（电子科学与技术专业论文）开关电源的脉宽调制控制电路设计.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t i nt h i sp a p e r , p w mc o n t r o l l e ro fs w i t c h i n gc o n v e r t e r si s d e s i g n e d i no r d e rt ou p g r a d et h e p e r f o r m a n c eo fs y s t e mc i r c u i t s ，t h ep w mt e c h n o l o g yi sp o p u l a r l ya p p l i e dt ot h eh i g he f f i c i e n ts w i t c h i n g c o n v e r t e r si nm o d e r np o w e re l e c t r o n i c s f i r s t , t h et o p o l o g yo fs w i t c hp o w e ri sd e s i g n e d ，c h o o s ep r o p e ri n d u c t a n c ea n dc a p a c i t a n c e b a s e do n t h o s ep a r a m e t e r ，t o p o l o g yt r a n s f e rf u n c t i o ni sb u i l t , a n ds t u d ys t a b i l i t y t h e n , t r a d i t i o n a la n a l o gd e s i g n m e t h o di su s e dt od e s i g np w mc o n t r o l l e rf o rt h es w i t hp o w e r c o n v e r t e r , f i r s td e s i g ns y s t e mt om a k es l r e s t a b i l i t yi nm a t l a b , t h e nd e s i g nc i r c u i t s ，s i m u l a t i o nw a v e ss h o wv a l i d i t yo f t h ed e s i g n n e x t , d i g i t a lp u l s ew i d t hm o d u l a t i o nc o n t r o ls y s t e mo ft h es w i t c hp o w e rc o n v e r t e ri sd e s i g n e d ；b a l s e d o nd i g i t a lc o n t r o lt h e o r y , c h o o s ep r o p e r p a r a m e t e ro fd p w m a n da d o ，m e a n w h i l ead i g i t a lp i dc o n t r o l l e r i s d e s i g n e d ，s i m u l a t i o no fm a t l a bs h o wt h ev a l i d i t yo fs y s t e md e s i g n t h e nd p w ma n dd i g i t a l c o m p e n s a t o ra r ed e s i g n ；am i xs t r u c t u r eb a s e do nc o u n t e r - c o m p a r a t o ra n dd e l a yl i n ei sc h o s e ；t h ed i g i t a l c o m p e n s a t o ri sb a s e do i ll o o k - u pt a b l e ；t h e yw e r ed e s i g nu s i n gv e d l o gh d l ，s i m u l a t i o no fm o d e l s i ms h o w t h ev a l i d i t yo f c i r c u i td e s i g n t h er e s u l t ss h o wt h a ta n a l o gp w mc o n t r o lw i l lc o n t i n u et oo c c u p yt h ed o m i n a n tp o s i t i o na si t s e a s y i m p l e m e n t a t i o n ；d i g i t a lp w mc o n t r o lw i t hp r e c i s i o nc o n t r o l ，p r o g r a m m a b l e ，r e a l t i m ec o m m u n i c a t i o n f e a t u r e s ，w i l lb e c o m em a i nt e c h n o l o g yi nh i g h - p e r f o r m a n c ec o n t r o l ，a n db ee x p e c t e dt od o m i n a t ei nt h e n e a rf u t u r e k e y w o r d s ：s w i t c hp o w e r , b u c kd c d cc o n v e r t e r ，d p w m ，d p i d i i i 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过 的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并 表示了谢意。 研究生签名： 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名：这塑毒墨导师签名： 日期： 第一章绪论 第一章绪论 1 1 研究背景 便携式消费电子产品的体积持续缩小，使得电池可用空间及可蓄电力也在减少；与此同时，具 备商业可行性和拥有更高能量密度以补偿电池空间损失的电池技术的发展却大幅减缓，这对许多想 发展解决方案来提供更多功能以及更长工作和待命时间的设计者形成挑战。 因此，高效率的电源管理成为电子设计的重要因素之一。电源效率可在三个设计领域加以处理： 首先是电池管理，必须能将电池充满，长期保持电力，并在重新充电之前最大限度供电；其次是系 统功耗器件的管理，如处理器和外围，它们的功耗可以根据系统需求进行管理；第三则是电源转换， 它必须能将不断变化的电池电压转换成系统所需的多个固定电压【。 现在许多便携式电子产品都使用锂电池，其能量密度超过其它所有充电电池，故能将电池体积 减至最小。手机电池的电压范围从电力饱满时的4 2 v 到电力耗尽时的2 7 v ，大部分放电期间约在 3 6 v 左右。许多电子产品需要多种电压供给不同的系统部件，常见的有处理器核心的1 1 v 、内存的 2 5 v 和3 3 v 以及其它部件使用的2 0 v 以上电压，例如液晶显示器的偏压电路或白光二极管构成的 背光照明电路。 电源的基本要求是轻便短小、高效和稳定，近年来便携式电子产品的市场快速增长，对电源提 出了更进一步的要求：省电、适用与智能。为此，数字电源将成为未来发展的趋势，同时数字电源 也将促进电源管理芯片的进一步发展：电源控制的数字化，将使得电源控制与系统应用进一步整合， 发挥出更好的整体效能。 数字电源发展的关键在于模拟、数字与功率集成电路( i n t e g r a t e dc i r c u i t ，i c ) 在相同工艺条件 下的整合，随着高压驱动i c 的发展，模拟与数字电路将可与功率i c 直接在同一半导体衬底上整合， 数字电路将使其控制电路芯片面积进一步减小，应用于数字信号处理、数字控制及数字通信。 传统电源转换器的控制i c 主要是以模拟方式实现，其优点是成本低、电路简单、反应速度快， 但缺点是仅能提供特定功能，使用接口简单不适合复杂电源系统的整合，控制回路补偿不易调整等 等。近年来，随着便携式消费性电子的快速发展，省电设计、电源管理、与多功能的供电需求，增 加了更多开关式电源驱动i c 的需求也改变了电源转换器的供电架构川。f 4 1 。 数字电源的优势主要在于增加电源产品的应用功能，消费电子与家庭电器产品将是推动下一波 电子信息产业的动力，消费电子产品以随身可携带为重点，家庭电器以享受舒适为重点，都需要具 备省电与便于操作的基本特性，两者主要的功能都在于改善生活质量，因此能创造广大的市场需求。 这类产品的发展，将带动各种具有通讯接口可编程电源的需求，数字电源不仅可满足些这需求，也 将创造更多的系统整合应用。 下面给出几种数字电源的应用前景。 数字p f c p w m 控制i c 为了满足高速微处理器不断增加的电源需求与更低的供电电压，电源转换器必须对特定的负载 东南大学硕士学位论文 直接供电，于是产生电源放置于负载端( p o i n t o f - l o a d ，p o l ) 的设计观点。据此发展出如图1 1 所示的 分布式电源架构，一个电源系统主要包含前端电源与负载端电源，前端电源主要在于提供市电接口， 符合电源谐波规范与承受市电变化的稳压能力，其输出为一直流电压标准订为4 8 v 。负载端电源是 提供各种不同电压、电流需求的d c d c 转换电源模块。 交流输入 + 因特网 + 4 8 v 电源总线 黼盯司单元 一 系统 1 2 v 5v 3 3 v 2 5 v d c d c 转换器 输出总功率= 1 2 5 w 效率 8 5 负载调节之 电流限制：1 2 0 0 _ ；r 舒一d n r 一叠n r 图1 1 分布式电源架构 分布式电源架构已成为个人计算机、服务器和通讯设备的电源架构。结合功率因子控制与脉宽 调制稳压控制，例如t i 的u c c 3 8 5 1 0 、f a i r c h i l d 的f a n 4 8 0 3 1 、与o ns e m i c o n d u c t o r 的n c p l 6 5 1 都是同时具有功率因子修正与脉宽调制控制的多功能控制i c 。这种整合p f c 与p w m 控制功能于一 体的控制i c 未来将进一步发展成为具有数字控制接口的数字式p f c p w m 控制i c ，其架构如图1 2 所示l5 h _ 7 1 。个人计算机或家庭视讯设备的前端电源控制i c 的数字化会产生许多增加附加价值的应用， 例如结合电力线通讯i c 可以达到远程启动操控的功能，数字控制也可针对不同地区的电源类型提供 更佳的电源启动与稳压效果，以随机脉宽调制技术改善电源端的电磁干扰，缩小e m i 滤波器的体积。 电脑上板d c - d c 转换器 镀汪珥二垂口1 2 v _ 副璺! ! l l ￥二虹固1 2 v 刊! ! ! j 3 掣匝蛩强国 略匝丑业( 亚口 p f c 转换器 图l 。2 个人计算机前端电源转换器的数字式p f c p w m 整合控制芯片 高阶微处理器v r m 的数字p w m 控制i c 为了处理日益复杂的实时计算，现今的信息与通信系统服务器采用了高性能的微处理器、图形 处理器、影音处理器与高速高容量内存。计算速度的提升促使时钟频率与供电功率相应增加，使得 电源转换器必须具备更快的反应速度：由于新一代高性能微处理器对电源的需求，电源控制l c 也从 传统的单一模拟控制方式，朝向多功能的整合型控制p w mi c 发展。 2 一一一一一：一一一 一畦 第章绪论 高性能微处理器为了达到省电与最佳运算效率的需求，其供电电压必须随着c p u 的使用效率进 行动态调整，因此提供c p u 的电源稳压模块( v r m ) 必须具备电压识别码( v i d ) ，v i i ) 是一个五位的 数字码，用于设定一个范围的电压，标准列于i n t e l 主导制订的v r m 设计规范，以v r m9 0 为例， 其输出电压为1 1 v - 1 8 5 v ，每一增量为2 5 m v 。图1 3 所示是一个模拟式的v r m 控制i c ，仅包含一 个五位译码电路产生所需要的电平与一组p w m 输出。随着高性能c p u 的发展，其瞬间最大电流也 日益提高，根据v r m8 5 规范，约需2 0 安培驱动，可以单相( s i n g l e p h a s e ) 的同步降压整流器完成， 但到了v r ml1 0 规范，则需要高达1 0 0 安培的驱动能力，必须采用四相( f o u r - p h a s e ) 的同步相移降压 整流器完成。数字式v r m 控制i c 可提供更快速的动态响应、更加的分流控制功能、以及提供系统 更如以整合的电源管理功能例。【1 。 图1 3 具有数字接口的同步降压转换器控制芯片的模拟电路方块图 便携式通讯装置的电源管理 手机或p d a 等便携式通讯装置通常工作于事件驱动模式，同时其操作时间比通常很低。这类装 置当工作于待机模式时，仅有- d , 部份电路在工作，但其效率却显著的影响着系统的待机时间。为 了提高在低率输出时的效率，不仅需降低功率电路的损耗，同时也必须降低控制电路的损耗。 便携式通装置的一个特色是其单位时间信息处理的工作量会产生剧烈的变化，为了达到省电的 要求，必须采用动态电源管理( d y n a m i cp o w e rm a n a g e m e n t ) 策略，c p u 或d s p 的工作电压必须随着 负载量调整，因此电源转换器也必须具备快速的动态响应【1 2 】。【1 3 1 。例如，目前一般手机c p u 的工作 电压由3 3 v 调整至1 5 v ，其稳定时间约为1 0 0 s e e 。 应用于便携式装置的d c d c 转换器在高低功率输出范围与高低电池电压的操作条件下，均必须 达到高效率的要求。便携式装置为了提高省电的能力，在行动计算的非关键路径可采用较低的工作 电压以降低功率损耗，此种方法必须提供多组低功率输出的d c d c 转换器。图1 4 所示是一个典型 3 东南大学硕士学位论文 的移动电话系统方块图，不同的子系统需要不同的供电方式，这些独立的电源转换器必须加以协调 运作，以达最佳的省电效果，因此以微处理器为核心的电源管理i c 在便携式产品将有很大发展空间。 电源管理 d c d c 电池充电功率驱动 ， h 加速器 叫滢f 1 ( b i tl e v e l ) i 广 挣制| l r ol， _j 陟吨恻刿 p s m i 、 u c c o f e if f - r蕾蛙矗 ( a r m ) 如 岭主暑 蝠码暑i d s p c o f e s 圄围回 图1 4 移动电话的系统方块图与电源管理 在一个现代的信息设备中，例如移动电话、数字相机等等，其系统主要可区分为信号处理与电 能处理两个部分，图1 5 是一个信息设备的信号处理与电能处理的系统架构图。由于产品小型化的 发展趋势，使得系统芯片整合了包含网络通讯与影音处理等功能，性能更加强大的单芯片系统不断 的整合更多的信息处理功能，使其硬件朝向简单化单一芯片的发展方向。但是另方面，由于应用 界面的多样化需求，系统必须加入更多的应用接口，例如不同的显示面板、显示光源等等，而这些 接口装置都必须有特殊设计的驱动i c 以达到最佳的效果，由于这些接口装置难以达成统一的规格， 因此设计这些输出装置的驱动与控制i c 将具有巨大的发展潜力，形成种以需求为导向的电源i c 设计服务产业。以这样的发展趋势，可以看出一个重要的发展机会，就是为了达到市场需求快速的 设计服务要求，必须采用数字电源管理方式实现电能处理。 图1 5 便携式信息设备信号处理与电能处理的系统架构图 4 第一章绪论 微电子技术的发展将促成众多消费性电子产品的发展，便携式消费电子产品、影音电子设备、 家庭自动化的发展，更加引发各式的电源转换需求。未来的电源转换器将不仅扮演电源供应的角色， 也必须与其应用端( 负载) 与使用端( 界面) 相结合，提供更多的系统整合服务功能，例如d 类放大器可 与m p 3 结合，达到更佳的省电效果与音响质量，v r m 的数字接口可提供更佳的c p u 供电质量与省 电效果，电子安定器的数字接口可提供更多样化的灯光控制效果。 这些结合应用需求的电源控制接口。都需要更为灵活的控制接口。数字电源控制技术的发展， 不仅可以达到更好的电源稳压控制与系统整合功能，更重要的是藉由数字电源的数字控制接口，电 源可与应用整合，提供更多更好的服务功能，数字电源因为电源管理的需求而发生，也会因为其电 源服务的功能而扩大其应用。 功率半导体开关器件的进步，使得功率转换器可以承受更高的耐压与耐流，操作在更高的开关 频率，承受更高的v 厂r 与i 厂r 变化，另一方面也使得微电子数字电路可以在更低的工作电压、更小 的芯片面积下以更高的工作频率操作。控制芯片与功率器件相较，其所占的面积与价格均是很低的。 过去电源转换器的设计导向主要是降低价格，在未来电源转换器的设计导向应着重于增加服务功能， 藉由服务功能的增加来增加附加价值，数字电源将提供此问题的解决平台。 应用数字声膜拟l c 设计技术于电源控制i c 之发展，将成为电源控制i c 的发展趋势，电源控制 i c 将朝向数字化、可编程、与智能化的方向发展。我国在晶圆代工、封装测试、i c 设计、电源转换 器制造等领域，已有领先世界的产业，展望未来，以消费性电子产品为导向的相关产业将蓬勃发展， 在电力电子领域，电源控制与驱动i c 是非常具有潜力的发展方向，整合电力电子、系统芯片i c 设 计、与封装制造技术，应用于消费性电子、数字家庭、与智能型家电等领域，是适合我国且具有利 基的发展方向。 从我国产业发展环境来审视未来全球电源i c 与功率半导体的发展趋势，高压电源驱动i c ( h i g h - s i d ep o w e rm o s f e td r i v e 0 、显示器驱动i c 、l e d 照明驱动i c 、电池充电与控制i c 、电源管 理i c 、无线通讯射频功率i c 、电源功率i c 、电源控制i c 、与小型马达控制驱动i c 等等，都是我国 整合系统制造、半导体制造、i c 设计、与电力电子等产业，最具世界竞争力与发展潜力的领域! 1 2 研究内容 数字电源是采用数字接口具有可编程的电源转换器，数字接口与可编程是其重要特征，也是其 简化产品应用的重要优势。传统的交换式电源转换器主要采用模拟控制方式实现其控制回路与接口。 控制器可以用模拟电路或数字电路两种方式实现。 图1 6 所示是一个传统的i x ；d c 转换器模拟式p w m 控制i c 电路架构图，从其中可看出，一 个电源控制i c 除了提供基本的p w m 产生与控制回路补偿以外，也必须提供一些附属功能，如启动 电路、电压参考命令、保护电路等等。新型的电源控制i c 除了必须提供这些基本功能以外，也必须 提供更多可程序的系统接口功能，例如电压规划、电源管理、参数设定等等，图1 7 所示是一个数 字式p w m 控制i c 的系统架构图。 5 东南大学硕十学位论文 图1 6 一个传统的i x ；d c 转换器模拟式p w m 控制i c 电路架构图 图1 7 一个典氆的d c d c 转换器数字式p w m 控制i c 系统架构图 a n a l o gc o n l r o j l e r o ， 图1 8 模拟与数字电源控制i c 的回路补偿设计 电源转换器的一个重要功能是提供稳压，其控制回路设计影响着负载变化下输出电压的瞬时响 应。如何设计与调整一个电源转换器控制回路补偿器的控制参数，对大部分的电源转换器设计者可 说是一个挑战。图1 8 所示是模拟与数字电源控制i c 的回路补偿设计的示意图，数字式p w m 控制 i c 提供可编程的控制架构与控制参数，通过通讯接口可以在线调整控制参数，并与系统分析与仿真 软件整合，如m a t l a b 、s i m u l i n k ，经由特殊设计的软件，可将仿真、设计与测试加以整合，简化 设计过程与改善电源转换器的动态响应。 6 第一荦绪论 近来数字电源逐渐成为电源管理i c 发展的方向，这主要源自电源管理在应用上的需求。一方面， 由于高性能微处理器的工作电压越来越低，为达到省电与最佳运算效能的需要，其工作电压必须随 着操作模式调整，因此c p u 的电源必须具有可编程的功能，其电源的准位细分为不同的刻度，称之 为电压刻度( v o l t a g es e a l i n g ) ，一个最小刻度的调整电压约为2 5m v 。由于这种电源应用上的需求， 于是产生了电源界面定义的规范，因此电源转换器的参考电压命令开始数字化了。另一方面，由于 使用时间是便携式装置的一个重要指标，因此省电技术( 1 0 w p o w e r ) 、待机电力( g r e e nm o d e ) 、与电源 管理( p o w e r m a n a g e m e n t ) 成为关键的技术发展项目。电源管理主要的目的是在众多且变化剧烈的电源 供需之间得到一个最佳化的操作程序。为了达到这个目的，必须藉由微处理器以软件控制方式达到 动态的电源管理，因此电源转换器的操作程序也开始数字化了。 数字电源虽然有许多的优点，但在设计与应用方面也提出了挑战，主要有：量化效应、取样频 率限制的频宽、取样噪声、计算延迟等。 在一个模拟电源控制系统，除了p w m 信号产生以外，控制回路的信号处理都是以模拟电路实 现，由于模拟信号处理是连续且瞬间完成的，因此不会因为信号处理而产生延迟，系统的频宽主要 受到p w m 开关频率的限制。在实际的开关电源中，电路中滤除噪声的低通滤波器，或误差放大器 的频宽也会影响系统的频宽，但更经常发生的情况是不当的控制回路设计、功率器件的不当选择、 或是因为受到控制算法实现上的限制，而降低了系统的频宽。 ，他厂、e ( o “何i“缸i y ( o 一 y 7模拟控制器 一l 1 巷 l 。t ( a ) 模拟控制系统 甲 斑蛔数字毛阻。a 熹剃掣叫对象h ( b ) 数字控制系统 图1 9 模拟与数字控制系统 图1 9 所示是典型的模拟与数字控制系统架构的示意图，模拟控制器可以根据误差信号立即处 理的方式产生所需要的控制信号，而数字控制器必须以一个固定的取样频率进行反馈信号的取样、 计算、与输出，因此会造成信号取样的量化误差与时间上的延迟误差，若取样频率远高于系统的频 宽且取样精度高于信号噪声比，则数字控制会达到近似模拟控制的效果，但若这些条件无法符合， 则数字控制会因为这些非线性现象，产生许多不易解决的问题【”1 - 1 1 6 l 。 图1 1 0 所示是一个数字控制系统的取样过程时间图，由于反馈信号取样的模拟数字转换、数字 信号处理运算、以及输出信号的转换，因而造成计算延迟，此延迟导致控制输出信号的顺延，在下 一个取样时，其目前的控制命令执行了t s t d 的时间，前一次的控制命令则执行了t d 的时间，t s 为取样周期，t d 为计算延迟。若计算延迟相当严重，则在下一个( k + 1 ) 取样时刻所得到了反馈信号， 7 东南大学硕士学位论文 实际上却是前一个( k - 1 ) 时间所产生控制命令的系统反应，这种计算延迟与系统模型的不确定性所造 成的非线性现象，不仅导致分析设计上的困难，也使得模拟与实验结果不易取得一致性。 ( a ) ( b ) l i占 l t 2 ) t 周期的控制( k 1 ) t 周期的控制：( k ) t 周期的控制 z ”，t 能 0l ：- 。1 ：。! 。，一： 卜i，：，：，： _ ：、，：1 ：，! ：i 图1 1 0 数字控制系统的取样过程与计算延迟 数字控制器的输出信号在一个取样周期内必须维持在一个定值，其功能有如一个零阶保持器 ( z e r o o r d e rh o l d e r , z o h ) ，z o h 会造成相位落后，其相位落后的程度与频率成正比，当频率达取样 频率的一半时，z o h 所造成的相位落后为9 0 0 ，在1 1 0 的取样频率，其所造成的相位落后已高达1 8 0 。 若一个d c d c 转换器的p w m 开关频率为i m h z ，其数字控制器的取样频率为4 0 k h z ，则可能到达 的最大频宽约为取样频率的1 4 ，也就是1 0 k h z ，其频宽仅为开关频率的1 1 0 0 ，换言之，若无法提 高取样频率，则无法提高系统的频宽。另外一个问题，是数字式p w m 产生器的分辨率，若p w m 开关频率为lm h z ，而要求的分辨率为8 位，就需具有一个2 5 6 m h z 的基频频率信号，这也增加了 高频宽、高动态响应范围数字电源控制i c 设计的困难。 数字电源控制主要的限制因素来自数字控制器有限的取样频率与取样分辨率。取样频率限制了 系统的频宽，取样分辨率则会导致量化误差，进一步造成有限循环( 1 i m i tc y c l e ) ，因此若要提高取样 频率，也需要相对提高a d c 的分辨率。此外，反馈信号通常不止一个，因此a d c 转换器也必须再 予以多任务取样，其转换时间也必须随之降低。 应用数字控制电源转换的另一个棘手的问题是反馈信号的取样，由于功率开关的切换会造成快 速的电压变化，导致检测的电压或电流反馈信号在开关时刻产生信号震荡，此共模电压噪声无法以 一般的信号滤波器予以去除，若回授取样无法与开关信号同步以避开此共模电压噪声，则会对反馈 信号造成随机的巨大误差，导致数字控制器无法正常工作。这种现象，在模拟式控制器也会发生， 但是由于信号连续处理的特性，以及控制器本身具有的低通滤波器特性，会降低这种量测误差的效 应，但对数字控制器而言，此量测误差再加上计算延迟则会产生错误的控制信号，则会放大这种量 测误差的效应。 数字电源控制i c 为了整合这些功能。就必须将a d c 转换器、数字回路补偿器、与数字p w m 产生器的i c 电路都用同一工艺完成，因此必须考虑到信号检出、隔离、e m i 干扰、高压驱动电路设 计等实际问题，也因此增加了数字电源控制i c 设计的困难。 窖 ，l-llj、【，liij、l 墨二至堑丝 本文主要讨论的是开关电源中的降压式i x ；d c 转换器的脉宽调制控制电路设计，该降压式 d c d c 转换器的主要参数为：开关频率l m i d z ，输入电压5 v ，输出电压3 3 v ，最大输出电流l a ， 输出电压纹波1 ，将采用模拟与数字两种设计方法设计。 1 3 论文架构 第二章为开关电源的主拓扑结构分析及设计。 第三章为开关电源的模拟的模拟控制电路设计，首先进行使用m a t l a b 进行系统设计，然后使用 c a d e n c e 进行电路设计与仿真。 第四章为开关电源的数字控制系统分析与设计，本章将着重于数字控制系统的设计，主要使用 m a t l a b 设计分析。 第五章为开关电源的数字控制电路设计与f p g a 验证，本章着重于数字控制电路的设计，采用 v e r i l o gh d l 设计，使用m o d e l s i m 仿真，并使用f p g a 验证。 第六章为结论，包含总结与展望。 9 第二章开关电源的主拓扑电路分析与设计 第二章开关电源的主拓扑电路分析与设计 2 1 转换器拓扑结构分析与设计1 2 邮i i 眦i i 2 i 图2 1 给出了降压式d c - d c 转换器的示意图。开关晶体管为q j 和q 2 。降压式转换器的输入为， 输出为，负载电阻为r ，输出滤波器电感为三。图2 1 中，砘代表电感的串联等效电阻和开关晶体管 q ，和q 2 的导通电阻。输出电容c 具有的等效串联f g f l ( e s r ) 。 图2 1 降压式d c d c 转换器 2 1 1输入输出电压与占空比关系 为了计算占空比，首先假设转换器处于稳态，开关为理想的，忽略电感电容损耗，没有任何寄 生参数。并且转换器工作在连续导通模式。即：屯似 0 。 开关导通时，电感电流流过开关，二极管反偏，电感电压为v l = 圪一r o ，见图2 2 a 。该电压使 得电感电流i l 线性增加。当开关截止，由于电感的储能特性，i l 继续流动，这时屯流过二极管，并 且汽= 一圪，见图2 2 6 。 iq 钐? j 绷眦i o 匕豳屹 一 + l + 吃一 一c r ； + l + 屯一 匕 - cr ： 仰 图2 2 降压式转换器电路状态( 假设i l 连续) ：( a ) 开关导通；( b ) 开关截j t l l 銮堕查兰堡主堂垡丝茎 稳态波形周期重复。电感电压v l 在一个周期的积分必然为零，瓦= t o + 岛盯 v l d t = v f l t + v t d t = o( 2 1 ) 从图2 2 ，面积a 和面积b 必然相等。因此 ( 一v o ) t o n = v o ( r ，一o ) ( 2 2 ) 或 d ：堡：盈 ( 2 - 3 ) 因此，输出电压在给定输入电压时随着占空比线性变化，并且与其他电路参数无关。 2 。1 。2输出l c 滤波器设计 图2 2 a ，假设输出电压恒定，推出简化的微分方程。根据电感电流方程，开关导通时，方程为 掣 ( 2 4 ) 假设在开关闭合前电感有电流五i n ，因此在时间段o sts = d t 屯( f ) ：v g - ，v of + j 工m 面 l ( 2 5 ) 电感电流线性增加，并在卜一 t o n = d t 达到一个最大值五埘。 i l m 戤= 毕d t + i l i n i i i l ( 2 6 ) 定义从最小值到最大值的电流变化为峰峰电流纹波彳五，则有 v 一矿 酗l = l l 嗽一l l 血= 竿d t 厶 ( 2 7 ) 注意到电流纹波直接与占空比d 有关，根据输出电压要求这是无法控制的。然而，其与电感上 成反比，则可以控制。因此，电流纹波可以通过选择适当的电感来控制。 分析开关打开时电路的情况，电感电流通过低侧的m o s f e t ，n stg o f f 相应的微分方程为 l d i l 一( t ) ：一v o dt ( 2 8 ) 从_ l z 圆一彤r r 傲分万程，口j 硐 锄) = - 誓肌k ( 2 9 ) 其中五一是电感电流的晟大值。随着t t o w = ( 1 - d ) t , 电感电流减小到最小值五皿蠡，那么 k 一孥( 1 - d n k ( 2 ，1 0 ) 上式给出了峰峰电流纹波的另一个表达式 1 1 1 l = i l 叫峨一，l m 蛔2 孚( 1 一。) r 2 1 1 ) 第二章开关电源的主拓扑电路分析与设计 图2 3 电感电沉 根据导通时间的公式和关断时间的公式，电感电流见图2 3 。电感的平均电流必然等于流过负载 的d e 电流。即 k 小鲁 流过电感的最大最小电流表达式可以写为 丘一= ，蛔+ 等= 鲁+ - 轰l ( 1 一d ) t k 一等= 睾一告。删r 当开关电感电容为理想时，它们消耗的功率为零。因此，电压源的平均功率必然等于负载的平 均功耗。 ，g2 屹，d = d 圪，口 ( 2 1 4 ) 那么输入的平均电流可以与负载平均电流的关系可以表示为 l = ( 2 1 5 ) 降压式转换器可以工作在c c m 和d c m 。当工作在c c m 时，电感总有电流。c c m 下的最小电 流可以为零。因此，电感上有一个最小值来确保工作在c c m 。由式2 1 3 可以使得五皿i n 为零 睾去”卵 亿。回 因此有 k = 半尺7 i 等r 假定输出电容足够大到v o ( f ) = 圪。考虑电容的实际值后，输出电压的纹波可以通过c c m 下的图 2 4 计算出。假设屯的纹波流过电容，平均值流过负载电阻，图2 4 中的阴影面积为额外的充电量q 。 因此，峰峰值电压纹波彳圪可以写为 匕：丝：土三丝墨 。cc2 22 ( 2 1 8 ) 从图2 4 在墉 卟争毗 ( 2 1 9 ) 把上式代入上式2 1 8 有 岈亳扣啦 东南人学硕十学位论文 所以 等丢警= 争。，印2 开关频率卢l t , 输出滤波器截止频率五 五。j 忑i ( 2 2 2 ) 式2 2 2 给出了电压纹波可以通过在输出的低通滤波器选择合适的拐角频率石，如石吲，得到 最小值。同时只要工作在c c m 。纹波与输出负载功率无关。开关电源中输出电压的纹波百分比通常 指定小于某个值，如j 。上述分析是假设理想状态下，实际中e s r 和e s l 对系统会有很大影响。 d 勰， | | ：c 2 上 图2 4 降压式转换器的输出电压纹波 降压式转换器输入电压所n 是5 v ，输出电压为3 3 v ，则占空比为6 6 ，最大输出电流为1 a ， 最小负载电阻为3 3 f ! 。输出电压的最大纹波1 ，即3 3 m v 。开关频率奔为1 m h z 。由 坐：三笙! ! 二丝：l 匕8 l c ( 2 2 3 ) 由 = 半肛等尺 则三册胁= 5 6 1 n h ，由 吨= 屯蚴一，l 血= 孚( 1 一d ) t i t 一般纹波电流是输出电流的2 0 4 0 ， d c r = o 0 9 d ，是最小电感的8 倍。由 匕= 亳警”明 ( 2 2 4 ) ( 2 2 5 ) 在此选择3 0 ，那么l = 3 7 4 u h ，嬖衙葩劈4 7 u h , 来选择输出滤波电容。考虑电容的e s r 影响，有 1 4 ( 2 2 6 ) 第二章开关电源的主拓扑电路分析与设计 圪= ( g s r + 亳) 誓”观 坐：( e s r + 玉1 9 二皇堡 圪8c l 寄生电阻e s r 一般在毫欧量级，这里取3 0 r a 9 3 。根据晟大纹波要求，有 c 瓦磊万1 ；2 瑶丽1 最小电容值为c = i 1 5 u f ，实际使用2 2 u f 。 选用实际的电感电容，查出其参数为： 汪= 1 1 5 汪 i 三4 7 e 硎 d d 9 q i c2 2 e 卯 如， d d 3 q ( 2 2 7 ) ( 2 2 8 ) ( 2 2 9 ) 2 1 3 功率管及驱动电路设计 功率管设计包括功率管w l 尺寸、驱动电路级数及其w l 尺寸等参数的选择。功率级设计的主 要约束指标为效率和e m i ，因此，还需要进行电路e m i 的优化设计。 根据系统效率的要求，应该从分析功率损耗源入手进行功率管最优w l 的设计。 d c d c 转换器的功率损耗源都来源于两大类，即功率级损耗和控制电路损耗。其中，从损耗的 性质上分，功率级的损耗可以分为导通损耗、驱动损耗、开关损耗，从损耗的构成成分看，也可以 分为功率管、功率管栅驱动电路和滤波电感的损耗。与功率级损耗相比，控制电路损耗通常忽略不 计，即功耗主要集中在功率级电路上。 设 w 为d c d c 转换器开关频率，对应的开关周期为t s ，d 为控制脉冲的占空比，奶为功率 管单位宽度的沟道电阻，i “r m s ) 为均方根电流，电源电压为，p m o s 管驱动电路倒相器链的高电 平为，而低电平满足。冬 。一一一一一一一一 la譬 图2 5 驱动电路的一种实现方式 设巳、分别为驱动链中第一个倒相器的输入寄生电容和输出寄生电容，驱动链的总延时为： 缸2 ( + 彤) ( + 彳c m ) ( 2 4 1 ) 其中，心，昂分别为第一个倒相器中的n m o s 管和p m o s 管的沟道电阻。 、彳可以由以下方程确定： 净彳2 亿4 2 ， 根据c s m c0 5 mc m o s 工艺条件计算得到的单位宽度n m o s 、p m o s 管沟道电阻分别为 2 5 2 a 2 和4 9 9 4 k s 2 。若取第一级倒相器两m o s 管f f q w l 分别为5 朋o 8 1 t m ，1 0 u m o 8 # m ，则其输入 和输出电容分别为c 萨8 7 7 5 伊，c o w f 3 2 1 7 5 f f 。 理论计算的n m o s 与p m o s 功率管驱动电路驱动链的级数为6 9 5 和7 8 3 ，取整后分别取m = 6 ， = 7 ，则两驱动链的级间眦增量系数为彳。= 3 2 ，4 = 3 1 ，对应的倒相器驱动链的总延时分别为厶 2 3 1 2 n s ，岛。2 7 2 n s 。 基于同步整流结构驱动控制电路必须避免功率管与整流管同时导通的状态。因此，需在两个功 率管交替导通的状态之间插入一个两管都不导通的死区时间。若死区时间过长，将引起整流管寄生 体二极管的反向恢复，而死区时间过短，会发生两管同时导通的几率增加，即两种情况都会降低系 统的效率。 2 2 转换器拓扑结构传递函数分析2 1 1 1 2 2 l 图2 6 对应的小信号系统为 图2 6 系统控制方块图 1 7 至里查兰塑圭芏堡堡苎 对于幽26 给出的降j 1 三式转换器，p w m 的增益为i 0 v o s c , t v o s c 是锯齿波的幅值，感应增益为 输出电压- 占空比的s 域模型( 表示为g 耐。 6 舯石丐匠i v ( s 焉p , c c + q 1 ) 研 2 。而r x ，：面s 。+ “a + i + 1 。4 3 ) 其中。脚是输出电容e 姐零点频率的值o 础) 咖是输出矬波器的藏止频率0 圳；托臣电蓐等效 串联电阻和开关的导通电阻开黄口，和皿的导通电阻分别表示为如，和q 表示黜波署和 输出负载的组台e 值，z ) c r g o 电感的直流电阻。这些参数推导为 一= 去，m = j 蔷加一“”呻“儿 加”卜丽京；焉 w + r ) ，c ( r + 。n r ，) q 一。莉赫雁篇， 渊， 对于置一 r 和吼 a ) 2 将将映射到频率范围d 名埘( 伪 ( 4 1 6 ) 对于降压式转换器， 必( d ) = d ，刎( d ) = 嘉 二 ( 4 1 7 ) 带入上面公式 那么降压式转换器的d p w m 的分辨率为 _ i n t n 口d + l 0 9 2 r r 知e 】 ( 4 1 8 ) 对于不同的转换器结构，适用i ! i 勺d p w m 最小精度见表4 1 。 。 表4 1 不同的转换器结构的d p w m 最小精度 转换器结构类型 d p w m 的最小精度 变换率m ( d ) b u c k i n t n a l a + l 0 9