（微电子学与固体电子学专业论文）cmos集成音频功率放大器的研究.pdf

摘要 摘要 近年来，随着手机、m p 3 播放器、c d 播放器和掌上电脑等便携式设备普及率的提高， 市场对专川i c 芯片的需求鼙也越米越人。便携式设备作为消费类电子，必须满足人们的基 本视听要求，视频和音频专用芯片的研发成为便携式电子产品的关键之一。 设计一款优秀的音频功率放大器不但具有学术价值，更适应了市场发展的需要。目前 市场上的音频功放可以分为两种，一种是传统的c l a s sa b 模拟音频功放，另一种则是新兴 的c l a s s d 数字音频功率放大器。两种类型的功放均有各白的优点和缺点，模拟音频功放的 失真小，但效率低，而d 类功放效率高但失真大。 模拟音频功放是目前市场上的主流产品，而数字功放则代表了朱米发展的趋势。考虑 到市场目前的需求和发展的趋辫，本文设计了一款c l a s sa b 模拟音频功放，同时研究并通 过m a t l a b 对数字音频功放中的关键电路b 调制器建模。 对丁c l a s sa b 模拟音频功放，文中给出了两种实现方式，一种是单纯的共源级输山， 另一种是将共漏级互补输出与共源级互补输出相结合。文中对两种实现方式都进行了详细的 讨论与设计，并仿真优化，得到的最终结果满足设计要求。 电路设计采用上华c s m c0 6 u m 工艺，电源电压为5 v 。首先进行功率级设计，然后完成 c l a s s a b 模拟音频功放的设计，包括偏置、运放以及过温保护电路和噪卢抑制电路的设计。 所有电路的功能均能很好的实现，仿真结果显示电路的性能都基本符合要求。 采用b 调制器代替普通的p w m ( 脉宽调制) 调制器驱动c l a s sd 输出功率管，很好 的改善了d 类功放失真比较严重的情况，是朱米研究的主要方向。本文通过m a t l a b 对吕 调制器建模，设计了一款3 级4 阶2 一1 1 结构的b 调制器，将输入的模拟信号调制成高精 度的p d m ( 脉冲密度调制) 信号，满足了高精度d 类功放对功率管驱动信号的需求。 关键字：音频功放、c l a s s a b 、过温保护、噪卢抑制、c l a s sd 、a 调制器 东南人学顾i + 论史 a b s t r a c t a b s t r a c t m o r ea n dm o r ep e o p l eh a v et h e i ro w nc e l l u l a rp h o n e ，m p 3p l a y e r , c dp l a y e r ，p d aa n ds o o ni nr e c e n ty e a r s i tm a k e st h ed e m a n d st oa s i ca l w a y si n c r e a s i n g c o n s u m e re l e c t r o n i c sm u s t f u f i lp e o p l e sb a s i cn e e df o rw a t c h i n ga n dh e a r i n g s ot h ec h i p si nt h ef i e l do fv i d e oa n da u d i o b d 3 0 m ev e r yp o p u l a r i ti sn o to n l yh a v et h es i n c ev a l u et od e s i g nae x c e l l e n ta u d i op o w e ra m p l i f i e r , b u ta l s o a c c o m m o d a t et h em a r k e t t h e r ea 托t w ok i n d so fa u d i op o w e ra m p l i f i e r , a n a l o ga n dd i g i t a l a n a l o gc o n t a i n sc l a s sa ba n dc l a s sa w i t hl o we f f i c i e n c ya n dh i g hf i d e l i t y , d i g i t a lm e a n sc l a s sd w i t hh i g he f f i c i e n c ya n dl o wf i d e l i t y a n a l o ga u d i op o w e ra m p l i f i e ri st h e m a i np r o d u c ti nm a r k e t b u td i g i t a la u d i op o w e r a m p l i f i e ri st h ef u t u r et r e n d c o n s i d e r a t i o na b o u t t h i sid e s i g na nc l a s sa ba u d i op o w e ra m p l i f i e r a n dm a k ear e s e a r c hi nt h ek e yc i r c u i tb m o d u l a t o rf o rd i g i t a la u d i op o w e ra m p l i f i e r w h e nd e s i g nc l a s sa ba u d i op o w e ra m p l i f i e r , im a k ear e s e a r c hi nt w oc o n f i g u r a t i o n sa b o u t o u t p u ts t a g e ，c o m m o ns o u r c ea n dt h ec o m b i n a t i o no fc sa n dc d a f t e rd e t a i l e dr e s e a r c ha n d d e s i g n ，s i m u l a t i o na n do p t i m i z a t i o n ，t h ec i r c u i tp e r f o r m a n c ef i tt h ed e s i g no b j e c t i v e t h ec i r c u i td e s i g n e di nc s m c0 6 u mn - w e l lc m o sp r o c e s sw i t ha5 vp o w e rs u p p l y f i r s tf i n i s ht h ec l a s sa bc i r c u i td e s i g n , i n c l u d eb i a s ，a m p l i f i e r , o v e rt e m p e r a t u r e p r o t e c ta n d “c l i c ka n dp o p ”s u p p r e s s i o nc i r c u i t r y u s i n gt h ed m o d u l a t o rt od r i v et h ec l a s sdp o w e rm o s f e t , i m p r o v i n gt h ed i s t o r t i o no f d i g i t a la u d i op o w e ra m p l i f i e r 1d e s i g nam o d e lo f3c a s c a d e4o r d e r 吕m o d u l a t o rb ym a t l a b , w h i c hm o d u l a t et h ea n a l o gi n p u tt oh i g hf i d e l i t yp d ms i g n a l ，p r o v i d ef i d e l i t yd f i v e rs i g n a lt o p o w e rm o s f e t k e yw o r d s ：a u d i op o w e ra m p l i f i e r ；c l a s sa b ；o v e rt e m p e r a t u r ep r o t e c t ；“c l i c ka n d p o p s u p p r e s s i o n ；c l a s sd ：吕m o d u l a t o r u 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得 的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名： 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位 论文的复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人 电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论 文被查阅和借阅，可以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包 括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 研究生签名：垒j 虽z 导师签名：墨主 日期： 东南人学顾i 论文第一章0 i 苦 第一章引言 1 1 研究背景 白上世纪中期以来，电视机、收音机臀视听设备进入了千家万户后，音频功率放人器 便成为了人们日常生活中不可缺少的一部分。近年米随着集成电路技术的不断发展，性能高、 面积小、功耗低的集成电路芯片不断彼推出，使得便携式设备得剑了全面的推广和普及，手 机、m p 3 插放器、c d 橘放器和掌上电脑等为越来越多的人所拥有，便携式设备同样离不开 音频功率放人器，这使得目前市场上对鹿刚于便携式设备的音频功放有着巨大的需求。 传统的音频功率放人器采h j 双极型工艺设计和制造，其基础在于良好的烈极型三极管 特性。近年米随着c m o s 工艺的不断进步，低功耗、高集成度的特点使其拥有更为广阔的 应用前景，而使用c m o s 结构来实现模拟功能对电路设计者来说是一个挑战，设计高效的， 高动态范围的功率放大器是模拟电路设计中的一个重要领域【1 】【2 】。 目前市场上以全c m o s 工艺设计制造的音频功率放人器主要分为模拟和数字两人类， 其中模拟类包括c l a s s a 和c l a s s a b 两种，而数字类则指的是输出级功率管i ：作在开和关两 种状态下的c l a s sd 功放。模拟音频功放的技术较为成熟，是市场上的土流产鼎，而c l a s sd 音频功放则凭借其功耗低的优势，近年来异军突起，一些公司已经推山了c l a s sd 的产品。 1 2 研究目的和意义 利用全c m o s 电路的优势，设计出高性能的音频功率放人器不仅具有学术上的价值， 更可以满足目前便携式设备对音频功放的巨人需求。 c l a s sa 功放的效率小于2 5 ，保真度高：c l a s sb 功放的效率大约为7 5 ，但火真较为 严重；c l a s s a b 功放的效率在c l a s s a 与c l a s s b 之间大约为6 0 到7 0 ，保真度仅比c l a s s a 稍差，既满足了便携式设备对底功耗的要求，又具有较好的保真度，所以本文设计一款用 于便携式设备的c l a s s a b 模拟音频功放。 c l a s sd 数字音频功放采用p w m 或p d m 信号驱动功率管，由丁二功放管处于导通或截止 两个状态，所以理论上无信号时无电流，效率为1 0 0 。而普通的c l a s sd 放大器，尽管效 率极高，但由于其噪声太人，性能远不如c l a s s a b 功率放大器。 在c l a s sd 中运用a 的噪声整形技术，可以很好地改善音频质量，这是冈为基丁二z a 处理的调制器集成了内部反馈机制，降低了信号带内的噪声，提高了输山的保真度确保 了更高质量的音响重现。 5 - a 调制器是实现高精度c l a s sd 数字音频功放的关键电路，a 调制器所能达到的 东南人学硕l ：论文第一章0 i 苦 精度直接决定了c l a s sd 数字音频功放所能达剑的精度，所以本文研究设计了一种4 阶级联 的- 调制器，为今后设计c l a s sd 数字音频功放提供了一个良好的基础。 1 3 论文的组织与安排 论文第二章首先介绍了几种模拟音频功放的基本原理，然斤进行系统分析与设计并给出 系统性能指标，针对这一音频系统给出了两种解决方案，分别设计了两种方案的具体电路并 给出仿真结果。最后设计了过温保护电路和噪卢抑制电路。 第三章则介纠了一种四阶三级的- a 调制器的系统设计和具体电路实现。首先进行了 系统参数设计，确定了系统阶数莆i 过采样率。通过分析调制器的1 f 理想因素，在m a t l a b 中 进行系统建模，并给出系统仿真结果 第四章对论文进行总结，对音频功放的未来进行展望。 2 东南人学坝i 论文第一二帝c a l s s a b 占频上j j 率放人器 第二章c l a s sa b 音频功放的分析与设计 功率放人器川来对输入的信号进行功率放人，提高负载驱动能力，_ l i j 丁放人器的输出级， 以驱动执行机构，使扬卢器发声、继电器动作、仪表指针偏转等【3 】。 通常根据功率管的导通时间米划分种类，在输入信号一个周期内，功率管始终处在导 通状态的称a 类功放，在各类功放中，a 类功放的火真度最小，精度最高，但同时效率最 低。功率管在输入信号、卜个周期内导通的称b 类功放，由丁二只有j 个周期的信号被放人， 所以为了保证信号的完整性，b 类功放由两个互补对称的功率管组成推换结构，来确保信号 的完整性。但是，由于功率管开启电压的影响，使得b 类功放的输出存在交越失真。为了 消除交越失真，设计时将功率管偏置在微弱开启的状态，于是在一个信号周期内，每个功率 管的导通时间火于半个周期，小于一个周期，工作在这种状态下的功率管称之为a b 类功放， 由2 - _ a b 类功放消除了b 类功放的交越失真，精度接近a 类功放且效率又优于a 类功放， 所以，除了特殊应h 场合外，音频功放一般都采_ h ja b 类。 相对于酱通的放大器来说，功率放人器的设计有一些特殊的要求，首先，功率放火器 必须能够提供给负载足够的功率驱动；其次，要减小信号的失真，这点尤其在音频功放中要 求更为严格；第二，尽可能提高效率；最后，由于功率级电路1 ：作在大电流状态下，必须有 相应的保护电路。 2 1 系统分析与设计 设计的立体卢c l a s s a b 音频功放，采刚上华0 6 u mc m o s2 p 2 m1 ：艺，5 v 电源电压， 舣声道输出，每卢道输出均可配置单端和桥接两种输出方式，桥拨输出时给音箱提供电流， 单端输出时给耳机提供屯流。主要设计指标为；负载4 欧姆和8 欧姆时，域声道输出总功率 分别为2 2 w 和1 1 w ，此时t h d 一 1 6 7 3 0 1 6 6 8 0 1 ，6 6 3 0 ( a ) m b l 、m b 2 的栅电位变化 ( b ) 偏置电流的变化 图2 7 电源电压变化时m b l 、m b 2 的栅电位变化以及偏置电流的变化 由图中可以看山，当电源电压从3 v 变化剑5 5 v 时，m b i 和m b 2 的栅l 乜位f 降，改 善了电源电压对偏置i 乜流的影响，偏置电流从1 0 2 7 u a 变化剑约1 0 3 7 u a ，改变不超过0 1 u a 。 图2 8c a s c o d e 偏置电路幽 图2 6 的偏置电路改为可为c a s e o d e 结构提供宽摆幅的偏置电路，输出的偏置电压 v b l v b 4 ，偏置电路的结构如图2 8 所示。 将图2 6 中偏管电路的p m o s 负载管改为c a s c o d e 结构，同时增加一路电流源为多出的 8 东南人学顾l 论文第一二章c a l s s a b 爵频功率放人器 共源典栅管提供偏置，形成了c a s c o d e 宽摆幅的p m o s 偏置电压v b 4 和v b 3 ，由v b 4 和v b 3 通过p m o s 恒流源产生c a s c o d e 宽摆幅的n m o s 偏置电压v b 2 和v b l 。 2 4 运放系统设计 c l a s s a b 输出级存在两种不同结构，一种是互补源极跟随器，另一种是推换共源放人器 【8 】 9 】，两种电路的基本结构如图2 9 所示。 v加vdd ( a ) 互补源极跟随器( b ) 推换共源放大器 图2 9 输出级c l a s s a b 的两种基本结构 图2 9 ( a ) 的源随电路是典型的a b 类放人器，它有两个优点，一方面，m i 和m 2 两个输出 m o s 管的静态电流由m 4 4 1 m 5 的偏置电流精确控制，输山静态电流偏置可消除放人电路的交 越失真，源极输山很女，地跟随输入信号。另一方面，源跟随器又是所有单极放人器中频响特 性最好的，所以互补源极跟随器具有良好的高频性能。但是，该电路的缺点也是很明显的， 输出摆幅受到m l 和m 2 两个m o s 管的阈值电压限制，并且由于衬底偏置效应，当输出电压升 高或降低，m l 和m 2 管的阕值电压也会相应变化，严重限制了输出信号的摆幅【1 0 】。 图2 9 ( b ) 中，电压源v l 和v 2 的加入使得功率管m 1 和m 2 都工作在开启的边缘，如果v i n 受到止向扰动，p m o s 管m i 截止，所有负载电流流3 、- n m o s 管m 2 ，同样，若v i n 受到负向扰 动，负载电流则完全由m 1 提供。相对于互补源极跟随器来说，推换共源放大器提高了输出 电压摆幅，消除了功率管阈值电压随输出电压改变而带来的1 f 线性，但是其输山阻抗很高， 在驱动低阻负载时必须采用负反馈环路来降低其输出电阻。 2 4 1 共源级输出运放系统设计 设计时我们更倾向于使用可以为负载提供较大电流，即输出摆幅较人的共源极结构 9 东南人学顺i ：论文 第一二章c a l s s a b 爵频功率放人器 【11 】【1 2 】。在设计高性能音频功率放人器时，我们不仅戈注其驱动负载的能力，更要通过电 路设计米减小其1 广线性。通过负反馈可以很女r 地改善远放的线性，而运放开环增益越高，闭 环后运放的非线性越小。本次设计对运放提出的主要设计指标是：开环增益大1 - 8 0 d 8 ，单 位增益带宽人丁2 0 k h z ，相位裕度人于6 0 度。设计采埘改进的折叠共源共栅运放米驱动输 出功率管，电路结构如图2 1 0 所示。 v n n 图2 1 0c l a s s a b 运放结构蚓 偏置电压v b l v b 4 由图2 8 的c a s c o d e 偏置电路提供。设计电路时，在标准的单端输 出折叠共源共栅结构中加入了m 8 m ! l 四个m o s 管，其中m 8 和m 1 1 为n m o s ，m 9 和 m 1 0 为p m o s ，另外增加的两路偏置电路m 1 6 m 1 8 和m 1 9 m 2 1 分别为m 8 和m 1 1 、m 9 和m 1 0 提供偏置。这种结构使得功率管m 2 2 和m 2 3 的栅极电压在静态时分别比电源低一 个v o ，比地高一个v j s n ，相当丁二实现了图2 9 ( b ) q h 电压源v l 和v 2 的作_ 【 j ，使得输出级 ：作在c l a s s a b 状态f 。 为了减小缓冲器的建立时间和提高压摆率，需要电路有很好的频率特性。如i 茎| 中所示， 这里采用的是r c 补偿结构。由于工作状态的互补性，缓冲器的频率特性类似于二二级放大电 路。另外，缓冲器的输出是推挽结构，冈此，它比简单的二级放大电路的增益高。可以先按 照二级放人电路的方法设计，然后再根据性能要求进行调整。 对运放m o s 管的w l 设计基本按照标准折叠c a s c o d e 来设计，不同之处在，丁需要对两 路偏置电路m 1 6 m 1 8 和m 1 9 m 2 1 进行设计，为m 8 m 11 提供偏置，保证它们都处于 导通状态。另外，由于是两级放大电路，所以进行密勒补偿，保证电路具有一定的相位裕度。 设计设计完成后，其开环频率响应的仿真结果如图2 1 l 所示。 1 0 东南人学顾i ：论文 第一二章c a l s s a b 占频功半放人器 1 0 。 ：一拍。 三。 - - 1 1 0 1 1 0 7 曩o 暑 一o 一1 。 f r a q ( h z ) 图2 i1 运放的开环频率响应 仿真结果：增旒为8 9 7 d b ，单位增益带宽为2 6 8 m ，相位裕度为8 5 度。满足了设计要 求。 图2 2 所示的是一个卢道驱动电路，这里采用的是桥接负载方式为负载提供一定功率的 信号，当负载为两个4 欧姆的音箱时，每个声道为每个音箱提供1 1 w 的功率；当负载为两 个8 欧姆的音箱时，每个声道为每个音箱提供0 5 5 w 的功率。 ( 】 v i n j c v m 图2 1 2 实际应用中单声道功放结构图 与图2 2 相比，实际电路中加上了隔直电容c l ，并利用电容c 2 在系统中引入一个极 点，从而使得系统对音频频带以外的信号进行抑制，同时保证信号工作频带内的相位利幅度 保持一致。 由于桥式输山的两个运放完全一样，所以只需仿真一个运放工作在半桥状态下即可。 运放以图2 1 2 的方式闭合后，输入幅度为1 s v ，频率l k h z 的正弦信号，以半桥方式向负 载4 欧姆提供出最人功率，得到的仿真结果如图2 1 3 所示。 斡。 东南人学坝i 论义 第一章c a l s s a b 舀频j j j 率放人器 a4 欧姆负载上电压波形 b4 欧姆负载上电流波形 图2 1 34 欧姆负载上电压、电流波形 功率放大器的一个重要的性能指标是总谐波失真。总谐波失真主要由电路的非线性引 起，在电路结构完全对称且不存在元件失配的情况下，偶次谐波火真是可以消除的，但实际 上这种理想的电路并不存在，而且对于音频电路来说，对音质影响较人的为奇次谐波失真。 因为人耳对奇次谐波失真比较敏感，而对偶次谐波要著的多。降低总谐波的方法一般是增加 适量的内部反馈环，选用线性性好的器件来实现【1 3 】。 在幽2 1 3 中所示为输山最人功率时4 欧姆负载上的电压和电流波形，通过对输出的电 压波形进行d f t 分析计算t h d 值，从0 m s 分析到1 0 m s ，一共分析1 0 个周期，采样点数选 的是6 4 0 ，仿真得到l k h z 输出信号的总谐波火真t h d 为0 3 9 6 ，基本满足系统设计的性 能指标。输出信号的频谱如图2 1 4 所示。 2 0 a 0 0 0 2 0 0 一- 4 - 0 ，0 ：一6 d ，o 一8 0 ，0 1 a d 一1 2 纾 幽2 1 4 输入峰峰值为3 v ，频率为l k h z 时输山信号的频谱图 基波的幅度是3 4 5 d b 即1 4 8 5 v ，比输入幅度小0 3 其余谐波在一5 0 d b 以下。 系统自j 环时增益和相移仿真结果如图2 1 5 所示。 东南人学顺i 论文 第二章c a l s s a b 哥频功半放人器 - 9 0 0 一- 1 5 a 可- 2 1 1 a 一 - 2 7 0 0 0 1 0 2 0 一册 11 01 绷1 k1 0 k1 册k1 m f r e q ( h z 圈2 1 5 系统闭环a c 响应 设计结果基本满足了功放在整个通频带内( 2 0 2 0 k h z ) 增益基本保持一致，为0 d b ；相 位也基本保持一致。 2 4 2 改进型运放系统设计 运放设计方案一虽然基本满足了设计的需要，但是作为输出共源缓冲器的缺点也是明显 的，即谐波失真比较严重，尤其是在高频的情况下，当输入信号频率为1 0 k h z 、2 0 k h z 时， t h d 分别为5 1 1 、1 4 3 3 。另一方面，该电路对电源电压需求过高，不能适应低压低功 耗的发展趋势。所以在方案二的设计中采用带误差放大器的共源极输出电路如图2 1 6 所 示。 v d d 圈2 1 6 带误差放人器的共源极 图2 1 6 中，共源m o s 管和误著放人器的组合类似于具有大的直流跨导的源极跟随器， 误差放人器通过负反馈，检查输入和输出之间电压的差异并驱动输出m o s 管，使得这种差 异尽可能小。同时，这里负反馈的另一个优点是减小了输出电阻，可以更女r 地驱动低阻抗负 载。相对于图2 9 ( a ) 的源极跟随器结构来说，带误著放人器的共源极改善了输出摆幅，消除 了阈值电压的影响，然而，共源结构加大了谐波失真，在高频时更为严重，这主要有两个原 1 3 东南人学坝i 论文 第_ 二章c a l s s a b 占频功率放人器 冈：首先。误著放人器的带宽通常为了避免出现稳定性问题而受到限制；其次，这些放人器 的增益也受剑限制，保证能够完全控制静态输山电流 1 4 】。 另外考虑剑互补源极跟随器良好的高频性能，在设计中可以考虑同时利_ i j 两种输山结构 的优点，消除或减小两者所1 1 i i i 有的缺陷，所以本次设计采_ i j 共漏与共源的组合电路，组合电 路使州了两个缓冲器米连接输出端：一个是a b 类共漏缓冲器，一个是b 类共源缓冲器。 当输山摆幅较大时共源缓冲器起主要作用，当输出为零时共源缓冲器截止。同时共漏缓冲器 控制着输出静态电流并改善频率响应。 在组合电路中，共漏缓冲器希i 共源缓冲器所起的作川是不同的，共源缓冲器向负载提 供主要的电流，共珏i ；缓冲器则是在共源缓冲器输山功率管切换时向负载提供微小电流，用来 消除交越失真，并且快速响应高频信号。所以在设计电路时，将人功率管设计在共源缓冲器 中，这也决定了共源缓冲器必须f 作在b 类状态，否则大功率管的静态电流会引起很大的功 耗。 整个运放系统框如图2 1 7 所示。 t 芦卜 卜 “ s i 、h 1 乞：、 n * - 1 ：= 蜒 i f3 辫 趱一。l 1 上 k 哗h f 叫：7。f 上 幽2 1 7 运放系统框图 幽中p i 羽| n 1 为输山功率管，p 0 和n o j 作在线性区，用来控制误差放人器a m p l l l a m p 2 的输出电阻，从而控制跏p l 和p 2 的增益。为了确保整个运放系统的稳定性，在输入筹分 1 4 东南人学顾i ：论文 第一二章c a l s s a b 爵频功率放人器 对的输山端增加电容c i 、c 2 ，进行频率补偿。 由丁延放系统在闭环i j 作，要求电路有一定的开环增益，而共漏缓冲器利典源缓冲器 的增益都基本为1 ，所以必须在两个缓冲器前加上一个运放，则整个开环电路的增箍由第一 级运放，即幽2 1 7 6 p 能j a m p 0 决定。图2 9 ( a ) d p 共漏缓冲器的信号输入管m 6 在这里换成运放 a m p 3 ，使得共漏缓冲器与共源缓冲器的输出共模电平保持一致。 下面对运放系统中的四个运放进行设计，包括输入级筹分对、两个误差放大器和一个 用于源极跟随器的差分对，这些放人器均未采川c a s c o d e 结构，可以工作在较低的电源电压 下。 2 4 2 1 输入差分对 这里的输入差分对_ h j 来为整个运放系统提供4 0 d b 的开环增益，虽然增益不高，但改善 了输入信号的线性范用，电路结构如图2 1 8 所示。 y d d 图2 1 8 输入差分对 该电路实际上就是一个由电流镜实现双输山转单输出的差分放大器，尾电流源的偏置 电压由偏置电路提供，输山采川m o s 电容，实现系统框图中的c 1 雨1 c 2 ，用来进行频率补偿。 在尾电流源提供的直流j i ：作点下，输入共模信号为2 5 v 时，开环增益大t 4 0 d b ，一3 d b 带宽大于2 0 k h z ，单位增益带宽为5 m h z ，根据这些指标设计山电路中每个m o s 管的参数。 在上华o 6 c m o s 工艺中，c 赢= 1 1 7 醒，哇矿2 ，甜。( k = 5 1 u a v 2 ，沟道长度调制系 数 n 约为o 1 2 ， p 约为0 0 5 。 直流增益： 1 5 东南人学硕i ：论文 第一章c a l s s a b 占频功率放人器 a v = g m i ( 9 i | 7 ) = j 1 ( 瓦1 ) ( 2 7 ) 其中g 。l 为输入管的跨导，r 0 9 和7 分别为m 9 和m 7 管的输出阻抗，1 9 为m 9 管的漏电流。 设计使得： g m l2 1 2 6 3 l o - s s r o u t = ( 训，) = j 1 【瓦1 ) m 1 5 。七q ( 2 9 ) 则增益a v = 4 5 d b ，满足设计要求。 主极点由m 7 、m 9 、m l o 和m 1 1 的寄生电容c k 和运放的输出阻抗兄。决定，( 1 硎由下 式给山： = 9 + 9 + 7 + ，+ 巳l o + l o + 1 i + 1 1 ( 2 1 0 ) 从而可以得山主极点为： 最= i l - _ 4 2 2 砒 ( 2 1 1 ) 2 石8 。 、7 由主极点便可以得到单位增益带宽： g b w = 4 毋z4 1 8 m h z ( 2 1 2 ) 基本设计完成后通过计算机仿真，进一步完善设计，最终完成设计时的a c 响应如图2 1 9 所示。 5 0 一拍 ：1 0 1 a 2 一1 6 d ：1 2 0 鲫a 11 d1 叼1 k1 p ki o f l k1 m1 删 f 阳q ( h z l 鳘1 2 1 9 输入差分齐j a c 响应 最终设计结果为：a v = 4 4 d b 、3 d b 带宽约为2 5 k h z 、单位增益带宽约为5 m h z 、相 位裕度约为8 6 。 1 6 东南人学硕i ：论文第一二章c a l s s a b 青频功率放人器 2 4 2 2 误差放大器 误差放人器通过负反馈，检卉输入和输出之间电压的差异并驱动输出功率管，使得输 入信号与输山信号的著异尽可能小。同时负反馈减小了输山电阻，可以更女r 地驱动低阻抗负 载。在图2 1 6 中误筹放人器a m p l 驱动功率管p 1 ，实现止信号输山，放人器a m p 2 驱动功率管 n l ，实现负信号输出。所以对两个误差放人器的共模输入范嗣有不同的要求，a m p l 的共模 输入范同靠近电源电压，a m p 2 n 相反，以保证功率管p i j i i n l l e 作时a m p l 和a m p 2 也正常- 作 1 5 】。 在图2 1 7 中，令输山功率管p l 和n l 的跨导分别为g m l 和g m 2 ，输出阻抗分别为r o l 和r 0 2 ， 两个误著放人器的增益均为4 ，则带误差放人器的共源极输出阻抗为 1 6 3 ： ( 2 1 3 ) 这个阻值人约为几个m r 2 ，能够驱动高容性和低阻性负载。 ( 1 ) 误筹放大器基本功能设计 对于两个误著放大器，设计要求增益人于4 0 d b ，单位增益带宽人于2 0 k h z 。采用与输 入著分对同样的电路结构，一个为n 管输入的误差放人器，一个为p 管输入的误差放人器。 n 管输入的误差放大器用来驱动p m o s 功率管，p 管输入的误差放人器川来驱动n m o s 功 率管，其结构如图2 2 0 所示。 ( a ) n 管输入误差放大器( b ) p 管输入误著放人器 图2 2 0 两个误筹放大器 在设计时，为了能够更好地控制误差放大器的增益，在两个误著放大器的输出端都连 1 7 东南人学硕l ：论文第一二章c a l s s a b 爵频功率放人器 接了一个r 作在线性区的m o s 管，作为电阻使h | ，心米更好地控制两个误著放人器的输出 阻抗。 在这里还要注意的是，功率管的面积很人，导致寄生出的电容很人，冈而误差放人器 的土极点与功率管直接相关。当负载电容一定时，可以通过增加误著放人器输入管的跨导来 增加误差放人器的单位增益带宽。 根据基本性能要求设计出的误差放人器a c 仿真结果如图2 2 1 所示。 ( a ) n 管输入误差放人器a c 响应( ”p 管输入误差放人器a c 响应 图2 2 1 两个误筹放人器的a c 响戍 n 管输入误筹放人器增益为4 0 d b ，单位增益带宽为1 5 6 m h z ，相位裕度为8 9 6 度；n 管输入误筹放人器增菔为4 0 d b ，单位增益带宽为3 5 8 m h z ，相t 裕度为8 9 度。设计结果基 本满足系统要求。 ( 2 ) 控制功率管t 作状态的设计 为了降低功耗，设计功率管l ：作在b 类方式，所以这里的误差放大器不仅要j l i j 米消除 输入信号与输出信号的误差，同时还要能够将两个功率管在静态时，即没有信号输入时同时 荧断。 通过人为地引入输入差分对的不匹配，造成输入产生失调电压，从而使功率管静态时 被关断。对于l ! i2 2 0 中的n 管输入误差放大器，如果将正信号输入管的宽设计的大于正常 值，就相当丁在正输入端引入一个正的失调电压，使得n 管输入误著放大器的输出直流电 位被拉高，失调越大，输出的直流电位越高，当输出直流电位到电源的著值小于p m o s 功 率管的阙值电压时将其关断。 通过计算机仿真得山输入差分对的不匹配对输出直流电位造成的影响，如表i 所示。 表ln 输入筹分对管的不匹配与输出直流电位的关系 w 不匹配程度 0l o 2 0 3 0 v 。一v 1 8 62 9 73 8 94 5 5 仿真结果发现，n 输入差分对的w 不匹配程度在3 0 左右时可以使输出的直流电位让 1 8 东南人学顾i ：论文第一二章c a l s s a b 青频助半放人器 p m o s 功率管截i p 。 通过同样的方法，设计出使n m o s 功率管截i r 时，p 输入差分对的w 不匹配千! f ! 度为2 0 。 除了人为地引入输入差分对的不匹配外，当屯路i ：作在动态时，还可以通过结构上的 创新设计，使得某功率管i ：作时，另一个功率管及驱动它的误芹放人器同时停l pi ：作。一方 面使得功率管输山电流完全提供给了负载，另一方面也使得功率管，f 作时完全不受另一个功 率管及其误差放人器的干扰，降低了谐波失真。具体的电路结构如图2 2 2 示。 图2 2 2 带误筹放人器的共源极的具体电路结构圈 该电路除了包含了图2 1 7 的两个误筹放人器和功率管外，还引入了m 2 1 和m 2 2 两个 m o s 管，川来实现对功率管的动态控制。 由图中可以看出，m 2 2 和p m o s 功率管的栅极相连，均由n 管输入误筹放人器所驱动， 漏极与连接成二极管形式的m 1 6 的漏极相连，当p m o s 功率管一l ：作时，m 2 2 也有电流流过， 该电流流入m 1 6 ，导致m 1 6 的漏电位上升，使得m 1 7 的漏电位，也就是p 管输入误差放人 器的输山电位下降，关断n m o s 功率管。通过对m 2 2 的宽b ：比的设计，控制流过m 2 2 的 电流，从而将n m o s 功率管的栅电位降剑需要的值，对y - p m o s 功率管的动态控制也是同 样的原理。 通过计算机仿真得剑电路工作时p m o s 功率管和n m o s 功率管的栅极电位情况，如图 2 2 3 所示。 1 9 东南人学锁1 ：论文 第一二章c a l s s a b 肯频功率放人器 图2 2 3 处理信号时功率管栅极电位 图中上、f 部分为p m o s 功率管的栅极电位，下半部分为n m o s 功率管的栅极屯位，在 图中可以看出，由丁二加入了m 2 1 和m 2 2 ，当功率管不l 作时，其v g s 被控制的非常小，p m o s 功率管的栅极l b 位接近v d d ，而n m o s 功率管的栅极电接近地。 2 4 2 3 互补源极跟随器 如前所述，互补源极跟随器在运放系统中的作j 是提供静态电流，消除交越失真，改 善整个运救系统的高频性能，电路结构如图2 2 4 所示。 v d d 图2 2 4 互补源极跟随器 与图2 9 ( a ) 相比，这里将单级共源放大器的n m o s 输入管换成了由m i m 5 组成的运 放，运放的输出信号通过m 7 管反馈给负输入端，组成单位增益放大器，使得运放的两个输 入端和输出端的信号变化保持高度的一致。 图中电流源m 5 和m 9 的偏置均来自偏置电路，为运放和m 7 、m 8 提供静态电流。无 论是否有信号输入，输出管m 1 0 和m 1 1 始终保持着一定的静态电流，该电流由m 7 、m 8 提供的偏置所决定，可以通过改变m 9 的宽长比以及m 1 0 、m 1 l 与m 7 、m 8 的宽长比关系 2 0 东南人学顾l ：论文第一二章c a l s s a b 音频功半放人器 米调1 y 流过m 1 0 和m 1 l 的静态电流。 图中的m 6 、m 1 2 、m 1 3 为控制管，s c 3 和s c 4 为控制信号，当s c 3 = 0 ，s c 4 = 1 时， 偏置电路铍关断，偏置电压v b p = 5 v ，v b n = 0 v ，使得整个运放系统的静态电流为0 。同时， m 6 将互补源极跟随器的输入端电位拉剑地，m 1 2 切断了输山管m 1 0 和m 11 到地的通路， m 1 3 将m 1 0 的栅l 乜位拉剑地，彻底关断整个返放系统。 在设计时，要求运放的增益大丁4 0 d b ，带宽大r 丁2 0 k h z ，运放的开环增益由m 1 和m 2 跨导g m l 、舀t - 2 ，以及m 2 和m 4 的输出阻抗址、“决定。 设计得到： 4 1 = g m 2 ( t 0 2 r 0 4 ) = 4 9 d b ( 2 1 4 ) 该运放士极点在差分放大器的输山端， 墨2 磊e 1 丽丽i 铂2 胞 g i n 7g m 3 其中晷t 1 7 、g m 8 为m 7 、m 8 的跨导，r 0 2 、k 、如分别为m 2 、m 4 、m 9 的输出阻抗，c i 为m 4 漏极处总电容。 单位增箍带宽为11 9 m h z ，相位裕度为1 0 5 度，当运放一1 - 作在图2 2 4 的闭环状态时， 其稳定性和带宽都很高。 源级跟随器的直流增益a z 2 约为： 4 ：( g , , , l + g i n 2 ) ( 土i i 上) 。1 ( 2 1 6 ) g m lg m 2 则整个带运放的互补源极跟随器的增益为： 4 = 惫4 2 ：z 1 - - - - o d b ( 2 t 7 ) 图2 2 5 互补源极跟随器a c 响应 2 l 东南人学碗i ：论文第一二章c a l s s a b 爵频功率放人器 通过计算机仿真优化设计，得剑互补源极跟随器的a c 响应如图2 2 5 所示。电路仿真 得剑电路总增盗a v = 0 d b ，带宽= 1 1 9 m h z ，不仅满足系统放人音频信号的要求，而且提高了 音频功放的高频响应特性。至此，完成了包括偏置电路在内的整个运放系统的改计。 2 4 2 4 运放系统仿真 系统结构如图2 1 2 所示，对系统进行时域和频域的仿真。 ( 1 ) 时域仿真 时域仿真时，电源电压为5 v ，负载为4 欧姆，输入峰峰值为3 v ，频率为l k h z 的正弦 波信号，p 鲁为v d d 2 ，这里是2 5 v ，此时单声道对负载提供功率为1 i w ，仿真的输出 结果如图2 2 6 所示。 r | q b - - i _ ( a ) 负载上的电压波形( b ) 负载上的电流波形 图2 2 64 欧姆负载上电压，电流波形 由图2 2 6 可以看出，系统成功地对输入信号实现了功率放火，向4 欧姆的负载提供了 1 i w 的功率。 通过对输出的电压波形进行d f t 分析计算t h d 值，从o m s 分析到1 0 m s ，一共分析l o 个周期，采样点数选的是6 4 0 ，输出信号的频谱如图2 2 7 所示。 1 0 0 1 0 国 一册，0 一一5 d ，0 一一7 0 ，0 - 9 0 0 1 1 a 一1 3 0 图2 2 7 输入峰峰值为3 v ，频率为1 k h z 时输山信号的频谱圈 东南人学顾i ：论文 第一帝c a l s s a b 啬频功率放人器 基波的幅度是3 4 7 d b 即1 4 9 7 v 比输入幅度小0 2 * 0 , 其余谐波在- 6 0 d b 以f 。 t h d - = ( ) 0 6 ，当输入信号为1 0 k h z 和2 0 k h z 时，t h d 分别为0 7 和1 4 1 ，可以看出两 种输出结构相结合的第二种解决方案无论是低频还是高频的谐波火真都远小丁- 第种解决 方案。 ( 2 ) 频域仿真 在处理音频信号时，必须考虑到信号的最终接收者是人耳，而人耳对相位的失真是敏 感的，所以要在整个音频频带内得到不失真的音频信号，不仅要求功放在整个通频带i | ( 2 0 2 0 k h z ) 增益保持一致，更重要的是使不同频率分量的相位变化保持一致，这样才能保证不同 频率分量延时的一致性，所以要求功放闭环频响曲线在通频带内是水平直线。系统的a c 响 应如图2 2 8 所示。 cr e 8 n 聃 口，蚰 一1 0 0 寄一撕 、7 一 一4 卵 0 0 4 0 0 害一o 明 一一1 40 一 9a f r e q 、一2 ，毋 1 g 0 纾 一 a ：一口_ ：砘e 。：v r