（电机与电器专业论文）塔机变频调速系统系列研究无刷双馈电机的研究.pdf

第一章绪论 1 1 塔机用回转机构调数系统概述 国内塔机近几年来发展迅速，大量从国外购买塔机的情况已经有了根本的改 变，国内塔机转而出口国外了叫。然而塔机对回转传动装置的要求却越来越高 大至可以归纳为几点：回转平稳起动制动惯性小；在重载、轻载( 或空载) 回 转时可实现不同的速度，即有调速功能，以提高施工工效：使用可靠，寿命长： 回转传动装置本身尺寸小、重量轻；传动效率高，以节约电能。然而现在使用的 各种回转传动装置却很难满足上述要求。单速电机+ 蜗轮传动减速器+ 输出小齿轮 销柱式大齿圈+ 立柱式支承、单速电机+ 皮带传动液体偶合器+ 电磁吸铁制动器渐 开线齿轮一级传动+ 摆线针轮减速器+ 输出小齿轮+ 单排交叉滚柱式回转支承、单 速电机+ 摆线针轮减速器+ 输出小齿轮+ 单排交叉滚柱式回转支承( 或双排球式回 转支承) 三种结构系统在使用中都反映出不能调速、起制动不平稳等问题，并且 各自还有一些不能容忍的缺陷。双速电机+ 液力偶合器+ 电磁一弹簧制动器+ 行星 传动减速器+ 输出小齿轮+ 单排球式回转支承是目前唯一的成套供货的完整系 统，它具有回转较平稳、高低两速的特点，但其调速范围还是很有限的，效率也 不算高。绕线式异步电动机电阻逐级切除法的速度控制方式在启、制动过程中惯 性力冲击较大，运行不够平稳，正常回转速度也单一，很难进行调整交换，传动 效率也较低。 八十年代以来，国外塔机生产厂家已逐步将成熟的交流变频调速技术应用于 各自的产品中，其中回转系统已基本全部采用交流变频调速技术，形成了新一代 的塔机产品。在交流变频调速方案中，一种比较常用的方案是调节定子电压频率 调速，由n = 6 0 f t ( 1 s ) p 可知，调f l 可馒n 变化，而s 很小，因而效率很高。另一 种为转子上接变频器调速，它通过调节转差来调速。由n 0 f 1 ( 1 - s ) p 可知，当s 变化时，n 变化，尽管s 有时很大，但是转差功率可以通过变频装置回馈给电网， 因而也是一种高效的调速方案。另外一种方案是本文要研究的方案。它是利用一 种由两台电机串级调速经过演变过来的无刷电机调速，转子采用特殊的笼型结 构，定子两套不同极数的绕组或一套变极绕组。一套接工频电源、另一套接变 频电源，可由式n = 6 0 ( - f j ( p ，+ p 。) 表示其速度，调节f o 可以调速，整个转差功率 可以通过变频器反馈电网，因而也是一种高效调速方案。上述三种变频方案，除 了有高效的共同特点外，还有回转速度多样化、无级调速、超同步速和速度准确、 定位可靠、回转平稳等共同点。另外，都可以调节有功和无功，可以进行恒转矩 或其他形式的调速选择。可很好地进行过流、过压、过热等非常情况的自检处理 功能。在塔机上应用还可以降低或除去某些辅助功能效果都很好。但三种方案 各有其优缺点。定子变频调速调速范围最广、起制动速度低，加减速时间可以选 择，但是，该方案变频器功率为电机的功率，因而变频器成本很贵，且对电网干 扰很大。转子串变频器调速和无刷双馈调速差不多调速范围通常在2 ：l 左右， 因而变频器功率通常只有电机的1 4 左右。因而大大降低了系统成本，且对电网 干扰小得多。由于双馈电机无刷可靠、鲁棒性高、相比普通异步电机在电磁关系、 转矩等方面有一系列优点，因而优于一般异步电机的调速，结合塔吊回转机构调 速范围要求不高的实际，无刷双馈电机调速系统必将为塔机回转机构的首选调速 系统，且无刷双馈电机在国外己逐渐开始应用，而国内对其研究还仅限于理论上 和实验室内，而变频器的研究已较成熟。因而研究双馈电机就成为本文研究的重 点。 1 2 本文的工作 本文针对无刷双馈电机( b r u s h l e s sd o u b l y f e dm a c h i n e 即b d f 蚴进行了深入的 研究从其发展历史出发，分析了其原理、性能及设计特点，推导了其两轴模型、 参数计算方法及控制策略，比较了b d f m 与其他电机调速系统在塔吊回转机构中 的应用情况，并对b d f m 的速度、转矩等特性进行了仿真分析得出了一些有价 值的结论，达到了预期目的。 第二章中本文从电磁关系的基本概念入手，采用槽电势图、数学计算及导 体电流分布图等思想推导了b d f m 的原理，仿真结果与预期一致。得出了b d f m 的等值电路及其矢量图，并经过大量的数学推导，得出了b d f m 的速度特性、功 2 率及转矩传递关系，并对转矩特性进行了有益的分析。 第三章中，本文联系实际对b d f m 进行了设计研究。通过对样机的设计，多 方面分析了极数选择方法，比较了b d f m 与普通异步电机调速系统。设计出了三 种适合b d f m 运行要求的双定子绕组和单定子绕组，并联系设计体会，比较了三 种定子绕组的优缺点。从提高转子绕组功能的角度比较了几种改进的转子，得出 了一些有益结论。 第四章中，本文推导了b d f m 的动态模型，给出了定子绕组自感及定转子互 感的计算方法，并通过矩阵变换得出了适合不同极数比的b d f m 两轴模型，同时 推出了两轴模型下的参数计算公式，达到了简化的目的。 在第五章中，综述了几种对b d f m 的控制方法，并提出了一种直接转矩控制 思想。控制频率为5 0 p c p d - i z 的仿真表明p 以极对数b d f m 有类似于2 p p 极感应 电机的转矩一转速特性。 一 第二章b d f m 的原理 2 1b d f m 的发展历史、现状及应用前景 2 1 1b d f m 的发展历史 无刷双馈电机( b d f m ) 是一种结构简单、坚固可靠、异同步通用的电机， 可在无刷情况下实现双馈。它具有功率因数可调、高效率的特点，可应用于调速 系统和变速恒频发电系统中。 无刷双馈电机是由串极感应电机发展而来。串级感应电机是将两台绕线式异 步电机同轴串级连接而获得的一种运行方式。这种方法首先在1 8 9 3 年由美国的 s t e i n m e i z 和德国的g o r g e s 所发现。由于采用这种方法可阻获得低速运行，所以 曾引起人们广泛的注意。为了降低成本和提高运行性能，曾经有几次发展单一机 组串级电机的尝试，其中贡献最大的是h u n t t ”h u n t 电机具有一套转子绕组和一 套具有不同极数的定子绕组，并且具有一个共同的磁路。它可以在电阻控制的方 式下获得高启动转矩和速度控制，实现了无刷化。后来g r e e d y 对这种电机进行 了进一步的改进，为之设计了精巧的定转子绕组f 2 l 。但是由于定转子绕组极数配 合及绕组设计上的种种限制，该电机未能进入实用。 直到7 0 年代，b r o a d w a y 等对h u n t 电机进行了较大改进简化了转子绕组， 并使定转子绕组极数配合的范围进一步扩大1 3 1 ，将自串极无刷异步电机理论向前推 进了一大步。后来b r o a d w a y 又将相调制理论应用到极变换绕组中，从而使定子 绕组对称化简化了定予绕组，使之可以通过对普通双层绕组经过适当的连接来 得到，这为b d f m 电机进入实用铺平了道路。 8 0 年代末9 0 年代初，无刷双馈电机动态数学模型和两轴数学模型的建立【4 ”， 为b d f m 的动态仿真和控制性能上的优化提供了坚实的基础。各种控制方法被应 用于b d f m ，如标量控制、磁场定向控制、直接转矩控制、模型参数自适应控制 等等。而电力电子器件和微处理器的发展，如i g b t 、8 x c l 9 6 、d s p 等又进一 步促进了b d f m 的发展。 2 1 2b d f m 的国内外研究现状 目前，国外对b d f m 的研究已从对电机结构的改进阶段，发展到通过建立比 4 较准确实用的数学模型，找到适于b d f m 的控制方法，从而使b d f m 实用化的 阶段。美国o r e g o n 州立大学在建模及控制策略方面做了较多的研究，先后提出 了网路模型、d - q 轴数学模型、同步数学模型及基于这三种模型的许多控制方法。 近来，b d f m 应用方面的研究也比较热门，如风力发电、中高压调速系统等。 但是，应当看到这些研究都是建立在线性化电机模型的基础上，尚未建立电机 完整的、精确的“场路结合”的数学模型，对电机饱和及谐波也没有进行深入研 究。 近几年来，国内对同步电机无刷励磁、绕线式异步电机双馈调速都有不同程 度的研究，然而对b d f m 的研究却及少见。国内文献只是对这种电机的原理及性 能做过简单介绍，但没有对其进行深入探讨。目前国内同步电机采用的无刷励磁 是将控制励磁的元件固定在转子上一同旋转，不是从电机运行原理上解决无刷问 题；绕线式异步电机的双馈调速与b d f m 的类似特性：可异同运行、功率因数 可调、变频器容量小，但是它是有刷电机，在结构上存在固有的缺陷。因此，非 常有必要对b d f m 研究。 2 1 3b d f m 的应用前景 b d f m 是一种结构相对简单，加工比较方便，坚固可靠的电机。它具有异同 步通用的特点，可以在没有电刷的情况下实现双反馈，从而具有转速稳定( 同步 速) 、功率因数可调、效率高等优点。 如果变频器用于b d f m 极数较少的定子绕组，那么，不仅可以实现转速的平 滑调节更重要的的是大大降低了变频器的容量，极大地克服了传统变频调速系 统中由于变频器的容量、谐波污染、可靠性以及控制复杂等带来的问题。对于那 些中高压的场合，传统调速系统必须采用耐高压的g t o 或g t r ，开关频率不能过 高，因此性能不够理想。如果用b d f m ，那么就可以使i o b t 开关频率大大提高， 系统性能得到优化。而且，在变频器出现故障的情况下，b d f m 可以作为普通异 步电机运行，这对于那些绝对不允许停机的场合十分重要。由此看来，b d f m 将 在一定程度上取代传统电机。 由( 2 - 1 4 ) 式可见，功率绕组频率c 、控制绕组频率以及转子旋转频率f m 之间存在着互相依赖的关系。在发电情况下，如果将转差频率的电流或电压加到 控制绕组中，就可以实现功率的恒频输出。这对于转子速度经常变化的系统，如 风力发电t 9 1 、水力发电等，十分有效。无刷的简单结构和无需机械转速调节( 恒 频) 装置的特点，使b d f m 更能满足无( 少) 维护的野外环境的需要。 b d f m 作为一种新型电机，由于它可以在无刷的情况下实现双馈，速度及功 率因数均可调节，既可同步运行又可异步运行，且变流装置只需处理滑差功率， 装置容量比电机容量小得多，减小了电网的污染，因此它必将在不久的将来，在 如塔机回转机构中大容量调速系统和变速恒频发电系统中获得广泛的应用，取得 较大的经济和社会效益。 2 2b d f m 定转子绕组的工作原理 研究无刷双馈电机的工作原理，需先对该种电机的定转子结构作简要的介 绍。该电机的定转子铁心无异于常规的感应电机，但其定转子绕组却有较大的区 别。前已述及，该种电机是由同轴串级联接的两台感应电机演变而来，避免了其 结构复杂，成本高的缺点。在研究低速电动机和高频发电机时，建议将两台电机 合并在一个机座中( t l ，在定子上具有不同极数的两台独立绕组或采用单绕组型式， 引出两组接线端口，它们的极数为2 p p 和2 p c 作为工频电源和变频电源的入端， 当两个端口同时供电对，一套定子绕组或两套互相绝缘的绕组应产生两个独立的 p p 或p c 对极的旋转磁场。为使两个电源互相不干扰，p p 对极旋转磁场在定子绕组 中产生的感应电势，应在p c 对极绕组的3 个出线端( 即控制端) 间无电势差，当 控制端口通电时，不会引起工频电源的附加电流。同理要求p ，对极绕组的出线 端间无电势差，不引起变频电源的附加电流，按此原则考虑绕组的排列和选择6 个出线端可达到两个电源彼此独立、无电功率的直接传递和准确控制转速和功 率的目的。两套绕组之间的耦合关系完全是通过转子极数转换器作用来实现的。 图2 1 中定子绕组的等效关系比较容易理解，但转子绕组的等效关系却不那么直 观。两套定子绕组的极数不同那么转子的极数转换器作用是怎么实现的呢? 下 面就几种出发阐述该种电机的工作原理。 以双馈电机为例。在早期工作中，h u n t 设计的单转子绕组是基于两套合适 极数的绕组放在相同的槽中，观测各槽的电流方向，在那些电流大小相等方向相 6 同的槽中，导体可以不要。考虑有用的磁效应和电流的平衡抵消下，单转子获得 后期的逐渐发展，使电机功能逐渐提高，其中己生产出几百马力的功能很好的电 机，但由于转子绕组是双层、相互需要绝缘的棒绕组，并为不规则的导体群，且 每个线圈匝数不等以及导体的不均衡交叉连接，一种更简单、可靠性，鲁棒性更 好的新转子绕组就由b r o a d w a y 发展，如图2 - i 的鼠笼型转子 2 2 1 转子极数转换作用的槽电势分析及推导 a 墨巨 、，。 琶龟争 铴若 d 丘4 。 ：警忒妙 豫3 3 2 4 。籍 j 导体号 图2 ib d f n i 的定转子绕组 图2 2b d f m 转子的槽电势图 如果在图2 - 1 中将a b c 与三相工频电源相联，而a b c 接变频电源，此时两 套定子绕组产生两种不同极数的旋转磁场。其中p p = 3 、p c = 1 r 转子槽数为4 8 的 槽电势矢量图如图2 - 2 ，图中外环上的数字表示p ，l 的转子槽磁势矢量的编号。 内环上的数字表示p p _ 3 的转子槽矢量的编号，相邻矢量间相差2 2 5 电角度内 外环编号相反是考虑到不同极数的两个定子磁场相对于转子按相反的方向旋转。 当转子选用笼型绕组时，设其线圈组数为z 2 ，由定子p p 对极旋转磁场产生的转子 最低磁势谐波次数可用下式表示 v = z 2 p p ( 2 1 ) 根据定子双馈电机的运行原理，令v = pc ，并在上式右边取负号，即可得定子 p p 对极磁场在转子线圈中所感应的p c 对极磁场是相对于转子反向旋转的因此， 7 笼型绕组线圈组数为 z2=pp+pc(2-2) 同理可得当转子线圈数为毛时定子p 。对极旋转磁场在转子线圈中感应 的最低谐波次数为p ，其转向与定子p ，对极磁场转向相同，它们相互作用构成双 馈电机的功率单元。而转子的p 。对极磁场与定子的p c 对极磁场相互作用构成控 制单元。 前述推导说明在满足双馈电机的运行条件下，转子可采用笼型绕组，但其 线圈组数( 即极数) 应等于定子极对数之和( p p + p c ) 。在本例中。z ：= ( p p c ) = 4 。 一般较少的转子线圈组数将使转子有较高的漏抗折算值及较大的不希望的谐波 幅值，使电机性能变坏。为了提高转子6 极和2 极磁势基波的幅值，降低不希望 的谐波幅值，且保持笼型绕组结构简单、运行可靠等优点，根据槽型图，将剩余 槽中的磁势矢量组成对称的( p ，+ p c ) 相系统，形成笼型多回路转子绕组，具体方 法如图2 2 。用圆圈起来的槽电势l ，1 3 2 5 ，3 7 是同相位的，但它们对应于不 同定子极数磁场及不同转向，对定子6 极磁场，它们分别与1 7 、3 3 ，4 5 、2 9 ，9 、 4 1 和5 、2 l 槽中的矢量同相位，因此在槽l 、1 3 、2 5 、3 7 中安放4 根导条，它们 对定子的两个极数皆形成对称4 相系统，用端环将其短路形成笼型绕组。对槽星 型图上的剩余的矢量，通过适当的组合亦可形成另一对称4 相系统。具体方法是 对2 极槽型图，将槽2 、1 2 ，3 、1 1 ，4 、1 0 ，5 、9 ，6 、8 中导条组成5 个单层短 路线圈，这5 个线圈包含了6 极槽型图在这区间的相应矢量，它们都处于同一方 向上。合成矢量的位置相对于6 极是+ v ，相对于2 极是y ，这与两个磁场相当 于转子按相反方向旋转的关系是一致的。用类似的方法联结，将槽1 3 至2 5 ，2 5 至3 7 ，3 7 至1 间的槽矢量组成相应组( 每相仍由5 个单层短路线圈组成) ，它们 与槽1 至1 3 问矢量组成的一相一起形成对称组系统。用三角形标明的槽号7 、1 9 、 3 l 、4 3 中6 极矢量与相应槽号2 极矢量是反相位的，且6 极矢量7 、3 1 和1 9 、4 3 与2 极矢量7 、3 1 和1 9 、4 3 都是反相位的，如将它们组成两个短路线圈仅能 形成对称两相系统，它与电机速度推导对转子相数的要求不符。如果在这4 槽中 安放笼型导条，其磁势是相互抵消的，所以这些槽可以不安放导体。转子绕组的回 8 路组数是等于线圈组数的，每回路组的回路数决定于转子的槽数。因此，笼型多 回路单绕组由( p p + p c ) 个单元组成，每个单元由一根笼型导条和一组单层线圈组 成。 下面就数学公式对上面分析作一个推导。理想情况下设转子感应电势的幅值 相同，但转动方向相反，假定两电势的初始角相差为妒角度，则对p ，极设感应电 势为a s i n ( - 3 x ) ，对p c 对极感应电势为a s i n ( x + 甲) ，a 为幅值，因而在转子上每隔 3 6 0 0 ( p ，+ p 。) = 9 0 0 机械角度，转子结构重复一次，且有p p 与p c 次合成电势为零， 因而有x 满足 a s i n ( x + p ) + a s i n ( - 3 x ) = 0( 2 - 3 ) a s i n ( x + 中+ 芸) + a s i n ( 一3 ( 工+ ) ) = 0 ( 2 - 4 ) a s i n ( x + ( p + 丌) + a s i n ( - 3 ( x + 丁c ) ) = 0( 2 - 5 ) a s i n ( x + ( p + 荨) + as i n ( 一3 ( x + 荨) ) = 0 ( 2 - 6 ) 二 二 式( 2 3 ) 、( 2 击) 中x e t o , j ) 牛 o ，娑) 因为x 每过昙转子变化一个周期，且( p 每过莩时p ，对极变化一个周期。且 ( 2 3 ) 、( 2 5 ) 式一杓氧2 4 ) 、( 2 - 6 ) 也一样，因而，只有两个独立方程 sin(x+中)=一sm3x(2-7) c o s ( x + 币) = 一e o s 3 x( 2 - 8 ) 可得s i n ( 4 x + 币) = 0( 2 - 9 ) 在满足x 与妒的约束条件下可得 4 平一吲o ，尹2 n e ( 景，予( 2 - l o ) 另外x 2 = 而+ - “4 ，如= z l + ，j 4 = 而+ 要 ( 2 - 1 1 ) 2 2 2 基本转子框架的概念分析 基本转子框架，可以从概念上加以分析。下面为一个例子。一个由2 4 个相 同分布的导体组成的转子必须产生一个2 p c = 2 极和2 p p - 6 极磁场波。产生这两个 磁场的两个电流分量在导体中的分布如图2 3 a 和2 3 b 。这两个部分电流合成为图 2 3 c 的电流形式。要达到这种结果，必定要连接那些电流大小相等方面相反的电 流的导体，例如第2 号导体可以连接1 2 号或1 4 号导体，两导体的这种连接后的 逻辑图如图2 _ 4 ，当然图2 - 4 a 的这种逐次连接形式端部有太多交叉重叠，相互之 间必须绝缘，且导体跨距也比图2 - 4 b 集中式绕组的大一个简单的装配或铸铝转 子不能采用2 4 a 这种框架，因而在后面就不考虑这种框架了。而集中式或嵌套槽 式结构没有重叠，因而可以适合于更简单更全面的制造技术。 _，b h柏舢 导体号 ( b ) 图2 3 转子导条电流分布 ( a ) 2 极电流分布 ( b ) 6 极电流分布 ( c ) 合成电流分布 一 导体号 ( 酣 导体号 f b 图2 _ 4 可能的转子线圈连接 ( a ) 遂次绕组 ( ”嵌套槽式绕组 第一相 第= 耜 ( a ) 伪造转子( 略去的线圈)( b ) 最小化转子( c ) 可铸转子 图2 5 可制造基本转子 i o 为了产生相对转子旋转的磁场，而不是脉动磁场，需要另外一相绕组，物理结构 上为第一相的移置，如图2 5 a 所示。如果这种系统被建造成一个单层构架，必定 会存在一些槽空间上的冲突。然而跨距空间为1 2 0 0 的线圈并不能产生有用的6 极 磁场，因而可以略去( 虚线所示) 。对于一个铸造过程必须使线圈与线圈之间没有 重叠，因而引起这种2 4 槽的系统框架如图2 5 b ，这就形成了内部有两个线圈 的笼型系统，如图2 5 c 所示并使一个端部全部连在一个公共端环上，这并不影 响各个线圈电流的独立性。在实际设计生产中，除了少数要减小漏抗的电机外， 大部分电机转子都不止有2 4 槽。 2 3b d f m 的运行原理 2 3 1b d f m 的异步运行 为了清浙准确地了解这种电机的工作原理，要从它的原型电机来阐述。此原 型电机实际上是由两台感应电机的串级连接而成。第一台电机的次级绕组( 转子 绕组) 被连接到第二台电机的初级绕组( 转子绕组) 上，而第二台电机的次级绕 组( 定子绕组) 被短接或在外部通过电阻短接，并且两台电机同轴连接。这一机 组的同步速度为n = 6 0 f ( p ，+ p 2 ) m ：即功绕组( 第一台电机定子绕组) 端接电网，控制 绕组( 第二台电机定子绕组) 端直流激励时。式中正号代表两台电机转子正序连接， 负号代表负序连接。当取负号时，两台电机将产生相反的力矩，因此启动转矩可 能很小或为负值，并且转子损耗较高；取正号时，机组将低速运行，没有上述缺 点，机组有较高的运行效率1 3 。但由于是两台电机，因而其结构复杂，成本高， 占地面积大。 b d f m 与两台电机构成的机组在原理上相似，只是分开的定转子绕组被单一 定转子绕组所代替，它起到极数转换器的作用。两套不同极数的定子绕组相互 之间没有直接耦合也可以设计为一套绕组，六个引出端形成没有耦合的两个极 数的绕组，共用一个磁路，如图2 6 a 所示为其异步运行情况。 研究双馈电机的运行，首先作如下假定： a 磁路是线性的； b 铁耗、机械耗、附加耗和谐波应不计； c 从电网和变频器输入给电机的电源都是平衡正弦的： 蒌复 图2 6 ab d f m 异步运行示意图图2 - 6 bb d f m 同步运行示意图 b d f m 异步运行时，一套端点连到工频电源上，另一套端点通过滑动变阻器 短接，调节电阻的大小就可以在一定的范围内调节电机的速度。当然另一套也可 连到整流器上。从而实现滑差功率的回收。b d f m 与传统绕线式双馈电机相比， 去掉了电刷及滑环，可维护性太大增加，适用范围进一步扩大。 2 3 2b d f m 的同步运行 同步运行方式是b d f m 特有的一种运行方式。在这种运行方式下，定子绕组 的一套端点连接到工频电源上，而另一套端点通过变频器连接到电源上，如图2 6 b 所示。 不同极数、不同频率，可能不同相序的两个定子磁场以及它们通过转子相互 交链的转子磁场使得无刷双馈电机( b d f m ) 的分析比普通异步机、同步机更复 杂。图2 7 给出b d f m 在双馈模式下备旋转磁场之间的关系，并且各方向已定。 由图2 7 可见，功率绕组( p p 对极) 和控制绕组( p c 对极) 在转子中感应的电流 的频率分别为： e p _ - p p f m ( 2 1 2 ) 名气+ p 矗( 2 1 3 ) 式中下标p 、c 分别代表功率绕组和控制绕组，下同。 在串级调速中，由于两台电机转子相连，机械上同轴，因此转子中感应的电 流频率相同，即f 毛= 名。但由于电流总是从一台电机的转子进入另一台电机的转 子，所以方向规定相反。则c a ( 2 1 2 ) 、( 2 - 1 3 ) 式得转子可能的同步速度为： ；# b 爿 y | f ：丝 一p 。+ p 。 t t 棚 8 j 0 9 0 0 7 5 0 7 0 0 6 5 0 s o 时，w 。为负，鼍 为正，w 。可为正、零或负，直到s 大于 某值时，w 。变为负，能量回馈给电网。 当s o ，l + t p 0 ( b ) s o 时l 。，o ，如果+ k o ，0 , o 在第四象限，如果o + 珞 0 ， 0 。在第一象限。当s 0 时，l ，硼 0 ，o + k o 的功角范围为e 。 e 。 要：s o 的功角范围为0 。 e 。 o 是同步转矩的静稳定区。 2 5 小结 本章从多个方面讨论了b d f m 的原理。b d f m 经历了漫长的发展历史，直到 转子结构的改进才逐渐发展到当今的水平。本章讲述了b d f m 的异同步运行情 况，从其转子结构入手，以槽电势图、槽电势推导及转予电流等角度论述了转子 的极数转换作用。从电机的基本原理出发推导了b d f m 的等值电路功率及转矩特 性仿真结果与基本的转速及转矩特性相符。 第三章b d f m 的设计 3 1b d f m 的极数选择 对b d f m 进行设计首先应根据工况进行好极数选择然后进行绕组设计和 完成一系列的普通异步机设计步骤。本章就以样机设计为例，主要讨论了b d f m 的极数选择及绕组设计方法。 无刷双馈电机通过一个双向逆变器来控制电压和频率，可以在较宽的范围精 确地进行速度控制，它在可调速驱动( a s d ) 和变速发电领域( v s g ) 与单馈普通 异步机及双馈调速装置相比有明显的变频器容量小的优势。这是因为它仅要对控 制绕组进行控制就可以进行速度调节。对于一个2 ：1 比值的调速范围，在一些典 型的工业应用中，变频器的额定值可以减小到只有电机的2 5 低，因而变频器的 价格可以显著地减小”l 。相应的变频器的体积也小得多，这就对那些空间有限需 严格限制的中高功率驱动或主要场合显得非常重要。另外经过变频器出入电机的 功率也很小，谐波功率成分当然也小得多，因而，对电网的污染就小得多，这样 电力质量标准就很容易被达到，并且对解决因谐波对电网的污染带来的一系列控 制上的问题就简单多了。而极数的合理选择，对于变频器的额定值和调速范围至 关重要，因而根据实际工况选择极对数就成为设计首先需解决的问题。 3 1 1 应用项目 以一个4 k w 的目标样机为例来说明怎样进行极数选择表3 1 为其设计目标。 表3 1 参数值 调速范围5 0 0 - - 7 5 0 辕i 赍 转矩范围3 0 - - 5 0 牛米 功率因数0 7 4 ( 额定值下) 效率8 4 ( 额定值下) 它可以与一个8 极感应电机变频调速驱动系统相比较，如果不选双馈电机， 感应电机就为理想的代替品，而不是选用绕线转子感应电动机串电阻调速。因而， 如果b d f m 驱动的设计目标能达到，这个驱动系统就可以在低成本情况下比其它 系统有更大的灵活性，研究的主题就是在下面标准下怎样选择最有效的b d f m 来 达到上述目标。 ( 1 ) 整个系统的价格以变频器和电机的价格计算。 ( 2 ) 系统的能力能满足表3 1 的标准，特别是转矩特性能基本满足给定的要 求。 速度可以作为比较的基准，对普通异步机变频调速系统有 ，= 6 。鲁( j 呐 ( 3 _ 1 ) ( 3 - 1 ) 式中s 为满足负载转矩的滑差，f o 为变频器的频率，p 为感应电机极对 数。则此时变频器的额定值为 足。= 二型一( 3 2 ) ( 3 2 ) 式中p 。为系统运行所要求的轴上最大功率，t 1 为效率，c o s l q o 为在此条 件下的功率因数。以电机的速度及功率为基础，则准确的b d f m 逆变频率范围就 可以知道，这就为变频器额定值的选择提供了重要依据。b d f m 同步运行时，变 频器的频率范围可以由式( 2 - 1 4 ) 得到。变频器的额定值可由( 3 - 3 ) 式估计 = 晶贵 ( 3 - 3 ) ( 3 - 3 ) 式中s 。为变频器的视在额定功率，s 。为电机的视在额定功率，f o 。为变 频器的频率峰值，为电网频率( 5 0 h z ) ，g g o - 2 ) 式可知普通异步机变频器的容量 主要由电机上限功率决定而b d f m 调速系统中交频器的容量还与极对数有明显 的关系。这一切在表3 2 中已全部概括了。其中负频率符号表示控制绕组的电压 相序与功率绕组的电压相序相反。 表3 2估计的变频器频率范围 3 t l 极对数4 1 极对数4 2 极对数4 极对数单速 电机 b d f mb d f mb d f m感应电机 变频器频率范围1 6 7 c 08 3 f o 1 2 5 o f o 2 53 3 3 f o 5 0 变频器额定值 1 61 _ 32 16 4 ( k v a ) 3 1 2b d f m 的功能预测 如果系统运行不需要很高的动态控制，则用稳态模式去检测b d f m 的运行功 能就足够了，由等值电路方程式( 2 - 3 1 ) 及( 2 3 2 ) w 知功率绕组和控制绕组经过转子 和反过来的交叉耦合过程，很显然主要与定子功绕组及控制绕组和转子线圈的互 感之积成正比，即在设计有效的b d f m 转子时一个关键的系数为 k m = m p r 毛月 ( 3 - 4 ) 在电机中，各个转子线圈与定子之间的互感等式中，转子线圈跨距系数与定 子极对数又有密切联系，因此 k s m 昂爿s 加 只挚 p s ， 则表3 2 中的三个可选框架的跨距系数功能如图3 - 1 所示，这里转子线圈跨 距角o i 被看作是最大可能值o 。的一个分数( o 。一就是最外的线圈的跨距) e ，：学皂 ( 3 6 ) 廿r 一2 f 万 u 0 彝 夏 靶 暑 o r 日r 。 图3 1 不同跨距角转子线圈的跨距系数 从图3 1 可知，4 2 极对数框架相比另外两种选择，其功率绕组和控制绕产生 的相互耦合更好些，4 1 极对数框架最差。因而以整个系统的设计角度来考虑， 可以选择4 2 极对数和3 ，1 极对数进行设计情况比较。然而有一点需注意的是， b d f m 的稳态运行转矩是以转子电流为基础的，因而b d f m 在n ：6 0 f p p 速度就 不会产生有用的转矩，也就是说对3 i 极对数电机在1 0 0 0 r r a i n 以及对4 1 和4 2 2 7 极对数电机在7 5 0 r m i n 是不会产生有用的转矩。因而，上述三种设计中，仅有3 1 极对数电机可稳定运行在最高速度7 5 0 r m i n 。另外，为安全可靠起见，电机的实 际运行功能还需看当电机达到需求的负载转矩时其稳态运行的同步转速到底怎样 接近要求的速度7 5 0 r m i n 。可以预测为获相同的速度范围，4 2 极对数电机施加 正序电压于控制端，3 l 极对数电机施加负序电压于控制端。因此，它们所要求 的控制电压最大值就在速度范围里的相反端。随着频率的增加，电机阻抗也增加， 因而在两种电机中，最大的控制电压与控制绕组的频率相符，但电压最大不能大 于额定值，且在低频时由于漏抗所含比重较大，因而需有一定的电压补偿。 另外，对于4 1 2 极对数比电机功率绕组电流在低速时会有最小值，这一部分 原因是它作为高极数电机固有的较高转矩特性，并且它转子上的耦合跨距系数较 好。然而由于4 2 极对数比的电机在7 5 0 r m i n 时为零转矩。因而该电机定子电流 在高速端时明显上升，而3 ，1 极对数电机由于功率因数的原因，电流变化成v 形。 相比已有绕线转子感应电机的电流情况可以看出b d f m 的明显优越性1 8 】。 在适当的控制绕组激磁情况下，b d f m 的功率绕组的功率因数可以维持为1 。 类似于一台普通的同步电机。在某些工况，由于激磁的控制电压不足引起功率因 数下降。如果功率因数不要求为1 ，则可能由于已有的功率因数协调装备，使交 频器的额定值减小。相比对已有感应电机的功率因数，b d f m 系统有较好的功率 因数潜力【“。 负载损耗：与极对数有关的负载损耗有转子铁心和转子绕组损耗。在自然同 步速度，转子电流的频率和磁通变换率是p c ( p p + p c ) 倍工频电源的频率，p 。与p p 比越大，则转子电流频率和磁通变换率就越大，转子损耗对整个负载损耗比率就 越高，这就是b d f m 的一个特性，它要求p p ，p c 越大越好 空载激磁：在假定所有绕线等效情况下，b d f m 的整个激磁电流相比普通的 n 2n ： 异步机有比例二 竺鲁，因而p c p ，越大，比值就越小。但p 。不能等于p p ，所 ( 耳+ 0 ) 以最小值不会为0 5 。实际中，对于一个3 2 极的小感应机用b d f m 可使激磁电流 减小3 0 口1 。 附加电抗：经过大量的推导得出，非笼转子无刷双馈电机在等效普通异步机 电路上。当p c 与p p 越近时，附加次级电抗就会越小f l q 。 单边磁拉力：我们知道，当电机极对数相差l 的磁场同时存在时，就会产生 不能忍受的不平衡磁拉力，也产生振动和噪声。因而b d f m 的p ，与p c 应最少相 差2 。谐波次数相差一个极对数也是同样的效果，这也可以作为设计定转子绕组 的一个重要参考。 3 1 3 小结 b d f m 的有效速度范围可以由控制绕组的峰值频率有效地检验出来。变频器 的额定值也可以根据电机额定值和控制绕组峰值频率估算。如式( 3 3 ) 。最大的 转子电路耦合系数也可以根据式( 3 _ 4 ) 估计。对于一个好的设计，我们应尽力减 小所要求的控制绕组的峰值频率，同时使转子的耦合系数最大。如果整个调速区 里并不要求功率因数为1 运行，则变频器的额定值还可以进一步减小。利用额定 值减小了的变频器和相似的压频控制策略的b d f m 与可调速感应电机驱动系统 相比在维挣接近l 的功率因数上显示出优越性。 从电机的负载损耗考虑，要求b d f m 的p p 与p 。的比值大点，但为使激磁电 流小些和附加电抗小些，p p 与p 。应接近才好，因而单从某方面考虑，选择理想的 极对数是不可能的，应全面权衡广加以选择，但是b d f m 的功率绕组和控制绕组 的极对数应至少相差2 ，以保证不必要的不平衡磁拉力、振动及噪声。从上面的 分析，对于我们所讨论的例子，选择p p = 3 、p 产1 的极对数比较理想，但是就调 速能力，变频器的额定值，功率因数等方面而言。4 2 极对数及3 1 极对数电机都 是较好的选择。尽管4 2 极对数电机在7 5 0 转，分时产生零转矩，但是，如果一个 7 1 0 转分的低速应用就能满足要求，则4 2 极对数电机相比3 1 极对数电机在调 速范围内能维持功率因数基本为1 ，显示出了优越性。 3 2b d f m 的定子绕组设计 不管是采用一套定子绕组或者两套定子绕组，必须保证两套电源互不干扰。 p ，对极旋转磁场在定子绕组中产生的感应电势，应在r 对极绕组的3 个出线端口 无电势差，当控制端口通电时，不会引起工频电源的附加电流。反之p 。对p ，对 极情况亦然。按此原则考虑绕组的排列和选择6 个出线端，可达到两个电源的彼 此独立、无电功率的直接传递和准确控制电机转速的目的。 依据前节的讨论，对极对数进行选择后，就可以进行定子绕组的设计了。选 p p _ - 3 ，p 。= 1 ，本文采用三种方法对定子绕组进行了设计。 3 2 1 两套定子绕组的设计 一定子为5 4 槽的框架槽形为半闭口槽，功率绕组和控制绕组都采用双层， 则每槽里面有4 层。将控制绕组放入槽里面的两层，然后将功率绕组放入槽上面 两层，图3 - 6 就描述了双绕组的空间分配形式： a 。bc a8c 糯 主黼 ( a ) 2 级绕组接线图( b ) 6 极绕组接线图 图3 2b d f m 双定子绕组接线图 上面a 、b 两图分别为2 极和6 极绕组的分配情况，它们都是采用条并联 支路数( 当然也可以设计成三条并联支路) 。从图可以看出a 、b 、c 端加电压时对 a 、b 、c 三端效果是一样的。反之亦然。从理论上不存在不对称和附加电位差， 很容易就能达到设计的要求。 3 2 2 单一定子绕组的设计 还是以上面说的5 4 槽为例，定子绕组采用y 接法比较易设计，且有利于清 除或削弱磁势的空间谐波。将定子绕组分成9 个线圈组，每个线圈组( 两个小组) 由6 个线圈组成，对于p p - 3 而言每极每相有3 个线圈，对于p c i l 而言，每极 每相有9 个线圈。从图3 3 中可以看出，a b e 为p 产3 的3 相并联绕组的中性点， a b c 则为p 产1 的3 相3 并联绕组的中性点。6 个引出端刚好由电作和变频器供 电( 图4 1 所示) 。每两套线圈组之间相差4 0 0 的偏移。将5 4 个线圈每3 个分为一 3 0 小组，分成1 8 小组。如果设计线圈为6 0 0 相带则6 极线圈小组分配如表3 3 示 表3 36 极线圈小组分配 a1 cibi ai cf b i ai 二堡l 旦i ：垒i l ：曼l 垒j ：【曼l ：垒l l 曼 ! l ；i ! l ! i ! i ! i ! i ! i ! i ! ! i ! ! i ! ! i ! ! l ! ! i ! ! i ! ! _ l j 业 由于每相邻两小组中导线连接方向相反，因而不能以i 、2 、3 的形式每3 小 组等分成2 极线组形式，否则会引起每一极里面磁场的相互抵消- 因而必须每间 隔- - , i , 组才能相互组成一相。具体线圈小组如表3 - 4 示 i a b- a c- acb cba- baca - cb_ cb f z23 45678 91 0l i1 21 3 1 41 51 61 7 1 8 展管相与相，司存存一定的交叉，但是总体看来与6 极线圈组成还是样的，都 是每相由三条支路并联，只是6 极中三并联支路相互刚好相差3 6 0 0 电角度，可以形成 6 极，2 极中三并联支路相互只差4 0 度电角度，起组成一相，它的接线如图3 - 3 a b c& b c 一飘糕 b c b c ( a ) 5 4 槽b d f m 6 0 度相带定子绕组线圈( b ) 5 4 槽b d f m l 2 0 相带定子绕组线圈 图3 - 36 1 2 极b d f m 定子绕线图 图3 - 3 a 中负号表示连着线圈的下层边。对于p 芦的a b c 三相刚好组成6 0 0 相带，但是对p c = l 的a b c 三相尽管每极下每一组的跨距之和为6 0 。但由于每一 相三并联支路中间有另外两相的各一条支路，因而整个跨距实际上为1 0 0 0 电角 度，只是相与相之间相互有4 0 度的电角度交叉。 如果采用1 2 0 0 相带，则连接比较容易，绕组连接图为3 - 3 b 从3 3 b 可以看出a b c 及a b e 六相都是形成1 2 0 0 的相带。 如果电机由直流激磁，则为了有效的利用激磁绕组，可以采用两并一串的方 法可将b c 端连在起然后在a b 两端加直流激磁，如图3 4 所示。 l a s - - 图3 - 4 直流激磁的连接方法 3 2 3 双定子绕组和单定子绕组的比较 前面已讲了对b d f m 定子上采取5 4 槽的双定子绕组和单定子绕组的几种设 计方法。但是绕组的跨距、直径、以及各绕组之间的比较关系都没有涉及到， 下面为我在设计4 k w 定子5 4 槽电机的过程中对各种定子绕组的特点分析。 双定予绕组的特点：设计两套不同极对数的绕组，每一套绕组设计成一套极 对教，相互之间没有干扰，因而很容易用一般的异步机定子绕组设计方法来实现。 且设计时极数可以任意选择，线圈的跨距也可以根据去谐波需要灵活选择，但是 这种绕组由于有4 层，绕组较多，因而制造起来较复杂，材料利用率也较低，所 需的绝缘也较多，铜的电损耗也较大，电机的效率及可靠性都较低。 采用单一定子绕组时，由图3 3 可以看出，p ，= l 的每相有3 条并联支路，由 于它们的分布是不对称的，因此其阃的互感不相等。并且3 条支路所取的磁通b 与s 的积也始终不同，因而3 条支路的电流不平衡。尽管控制端的功率一般不会 超过电机输出功率的1 4 ，但不平衡所引起的两种不同极数绕组之间的直接功率 传递产生环流，导致电机出力下降和发热加重现象还是应该引起重视。另外由于 单一定子绕组设计成两种极数，必然引起相互约束。如果采用1 2 0 0 相带绕组，则 在设计成两个不同极数上不会存在太大的困难，但是如果采用6 0 0 相带的绕组则 在极对数为3 的倍数时绕组变极才比较容易，如果设计成其它极对数则难度较 大，因而选用6 0 0 相带的单定子绕组受到一定的限制。在选择电机定子绕组的跨 距上必须同时考虑两个不同极数的情况特别要保证功率绕组有较好的短距系 数。由于单一定子绕组的控制绕组每变化1 0 电角度，则功率绕组就会变化3 0 电 角度因而按图3 3 接线线圈的跨距要达到1 8 0 0 机械角才能保证p ，和k 对极线 圈都有短距系数为1 当然可以根据消除谐波要求将线圈跨距减小一点，这样就 一定是控制绕组的短距系数大于功率绕组的短矩系数。这样，如果p ，、p c 对极线 圈的短距系数都为1 时，则p p 对极线圈就有3 t 跨距，p c 对极线圈则有t 跨距。 因而，由于两极数线圈的相互约束，使得线圈距距不能灵活选择，对消除谐波不 利a 另一方面，假定功率绕组和控制绕组电流一样大设为i ，由于线圈的电流 密度是一定的( 大约为5 a r a m 2 ) ，因而功率绕组和控制绕组中电流之和为历， 采用单一绕组时? 将绕华面积变为两套绕组时的压倍就行。这样，从绕组面积 上讲可节省材料o 一互，2 j x l 0 0 ，即3 0 少一点，但由于p p 对极线躅跨距接近3 t ， 因而线圈端部长度相对于双绕组必定增加。这样算来节省材料就会少点，大致 在2 0 左右- 同样，由于导线面积增大，绕组有所增长，定子绕组铜耗也象节省 材料一样，大约可减少2 0 左右尽管1 2 0 0 相带绕组相对于6 0 0 相带绕组在设计 上、极零灵活性上有一此优势t 但是由于1 2 0 0 相带故有的绕组系数较小的特性， 因而很少实用a 由于绕组只有二层，因而单一绕组相对两套定子绕组制造加工起 来比较容易，所需绝缘也少，铜耗少，过热也鞍低，电机的效