t h i sp a p e r d i s c u s s e dt h ei n p u tf i l l e r , s y n c h r o n o u sr e c t i f i e rt e c h n o l o g y , v r mc o n t r o l t e c h n o l o g ya n di t sc o m p e n s a t i o nc i r c u i td e s i g n i n g t h en o n - i n s u l a t e dt o p o l o g yc h a r a c t e r i s t i c s ，s t e a d ya n dd y n a m i cp r i n c i p l e s ， p a r a m e t e rd e s i g no fv r ma p p l i e df o rl o w - i n p u tv o l t a g es i t u a t i o na r cm a i n l y a n a l y z e d t h et h e o r ya n dc a p a b i l i t yo fm u l t i - c h a p e li n t e r l e a v i n gt o p o l o g ya n d t h em a g n e t i ci n t e g r a t e dt e c h n i q u ea r ci n v e s t i g a t e dt h o r o u g h l y t h er e s u l to f s t u d ys h o w st h es r - q s w - b u c k c o n v e r t e rs t r u c t h i ea d o p t e di n t e r l e a v i n ga n d m a g n e t i ci n t e g r a t e dt e c h n i q u e sa c h i e v e sh i g he f f i c i e n c y , l o wv o l u m e ，f a s t t r a n s i e n tr e s p o n s e ，a n ds a t i s f i e ss e v e r ep e r f o r m a n c er e q u i r e m e n t so f v r m t h i sa r t i c l eh a sp u t t e dt h ek e yr e s e a r c ho np r o p o s e ds u i tt o4 8 vi n p u t v r mt w o - s t a g ec o n v e r t e r , a n dh a sm a d et h ei m p r o v e m e n t i te x p l a i n e dt h i s c o n v e r t e rh a v es o m em e r i t so f t h ec o n t r o lt oh es i m p l e ，t h eh i g he f f i c i e n c ya n d t h ep o w e rd e n s i t y a sw e l ta si tc a ni m p r o v et h ed y n a m i cr e s p o n s ea n dr e d u c e t h et h e r m a ll o a d f i n a l l yt h ep a p e rh a sc a r r i e do nt h es i m u l a t i o na n dt h e e x p e r i n l e m a lc o n f n m a t i o nt ot h i sk i n do fe l e c t r i cc i r c u i tt o p o l o g y t h u st h e p a p e rh a sp r o v e nt h et h e o r e t i c a la c c u r a c y k e y w o r d sv o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ( v i ；t w o s t a g ec o n v e r t e r ；i n t e r l e a v i n g ； l o w v o l t a g eh i g hc u r r e n to u t p u t ；s y n c h r o n o u s - r e c t i f i e r 燕山大学硕士学位论文原创性声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文高压输入两级式电压调 节模块研究，是本人在导师指导下，在燕山大学攻读硕士学位期间独立进 行研究工作所取得的成果。据本人所知，论文中除已注明部分外不包含他 人己发表或撰写过的研究成果。对本文的研究工作做出重要贡献的个人和 集体，均已在文中以明确方式注明。本声明的法律结果将完全由本人承担。 作者签字噔衫方毛日期：p 一年牛月碉 燕山大学硕士学位论文使用授权书 高压输入两级式电压调节模块研究系本人在燕山大学攻读硕士学 位期间在导师指导下完成的硕士学位论文。本论文的研究成果归燕山大学 所有，本人如需发表将署名燕山大学为第一完成单位及相关人员。本人完 全了解燕山大学关于保存、使用学位论文的规定，同意学校保留并向有关 部门送交论文的复印件和电子版本，允许论文被查阅和借阅。本人授权燕 山大学，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文，可以公布论文的 全部或部分内容。 保密口，在年解密后适用本授权书。 本学位论文属于 不保密西。 ( 请在以上相应方框内打“，”) 作者签名： 导师签名： 咚转锚 诲西易 日期：力唧年午月刁日 日期：弘t 1 年4 码日 第1 章绪论 1 1 引言 第1 章绪论 随着信息技术的快速发展和广泛应用，为了满足日益增长的、更加复 杂的实时计算要求，今天的通信系统采用了大量的高功率计算i c ，包括 c p u 、f p g a 和存储器等。为了提高计算速度就必然要求其供电电源工作频 率和供电电流相应增加，同时为了减小能量损耗则要求供电电压反而越来 越低，预计未来设备要求电流超过1 0 0a 而电压却低于1v 。此外由于主板 上的空间是非常宝贵的，要求供电电源体积越小越好。因而新一代微处理 器的供电电源一低电压、大电流输出d c 仍c 变换器模块，又称电压调节模 块( v r m , v o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ) 必, 将向着低电压、大电流、小体积、高 频化、高功率密度、高可靠性、高效率、快速动态响应的方向发展【1 , 2 1 。 电压调节模块主要应用于5v 、1 2v 、4 8v 输入总线电压的分布式电源 系统( d p s ，d i s t r i b u t e dp o w e rs y s t e m ) 中，不同总线电压的电压调节模块相对 应的电路拓扑有很大的区别。直流分布式供电系统通常采用多级变换，一 般首级把输入电压变换成安全电压，然后通过直流母线传送到每个负载板 上，再通过各级d c d c 变换器提供给负载所需的电流。电压调节模块是d p s 中的核心部件，它紧靠在微处理器和集成电路需要供电的负载旁，可根据 不同负载需要独立调节输出电压，实现具有低电压、大电流、高稳定输出、 高功率密度及快速响应等优良性能的高质量电源系统，如图1 1 是分布式电 源的系统结构图，从图中4 8v 直流输入的总线电压来看，选择电路拓扑的 根本原则，通常当总线电压为5v 、1 2v 时采用非隔离型的电路拓扑，典型 的有b u c k 变换器，而当总线电压为4 8v 0 6v - 7 2 时则采用隔离型的电路 拓扑，典型的有半桥、推挽等。微处理器通常在睡眠模式与待机模式之间 频繁转换，这就要求v r m 有超快的负载电流响应速度，并且保证输出电压 有相当高的稳定度，同时又要求v r m 的功率变换效率高，尽可能提高开关 频率，减小m 体积，以适应模块化发展方向。这些性能要求对v r m 的设 l 燕山大学工学硕士学位论文 计提出了严峻的挑战，必须通过有效的方式和途径来解决脚。 8 v d c ii li l j 图1 - 1 分布式电源中的系统结构图p 1 f i g 1 1t h es y s t e ms t r u c t m eo f 删d p s 【3 l 1 2删的研究现状 最初的c p u 直接采用计算机电源的5v 电压来供电，随着c p u 的飞 速发展，对其供电电源提出了更高的要求，因此需要专门研制新的供电电 源，这就是v r v l 。最初用于p e n t i u mi ic p u 的v r m 的输出电压为3 3v ， 从5v 电压变换而来，其电路拓扑基本上都是b u c k 变换器( 如图1 2 ) ，为了 提高效率，b u c k 变换器的续流二极管采用同步整流管替代。 图1 2 同步整流的b u c k 变换器 f i g 1 - 2s r - b u c k c o n v e r t e r 随着p c n t i u m i i i 以及p e n t i u m i v c p u 的出现，v r m 的输出电压由3 3 v 逐渐降低为2 5 v 、1 8 v 和1 5 v ，输出电流则由1 0 a 逐渐增大到3 0 a 。 为了减小器件的电流应力，提高v r m 的变换效率，缓解v r m 热应力集中 的问题，采用多个m o s f e t 并联的方法( 如图1 3 ) ，这样还可以降低开关电 阻，使得损耗在开关上的功率也比以前更少。 2 第1 章绪论 图1 - 3p e n t i u m1 1 ic p uv r m 的拓扑 f i g 1 - 3t h et o p o l o g yo f p e n t i u m c p uv r m 随着c p u 工作需要的功率加大，流经5 v 母线的电流增大，母线上的 损耗也就相应增大。为了提高供电效率，现在的台式计算机、工作站和服 务器己经把1 2v 输入作为v 1 l m 母线电压，在一些笔记本电脑上t m 己 经直接把1 6v - 2 4v 输入变换到1 5v 输出【4 t 5 1 。 为了提高v r m 的动态响应速度，即增大d f d t ，传统的做法是提高变 换器的开关频率从而减小输出滤波电感。但是开关损耗会随着开关频率的 增加而线性增加，因此不可能无限制地提高开关频率。目前p e n t i u mi v 处 理器用的v r m 广泛采用的是图l - 4 所示的多相交错并联( i n t e r l e a v e d m u l t i p h a s e ) 结构，这样输出滤波电感电流之和的脉动频率就是开关频率和总 相数的乘积，而且总的脉动量小于各相的脉动量。因此不增加开关频率就 一_ 图l - 4p e n f i u m i v c p u v r m 拓扑 f i g 1 - 4t h et o p o l o g yo f p e n t i u mi vc p uv r m 3 燕山大学工学硕士学位论文 可以减小等效电感，从而改善系统的动态响应速度。顺便指出，多相交错 并联变换器的研究实际上在1 9 8 0 年代已经盛行，现在己开发出专门的多相 交错并联控制芯片，这大大简化了v r m 的设计。 当输入电压提高到1 2v 时，由于输出电压很低，上述提到的b u c k 变 换器以及改进结构会面临占空比小、性能优化设计困难的问题。为了解决 这个问题，文献【6 1 提出了图1 5 所示的采用电感带抽头的b u c k 变换器以扩 展占空比，并结合多相交错并联技术，优化了v r m 的设计。 然而，带中间抽头的b u c k 变换器对占空比的扩展毕竟是有限的，当输 入电压为2 4v 以上时，其不再适用。文献【刀提出的磁集成推挽正激变换器 ( 图1 6 ) 可以通过调整变压器的匝比来实现对占空比的扩展，倍流整流方式 的采用可以提高变换器的效率，磁集成技术则提高了功率密度。 图1 5 带中间抽头的b u c k 变换器 f i d1 - 5t h e e t h e rt a p p e db u c kc o n v e r t 日 图1 - 6 磁集成推挽正激变换器 f i d1 - 6t h em a g n e t i c $ 1 1 u c t u r ep u s n p m lf o r w a r d 4 第1 章绪论 1 3 未来v r m 设计面临的挑战 随着信息技术的迅速发展，到2 0 1 0 年，c p u 的工作电压和电流将分别 为0 7v 和2 0 0a ，而电流变化率则高达1 2 0a n s 。目前广泛应用的多相交 错并联b u c k 变换器和能量传输的整体结构很难满足这些要求，主要原因是： 第一，为了降低母线的损耗、减小输入滤波电容的体积，未来v r m 的 输入电压将被抬高到4 8v ，而输出电压低于1v 。不能直接采用b u c k 变换 器，因为在这种输入输出悬殊的应用场合时占空比很小，这在控制上难以 实现，同时也不利于变换器的优化设计。 第二，2 输出电压的误差范围对0 7v 输出而言只有士1 5m v ，而系统 工作在大电流、高电流变化率场合，供电通路中哪怕微小的寄生参数对这 个动态负载供电质量的影响都相当大 第三，在供电电压满足要求的前提下，如果沿用原来的能量传递结构， 输出滤波电容以及解耦电容的容量都会大幅度增加。电容的增加除了带来 成本的上升，还导致v r m 面积占主板面积的百分比从目前的1 2 上升到 3 0 。这是不可接受的【8 】。所以必须寻求一种更合适未来v r m 的高效率、 高功率密度的变换器拓扑结构以及寄生参数更小的能量传递结构。 i n t e l 提出的改进的无焊点内置( b u m p l e s sb u i l d u pl a y e r ，b b u l ) 结构， 与传统的芯片倒装结构相比，在这种结构中，c p u 与基板的接触更好，与 解耦电容的距离更近，寄生参数不到f c 结构的1 1 0 t 9 1 0 l ，而且v r m 会直 接和c p u 集成到一起，可以进一步减小寄生参数。但是，新的能量传输结 构又带来另一个不得不面对的问题：系统的热管理。因为v r m 与c p u 的 距离更小，尽管v r m 降低了供电电压来降低c p u 的功耗，但c p u 的功耗 仍呈持续上升趋势，再加上v r m 在能量变换中的损耗，使得c p u 的工作 必将面临“能量极限”效应。目前c p u 的功率消耗己经达到1 0 0w e r a 2 ，如 果按照现在的趋势发展下去，1 0 年后将达到1 0 0 0w c m 2 ，这将超出器件的 物理热极限 1 1 , 1 2 。所以热管理也将是v r m 发展的一个挑战。 第四，v r m 的发展还面临着负载突变( t r a n s i e n t ) 过程时电气性能的挑 战。图1 - 7 所示为v r m 在负载突变过程中负载电流上跳突变( s t e p - u p ) 和下 燕山大学工学硕士学位论文 跳突变( s t e p d o w n ) 的情况。在这个跳变过程中，v r m 输出电压会出现波动。 现在计算机能量管理技术的发展，保证了计算机在空闲时自动进入休眠模 式( s l e e p - m o d e ) ，工作时进入工作模式( a c t i v e m o d e ) 。从休眠模式到工作模 式的负载突变称为上跳突变，从工作模式到休眠模式的负载突变称为下跳 突变。工作模式对应于满载电流，而休眠模式则对应于轻载电流。 对未来的c p u 来说，满载电流会超过1 0 0a ，轻载电流却只有几个安 培，而且c p u 响应速度要求很快，因此对v r m 输出电流变化率d i d t 也就 相当高。现在产品的动态电流变化率己达3 0a u s ，下一代v r m 的负载电 流变化率将会高达1 0 0 a u s 。更苛刻的是v r v l 负载突变不仅是随机的。而 且会随具体工作环境而非常频繁。v r m 负载突变的突发性和频繁性会给设 计造成一定的困难【l ”。 图l - 7v r l v l 动态过程中的负载跳变 f 嘻i - 7t h el o a dh o po f v r m 1 4 本文的研究意义和内容 1 4 1 本文的研究意义 由于v r m 是计算机c p u 的专用供电装置，因此其市场非常巨大。最 新资料显示，2 0 0 2 年v r m 在非隔离变换器市场份额中占3 7 6 ，预测到 2 0 0 7 年将达4 5 9 ，但价格下降幅度却不大。国际上各大著名电源供应商 诸如t y c o 、e m e r s o n 、p o w e r - o n e 、d e l t a 、e r i c s s o n 、a r t e s y n 、i n t e r s i l 等都 有各自的v r m 产品1 4 1 。 本文研究是针对未来c p u 对v r m 的供电要求越来越高提出的。i n t e l v r m9 0 以及v r m1 0 0 所规定的必须满足的性能指标在市场上是最高的， 6 第l 章绪论 而v r m9 0 是为当前奔腾4 的c p u 供电的v r m 必须遵循的规范。可以想 象，未来v r m 的要求会更苛刻，对我们电源设计者将会提出更大的挑战。 本文的研究将为未来v r m 的研究提供了一个新思路，同时本文也是对电力 电子变换拓扑的发展与丰富； 1 4 2 本文的研究内容 本文将在阐述v r m 的特点、回顾v r m 的发展过程后，提出一种适合未 来4 8v 输入w 的两级式变换器，并给出仿真和实验结果。论文分为以下 四个部分： ，第一章绪论介绍本课题的背景，回顾v r m 的发展过程，然后介绍v r m 发展所面临的挑战。 第二章系统分析4 8 v 输入v r m 设计的关键点，包括电路拓扑、元器件 选择、控制策略等一些基本原则。 第三章详细研究t s r - q s w - b u c k 变换器拓扑稳态和动态特性，以及相 关器件参数的设计和电路损耗的分析，并且讨论了交错并联技术的原理和 多通道交错s r - q s w - b u c k 变换器拓扑的特性。 第四章提出一种新型的适合4 8v 输入的v r m 的两级式变换器，并对这 种两级式拓扑提出了改进，给出了仿真和实验验证。 7 燕山大学工学硕士学位论文 第2 章v r m 设计的关键问题 c p u 是计算机的核心，而作为为c p u 供电的v r m ，其电气性能密切 关系到c p u 工作的动、静态性能，因此v t l m 的设计是十分重要的。第一 章提到v i t m 必须集高效率、快速动态响应、高功率密度等于一体，这是十 分严峻的挑战。本章将讨论删设计中必须考虑的一些关键问题。 2 1动态过程中删的输出电压 对v r m 而言，c p u 是个动态的负载，它经常在休眠模式和工作模式 之间切换，因此v r m 的负载电流经常会突变。图2 - 1 给出了负载突变时负 载电流与输出滤波电感电流的关系。当负载电流乇向上跳变时，由于输出 电感电流f ：不能突交，它不足以提供负载电流。在f ：上升到毛之前，不足的 电流( 区域i ) 由输出电容提供；而当乇向下跳变时，。同样也不能突变，它 大于乇，多余的电流( 区域) 给输出电容充电。因此，负载突变时，由于 不能跟踪，将对输出电容进行充、放电，导致输出电压上升或下降。 在负载突变过程中，f ：，不能跟踪毛的原因有两个，一个是开关延时，另 一个是输出滤波电感瞬态过程中的电流变化率d k d t 小于负载电流变化率 d 毛d f 。另外，输出滤波电容的寄生参数，如等效串联电i 泪( e q u i v a l e n ts e r i e s r e s i s t a n c e ，e s r ) 1 5 3 1 和等效串联电感( e q l l i v a l e ms e r i e si n d u c t a n c e ，e s l ) t 5 3 1 ， 以及能量传输通路中的寄生参数在负载突变过程中也会影响输出电压。 图2 - 1负载突变时滤波电感电流与负载电流关系 f i g 2 - 1t h e c u r r e n tc o n n e c t i o no f i n d u c t a n c ea n dl o a d 8 第2 章v r m 设计的关键问题 v r m 设计必须综合考虑这些因素，保证v r m 动态过程中的输出电压满足 c p u 的工作需求。 2 1 1 输出滤波电感的影响 对v r m 而言，输出滤波电感的设计是至关重要的。然而，交换器的稳 态性能和动态性能对输出滤波电感的要求是相互矛盾的：在一定范围内减 小输出滤波电感可以提高其电流的变化速度，这有利于提高动态响应速度， 减小动态过程中输出滤波电容充放电的能量，从而降低动态过程对输出电 压的影响；但是过小的电感值会增大电流纹波，这将增大流经功率器件电 流的有效值，导致效率的降低。所以，电感并不是越小越好，设计的时候 需要折衷考虑。 而且电感小到一定程度之后，此时再减小电感，动态响应的速度也不 会有改善，这个值称之为临界电感【u 1 。对于一个b u c k 变换器而言，其临界 电感的大小为： k = 2 r r ，( a 毛) ( 2 1 ) 其中吐是反馈控制的带宽，虬。在负载电流上升和下降时间分别为： 蛾。= d m 一d( 2 2 ) 蛾。出唧2 d d m m( 2 3 ) 其中d i 。和i 皿是控制器所能达到的最大、最小占空比实际设计的时候， 临界电感应取上升和下降临界电感中的最小值。当然，从优化设计的角度 考虑，两个感值相等无疑是最佳的选择。提高有利于提高系统的动态响 应，减小负载跳变对输出电压的影响。 2 1 2 寄生参数的影响 输出滤波电容的e s r 、e s l 和能量传递通路的寄生参数也是影响动态 输出电压的重要因素。这些寄生参数以及解耦电容组成了几个谐振网络。 其中影响最大的就是输出滤波电容的e s r 和e s l 。由于输出电容的等效串 联电阻e s r 和等效串联电感e s l ，输出电容电流强烈影响输出电压，其波 动幅度为： 9 燕山大学工学硕士学位论文 v o = e s r i c + e s l ( 2 - 4 ) 此值会在瞬间超出稳压范围。因此，要使其快速恢复到稳压范围之内。 瞬态相应的提高，只用控制电路进行补偿是不够的，还必须对基本电路进 行改进。并且要对输出滤波电容的种类和并联数目进行优化设计。在电容 的选择上尽量选择陶瓷电容，虽然它的容量要小，但其寄生参数e s r 和e s l 远远小于钽电解电容，并且在电容实效的情况下，钽电解电容呈短路，陶 瓷电容则是开路。使用高质量电容，其等效寄生电容e s r 和e s l 要小，但 价格昂贵，体积较大。输出电容由并联电容来实现，使每个电容电流减小， 进而可减小输出电压的变化量k ，而并联电容的数耳过多，占用的体积大； 数目过少，达不到预期的效果。同时，并联电容的数目还很受电容质量的 影响。因此，有必要还要对并联电容的数日进行优化设计以减小寄生参数 的影响【1 6 】。 2 2 输入滤波电容 为了保证负载突变时，v r m 供电的母线电压不发生剧烈变化，从而造 成对其它供电单元的干扰，v r m 输入端通常都加有输入滤波电容。它的设 计相对于输出电容而言要简单得多，不需要考虑寄生参数以及开关延时的 影响，其设计思路主要是考虑母线电压在负载突变时仍能保持在允许的变 化范围内，可以按照下式估算旧； n 2 r 巴两丽玎。贬可( 2 - 5 ) 其中晶为v r m 的输出功率，艘( l ) 是输入电流最大变化率，圪表示输 入母线电压纹波量，为输入母线电压。 在很多应用场合，v r m 是直流电源供电，其s r ( i 。) 足够大，这时输入 滤波电容的计算可以从一个开关周期内电容提供能量与电压变化角度考 虑： c m 砸( 2 - 6 ) 1 0 第2 章v r m 设计的关键问题 2 3 整流器 在影响v r m 的效率的因素中，整流器是最大的，因此要提高v r m 的 变换效率必须要合理选择整流器。 2 3 1 整流器的选择 传统整流器一般采p n 结型二极管，但是其导通时正向压降大，按电压 电流定额的不同，正向压降在o 7 v 到2 v 不等随着v r m 输出电压降低 和输出电流的增大，普通p n 结型二极管作为整流器件的损耗越来越大，不 适合于在未来v i t m 中应用。 尽管肖特基( s c h o t t k y ) - - 极管相对于传统二极管具有低通态压降、反向 恢复时间短以及低的开关损耗等优点【”】，但是对比于m o s f e t 而言，虽然 m o s f e t 额外驱动在高频工作时开关损耗会较大，但其正向压降则有较大 的优势( 如图2 2 ) 。图2 - 3 给出了一个占空比为0 5 的b u c k 变换器在采用同 步整流器( m o s f e ts y n c h r o n o u sr e c t i f i e r s ，m o s f e ts r s ) 与s o h o t t k y 两种不 同整流器件的功耗对比【1 9 2 0 】。可以看出采用s c h o t t k y 整流的功耗基本不随 频率变化，而采用同步整流时，损耗会随着频率提高而上升。但是在相当 大的频率范围内同步整流器仍占有优势。 v 世 幽 桶 赠 02 04 0 6 08 0 1 0 0 电流( a ) 图2 - 2s c h o t t k y 与m o s f e t 导通时i - v 特性图 f i g 2 - 2 t h e i - v c h a r a c t e r i s t i c d i a g r a m o f s c h o t t l g a n d m o s f e t l l 燕山大学工学硕士学位论文 v 拦 蝎 稚 媸 辎 3 0 6 0 负载电流( a ) 图2 - 3s c h o t t l g 与m o s f e t 不同负载损耗比较 f i g 2 - 3c o m p a r i s o no f l o a dw a s t e 而且m o s f e t 相对于s c h o t t l o y 而言并联的特性更好，主要原因是： 第二，两者的温度特性不一样，m o s f e t 具有正温度系数特性，而 s c h o t t k y 则是负温度系数特性，在并联时m o s f e t 能实现自均流； 第二，不同的i v 外特性，由图2 2 可知，电流从8 0 a 降到4 0 a 时， 由于s r s 的i - v 外特性是线性的，而s c h o t t k y 则是按照指数规律变化的， 所以s r s 的正向压降下降5 0 ，而s c h o t t k y 只下降1 5 。在并联使用时， m o s f e t 的导通损耗更小。 因此，m o s f e ts r s 是目前适合作为v r m 整流器来使用的器件，但仍 然需要减小通态电阻r 。( 。) 以及开关总充放电量皱以进一步提高效率。 选择s r s 必须考虑其变换效率，其损耗通常可以分为三个部分：导通 损耗、开关损耗和门极驱动损耗。文献 1 8 1 提出如下判别m o s f e t 损耗的 表达式： f o m l = r 女皱 ( 2 - 7 ) 其中心代表了m o s f e t 的通态电阻，它反映的是器件的导通损耗；g 代表开关过程中门极充电量，反映的是器件的开关损耗。月d ! 如的值反映的 是导通损耗与开关损耗的乘积，其值越小，m o s f e t 的总损耗就越小，反 之亦然。 通常我们总希望s r s 的j 匕( 。，越小越好，但实际上这是片面的，式( 2 8 ) 第2 章v r m 设计的关键问题 给出了跟氏大小相关的因素： f ( 。，a r e a = 8 3 1 0 4 b v 2 ( q e m 2 ) ( 2 - 8 ) 其中a r e a 表示m o s 的极板面积，b v 表示极间击穿电压。因此a r e a 越大， b v 越小意味着如可以越小，但是a r e a 增大会导致g 增大，总损耗不 一定就能够减小。 未来更好性能的同步整流整流器除了依赖于加工工艺，还依赖于新的 半导体材料。传统的v dm o s f e t ( v e r t i c a ld o u b l e - - d i f f u s e dm o s f e t ) 和沟 道型m o s f e t 将会逐渐被l d dm o s f e t ( l i g h t l yd o p e dd r a i nm o s f e t ) 替 代，因为采用l d d 工艺的m o s f e t 的值f o m 远小于前两者。而且新的半 导体材料碳化硅( s i c ) 的性能相对于硅而言要优越得多，在未来必定会代替 硅成为主流的功率半导体材料】。采用新工艺新材料的s r s 在未来v r m 中应用必将提高v r m 的效率。 2 3 2 同步整流的驱动方式 同步整流器设计的难点就是如何驱动s r s 。一般来说，同步整流的驱动 信号按来源分为两类：自驱式与外驱式。自驱式是指检测s r s 两端的电压 信号或者是流经s r s 的电流信号来驱动s r s 。而外驱式则是利用电路拓扑 中其他的开关信号，通过一定的逻辑运算间接得到所需要的信号时序，实 现对s 黜的驱动。 相比较而言，自驱动方式控制简单，不需复杂的外围电路。但驱动信 号完全依赖于变压器副边电压或者输出电压，因此自驱动方式存在一定的 局限性。因为为了使同步整流管完全导通并可靠工作，对其驱动电压吃有 严格要求。吃太小，m o s f e t 的导通电阻比较大，使得导通损耗增加，甚 至无法驱动；吃太大，m o s f e t 的驱动损耗增加；吃达到或超过2 0v ， m o s f e t 很容易损坏，实际使用中，根据器件特性不同，吃的值一般控制 在5 v - 1 5 v 范围以内。 对于外驱动方式，同步整流管的工作状态与变换器的输入输出参数无 关，是相对独立的，但是逻辑实现的外围电路相对复杂。而且大多数情况 下，逻辑运算得到的信号不能够直接驱动s r s ，需要外加驱动电路，同时需 燕山大学工学硕士学位论文 要给逻辑运算电路和驱动电路提供能量的额外辅助电源，这更增加了电路 的复杂程度。因此，在实际应用中，自驱动方式的应用更为广泛一些。 2 4v r m 控制方法研究 开关电源的控制方法研究是电源技术理论体系的一个重要分支，开关 电源的控制技术对于提高电源整体性能有着重要的意义。电压型控制、电 流型控制，矿2 控制，及多环控带t j ( m u l t i - l o o pc o m r 0 1 ) ，电荷控制( c h a r g e c o n t r 0 1 ) 、单周期控制( o n e c y c l ec o n t r 0 1 ) 、数字信号处理器( d s p ) 控制等技术 的提出及相应专用集成控制芯片的研制，使开关电源闭环控制性能有很大 的改善，同时控制电路也大幅度简化。本节主要介绍目前研究相对成熟和 应用相对广泛的电压型控制，电流型控制及y 2 控制方法【2 2 1 。 2 4 1电压型控制方法 在电压型控制方法中只有一个电压反馈支路，闭环控制原理图和原理 波形分别如图2 - 4 、图2 5 所示。电压型控制以输出电压作为反馈控制变量， 并与参考电压u 耐比较放大，得到的误差信号i j 。与锯齿波信号经p w m 比 较器比较，输出一定占空比的系列脉冲去控制功率开关的通断，从而稳定 输出电压 时钟 lili 甚7 莎缈 瓣r r r r r 图2 - 4 电压型控制原理图图2 - 5 电压型控制原理波形 f i g 2 - 4t h ep r i n c i p l ed i a 可mo f v o l t a g ec o n t r o lf i g 2 - 5t h ew a v e f o r mo f v o l t a g ec o n t r o l 2 4 2 电流型控制方法 电流型控制是在电压型控制的基础上增加了电流负反馈支路，组成电 压和电流双环控制系统，电路原理图和原理波形分别如图2 - 6 、图2 7 所示 1 4 第2 章v r m 设计的关键问题 这种双环控制可以得到比单环电压型控制更好的动态品质和稳态性能。一 般的开关变换器是一个二阶系统，在p w m 中提取输出电压和电感电流作 为反馈信号实现双环控制符合最优控制规律。电流型控制是在p w m 比较 器的输入端直接用检测到的电感电流信号1 1 与误差放大器的输出信号u 进 行比较，产生一定占空比的脉宽信号控制功率开关的通断，从而达到稳定 输出电压的目的。 图2 - 6 电流型控制原理图 f 培2 - 6t h ep r i n c i p l ed i a g r a mo f c u r r e n t c o n t r o l 时钟iiiii ；工皿 霜r r n 几r 图2 - 7 电流型控制原理波形图 f 嘻2 - 7t h ew a v e f o r mo f c u r r e n t c o n t r o l 2 4 3r e 控制方法 作为二阶系统的开关变换器采用双环控制通常可以实现最优控制，要 稳定输出电压必须将其作为一个反馈信号形成一个控制环，另外一个反馈 信号的提取位置要严格按照改善系统整体性能的原则进行，基于这种思路 提出了综合性能更优的矿2 控制方法，其电路原理图和原理波形分别如图 2 8 、图2 9 所示。 ，图2 - 8v 2 控制原理图 f 培2 - $ t h ep r i n c i p l ed i a g r a m o fv 2c o n t r o l 1 5 时钝iiil v 乔7 弋歹丐v 几r 厂 r 图2 - 9v 2 控制原理波形图 f i g 2 9t h ew a v e f o r mo f 矿2c o n t r o l 燕山大学工学硕士学位论文 为满足输出电压纹波幅值的要求，开关电源通常采用容量较大的输出 滤波电容，在极短的开关周期内滤波电容电压可以认为是恒定不变的，输 出纹波电压可以看作是输出滤波电感的纹波电流流过输出滤波电容的e s r 产生。用输出滤波电容电压信号取代电流型控制p w m 比较器的电感电流 反馈信号，就形成了矿2 控制方法( 又称双环电压控制) 。v 2 控制方法和电流 型控制方法相比，对于输入电压变化的响应速度两者相同，其优点主要体 现在对负载变化具有超快瞬态响应特性。在负载电流快速变化时，电感电 流来不及响应，变化的负载电流由输出滤波电容提供，从而引起e s r 上的 电压变化以对其做出快速响应，经过一个调整过程达到新的平衡。v 2 控制 方法改善了电源系统对负载变化的晌应速度【2 3 l ，特别适合用于负载经常快 速变化的v r m 。 y 2 控制方法用输出滤波电容电压作为内环反馈控制信号，作为p w m 比较器的斜坡信号，输出电压和基准电压通过误差放大器比较产生p w m 比 较器的给定信号，形成控制外环。其中速度快的内环决定瞬态响应性能， 速度慢的外环负责优化直流输出电压精度。当输入电压交化时，必将引起 电感电流的变化，从而引起输出电容电压纹波斜率变化，迅速改变p w m 信 号的占空比来实现对输入变化的快速响应当负载电流变化时，电感电流 的稳态值不能瞬变，将由电容充放电来适应负载电流的变化，同样会引起 输出电容电压纹波斜率的改变，从而调节占空比的大小。实现负载变化的 快速瞬态晌应队2 5 l 。 另外需要指出矿2 控制方法应用于v r m 时，必须精心设计e s r 的大小， e s r 越小，消耗的功率越小，变化器的效率越高，但是矿2 控制方法确希望 e s r 大些，这样实现控制的难度就会降低，所以输出滤波电路的设计非常 关键。 2 5 补偿回路的设计 变换器设计很重要的一个环节就是要确定补偿后的穿越频率正。高的 穿越频率意味着系统具有高的带宽。而带宽的高低直接影响着系统的动态 特性但是过高的五非但动态响应的提高不是很明显，相反噪音干扰会成 1 6 第2 章v r m 设计的关键问题 为一个很严肃的问题。研究表明穿越频率正取在开关频率的o 1 到o 3 倍之 间对加快变换器的动态响应是比较合适的1 2 6 加。对一个变换器而言，选定 了开关频率就可以确定主电路的参数和穿越频率疋，然后便可以设计其闭 环补偿器了。 相对于钽电解电容而言，陶瓷电容尽管容量要小，但其寄生参数e s l 与e s r 远远小于钽电解电容，而且在电容失效的情况钽电解电容呈短路， 陶瓷电容则是开路。从安全性与动态特性的角度考虑，陶瓷电容的使用会 越来越广泛。最近几年s a y o n 公司推出的o s c o n 电容，具有容量大、性 能好、e s r 和e s l 小的优点。但是e s r 较小将会使补偿网络设计困难。下 面将以b u c k 变换器为例来分析e s r 很小时补偿网络的设计，这对其它降 压型变换器是同样适用的。 图2 1 0 给出的是一个考虑输出滤波电感直流电阻( d cr e s i s t a n c e ， d c r ) 、输出滤波电容e s r 的b u c k 变换器开环系统。在未来的v r m 中， 由于输出滤波电容的e s r 较小，系统的开环零点频率跚 丘，常用的 型补偿器( p i 调节器) 难以实现对系统的补偿，所以对于未来的v r m 而言， 图2 1 1 所示的型补偿- 器( p i d 调节器) 是必须的。 = 图2 一1 0 开环b u c k 系统 f i g 2 - 1 0o p e nl o o pb u c ks y s t e m 对于缸 正，又要分两种情况： 者，补偿网络设计时满足： = 图2 - 1 1m 型补偿器 f i g 2 - 1 1r r rm o d e lc o m p e m a t o r 届 f , 2 对于前 n = l 。弧f p ：= z 2 n = f 位| 2 n = l 。q q 就可以保证系统有足够的相角裕度和幅值裕度。而对于后者，假设需要的 相角裕度为0 ，则需要满足： 1 7 燕山大学工学硕士学位论文 肛厶藤伽正j 黑f z 。= 0 5 尼：肛肚( 2 1 0 ) 2 6 本章小结 本章分析了v r m 在负载跳变过程中影响输出的因素，总结出设计中要 注意的一些原则。在此基础上，针对c p u 对v r m 的高压输入、低压大电 流输出，快速动态响应，高效率等需求，讨论了输入滤波器、同步整流技 术、v r _ m 控制技术及其补偿回路的设计。本章内容是在后面实际设计的依 据，对后面的工作有重要的指导意义。 第3 章同步整流交错并联技术 第3 章同步整流交错并联技术 本章将研究t m 中比较常用的同步整流交错并联技术，分析同步整流 b u c k 变换器的稳态性能和动态性能，详细研究交错并联技术原理和输出电 流纹波幅值数学模型，并且讨论了磁集成技术在交错并联b u c k 拓扑中的应 用【2 8 工9 】。 3 1 b u c k 变换器介绍 图3 - 1b u c k 交换器电路图 f i g 3 - 1t h ec k c u i to f b u c kc o n v d t c r 图3 1 所示b u c k 变换器，在电感电流连续( c c m ) i 作模式下，在稳态 工作时，根据一个开关周期z 内电感伏秒平衡特性，开关管q 导通时电感 电流上升幅值和关断时电感电流下降幅值相等，我们可以得到： y l - - $ 0 d = - 7 - ( 1 一d ) l ( 3 1 ) 山 - 从而可