（电气工程专业论文）100％低地板车辅助逆变器设计研究.pdf

a b s t r a ( 了r a b s t r a c t ：a u x i l i a r yi n v e r t e ri sa ni m p o r t a n tp a r to fl o wf l o o rv e h i c l e i t 啪s u p p l y s t a b l e3 p h a s e3 8 0 va cp o w e rs o u r c ：cf o rv e h i c l el o a ds u c ha sa i rc o n d i t i o n e r , h e a t e r a n d o i l t h i s p a p e rb e g i n sw i t ha n a l y z i n gt h es y s t e ma s aw h o l e ，t h e nd i s c u s s e st h e d i f f i c u l t i e sa n dt h ei m p o r t a n tp a r t si nd e t a i l ，a c c o m p l i s h e st h ed e s i g no fs y s t e ms o f t w a r e a n dh a r d w a r e a sar e s u l t i to f f e r sar e a s o n a b l ea n de a s y - r e a l i z e ds o l v i n gs o l u t i o n t h e c o n t r o lc i r c u i to ft h e t r a c t i o ni n v e r t e ri sb a s e d o nt h e d i g i t a ls i g n a l p r o c e s s o r ( t m s 3 2 0 f 2 4 0 7 ) p r o d u c e db yt i ，a n da d o p t ss p w m w i t hp h a s e 。s h i f tc o n t r o l a st h em o d u l a t i o nm e t h o d t h ei n v e r t e ru s e si g b t a st r a n s i s t o r sa c c o r d i n gt 0p o w e r , v o l t a g ea n dc u r r e n tr a t e t h ef u n c t i o n so ft h es y s t e ma r er e a l i z e db y m e a n so fm a k i n g r e a s o n a b l eu s eo f h a r d w a r ea n ds o f t w a r ei nt h es y s t e m t h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t sw h i c ha c c o r d w i t ht h ep r i n c i p l ea n dt h es i m u l a t i o n i n d i c a t et h a tt h ev a l i d i t yo ft h ed e s i g ni sv e r i f i e da n dp r o v i d eaf o u n d a t i o nf o rp r a c t i c a l a p p l i c a t i o n k e y w o r d s ：a u x i l i a r yi n v e r t e r ；t m s 3 2 0 f 2 4 0 7 ；p h a s e - s h i f tc o n t r o l c l a s s n 0 ：t m 4 6 1 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库迸行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：试翌 签字日期：伽0 年胁月，l 谓 一名：初乃叫 ， 一，、 导师签名：l ，l 纨7 嘭vi 签字日期4 办；汐年i l 月伽 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：钛堑签字日期：钞。7年f 1 月1 乙日 6 1 致谢 本论文的工作是在我的导师刘志刚教授的悉心指导下完成的。刘志刚教授实 践经验丰富，治学态度严谨，倡导创新，为人正直。在实验室学习工作期间，刘 志刚教授不仅在傲学问方面给了我很多实践机会和宝贵意见，更在如何做人方面 为我树立了学习的榜样，这一切都将成为我受用终生的财富。本文的理论研究和 实验工作也正是在刘老师一如既往的指导、关心和帮助下完成的，让我的基础知 识和动手能力得到了进一步提高跃。除此之外，刘老师还在生活上给了我莫大的 支撑和帮助。借此机会，我谨向刘志刚老师致以一名学生对恩师最崇高、最真挚 的祝福和感谢! 另外在实验室工作及撰写论文期间，实验室的沈茂盛老师、刁立军、牟富强、 林文立、陈丹等师兄、师弟和同学们都给了我无私的帮助，使我在实验室里感受 到了家一样的轻松和温暖。这些都是我的学业和毕设得以顺利完成的重要因素。 在此也向他们表示真心的感谢。 借此机会，也向本论文中所引用和参考的文献资料的作者和出版者致以崇高 的敬意和感谢。 最后要感谢我的父母和家人，正是他们的支持才使我能够安心完成学业。还 有我的朋友以及电气学院所有帮助过我的老师和同学们，祝好人一生平安。 i 绪论 1 1 辅助逆变器的研究背景 随着城市轨道交通的飞速发展，低地板轻轨运输系统以其快捷、投资少、环境 危害小等优点成为人们首选的交通工具，尤其是其无需设置站台，方便旅客上下车 而倍受青睐。辅助逆变器作为车辆的辅助供应电源设备，它是车辆辅助系统的重 要组成部分，其作用是提供稳定的三相四线制的3 8 0 v 或2 2 0 v ，5 0 h z 电源给空调机 组及通风装置、空压机、电加热器、客室照明等交流辅助负载使用。早期的辅助 电源采用的旋转辅助发电机组供电方式，存在重量大、噪声大、效率低及维护工 作量大等诸多缺点。随着电力电子技术和计算机控制技术的发展，出现了采用电 力电子技术的辅助逆变器，它是一种具有稳定输出电压及频率的电源供应装置， 其以最少的组件，减少能源损耗，减轻重量，降低噪声及很少维护保养为目的， 进而提升车辆的性能，成为现代轻轨车辆辅助电源的必然选择。 1 2 辅助逆变器的总体要求及特点 轻轨车辆均以直流电网供电，电网电压有7 5 0 v 和1 5 0 0 v 两种。辅助逆变器一般 由给受电电路、直流滤波电路、电容器充放电电路、三相逆变器、交流滤波电路 及其相关控制电路等部分构成。辅助逆变器的单台额定容量一般在几十千伏安至 二百多千伏安之间，属于中小功率的“直交”型变流器。它通常需要满足如下基 本要求： ( 1 ) 输出电压为三相四线制，输出电压和频率满足规定的精度要求。 ( 2 ) 在宽输入电压变化范围内，输出额定容量的工作能力。输出电压与频率应 能满足额定负载容量的正常工作能力。 ( 3 ) 输出电压为正弦波形或准正弦波形。在整个输入电压范围内，输出电压的 总谐波含量都要求小于规定值。 ( 4 ) 负载突变能力。具备允许空调压缩机、通风机、空压机等负载直接启动和 切除的能力，并且其输出电压的瞬时变化不超过规定值及在规定的时间内恢复稳 定，以满足在带有部分负载的情况下空调机、通风机、空压机等负载频繁投切的 要求。 ( 5 ) 噪声低，以保证乘客乘车的舒适性。 ( 6 ) 一定的冗余度。一台辅助逆变器故障时，在切除部分负载的条件下，正常 工作的辅助逆变器应可同时向相邻的故障负载供电。 、 现代辅助逆交器的主要特点有： ( 1 ) 采用i g b t 技术。早期的辅助逆变器采用的功率器件有晶闸管、功率晶体管 和g t o 等。i g b t 具有高开关频率、功率损耗低，自我保护能力强，电路结构简单， 无需换流和吸收电路，取代和控制电路简单等优点，它的使用减少了输入与输出 滤波器的体积和重量，藏少了元件的数量，因而也增加了使用的可靠性。 ( 2 ) 模块化的设计，可以实现模块化和简统化的目标，并且空间利用充分，体 积小，维护方便，成本较低，从而适应各种不同的地铁车辆，满足用户要求。 ( 3 ) 高质量的输出电压，使标准的工业电机与压缩机负载和其它设备在地铁车 辆中得到可靠应用。 ( 4 ) 采用微机数字控制。随着计算机技术的发展，辅助逆变器的控制以高性能 微机为基础，在以p w m ( 脉宽调制) 控制为中心的控制运算中心部分采用数字信号处 理器d s p ，其强大功能促进了控制方式的不断发展，具有良好的稳定性、快速的动 态响应性能，适应性不断得到提高和优化。 1 3 辅助逆变器的在我国的发展前景 轻轨车辆的辅助逆变器产品，国外的大公司如a b b ，西门子等都已经相当成熟， 而且具有了很大的规模。国内无论是地铁还是轻轨，一般都是直接选用国外的产 品，经过近几年的研究实践，也有了一定的基础。现阶段我国各城市的城市轻轨 进入了大规模发展阶段，需要自我发展与引进消化吸收国外技术齐头并进，大力 发展拥有自主知识产权的辅助逆变器。这是我国城市轨道交通发展的必由之路， 2 这也是响应十六届五中全会提出的“自主创新”的号召。 1 4 本论文的主要研究内容和工作 以上介绍了轻轨车辆辅助逆变器的发展现状，本论文的研究对象是基于实际 的工程项目，研究并设计一个满足相关设计指标的辅助逆变系统。 按照设计的思路，本文分为以下几个部分： 1 绪论 2 辅助逆变系统主电路的研究与设计 3 辅助逆变系统d c d c 变流器部分控制电路的研究与设计 4 辅助逆变系统三相逆变器部分控制电路的研究与设计 5 系统调试及实验 6 结论 3 2 辅助逆变系统主电路设计 辅助逆交系统的主要设计技术指标为： 输入直流电压： 7 5 0 v ( 一3 0 9 6 + 2 0 ) 中间直流电压： 6 5 0 v 输出交流电压： 3 8 0 v 2 2 0 v 输出电压偏差( 静态) ：5 输出电压偏差( 动态) ：1 5 频率偏差： 输出频率： 输出功率： 1 5 0 h z 3 5 k v a 最大输出功率： 7 0 k v a 效率： 谐波含量： o 9 2 1 f 的高频段， 4 ) 一1 2 0 ) 2 ，工( c o ) 一一4 0 1 9 ( v t o ) 。所以，低频段渐近线是一条零分贝的水平线， 而高频段渐近线是一条斜率为枷d 8 的直线。这两条线相交处的交接频率为 啦；1 肛。在交接频率附近，幅频特性与渐近线之间存在一定的误差，其值取决于 阻尼比；的值，阻尼比越小，则误差越大。当； 1 0 1 ， 即： ，半 在这段时间里，原边电流等于折算到副边的滤波电感电流，即： 一警 在f 时刻，原边电流下降到1 2 图3 4 开关状态2 ( 4 ) 开关模态3 【f 2 ，f 3 】，如图3 5 在f ：时刻，关断q 4 ，原边电流f ，由c 2 和c 。两条路经提 供，c 2 放电，同时c 4 充电，由于c 2 和c 4 的存在，q 4 是零电压关断。此时- - - v c ， 。的极性自零变负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管d 6 、d 7 开始导 通。整流二极管见、见、d 7 、d 8 同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副 边绕组电压箝位为零，原边绕组电压也为零，v 。直接加在谐振电感上，因此在 这段时间里谐振电感和c 2 、c 在谐振工作，原边电流和电容c 2 、c 4 的电压分别 为： ，2 s 啡一t 2 k 4 p ) 一z 。，2 s i n w ( t t 2 ) k z ( f ) 一圪一z ，厶s 缸w ( t 一乞) 其中z ，一厩，w - 矿瓜。 在时刻，当c 4 的电压上升到圪，d 2 自然导通，结束这一开关模态。开关 模态3 持续时间为： 1 v i n 二 如w s i n - 1 西 ， z 一点 图3 5 开关模态3 ( 5 ) 开关模态4 【f 3 ，“】，如图3 6 。在岛时刻，d 2 自然导通，将q 2 的电压筘位在零位此时 就可以开通q 2 ，q 2 是零电压开通。q 2 和q 4 驱动信号之间的死区时间t d ( t a g ) t 2 3 ， 即： 1v i n t d w s i n - 1 瓦 w z z 虽然此时q 2 已经开通，但是q 2 不流过电流，原边电流由d 2 流通。原边谐振电 感的储能回馈给输入电源，由于副边四个整流管同时导通，因此变压器副边绕组 电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压圪加在谐振电感两端，原边电流 线性下降。原边电流为： 一i t ( t 3 ) 一害) 到f 4 时刻，原边电流从，也) 下降到零，二极管d 2 和d 3 自然关断，q 2 和q 3 中 流过电流，开关模态4 的时间为： t m ；l r * i p q o | y h 曩一 图3 6 开关模态4 ( 6 ) 开关模态5 【f 4 ，f 5 】，如图3 7 。在f 4 时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此 时q 2 和q 3 为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流 仍由4 个整流二极管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端 电压是电源电压圪，原边电流反向增加。原边电流为： 一一告) 到岛时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流一也) k 值，该开关模态结 束。此时，整流二极管d ，和d 8 关断，d 6 和d 7 流过全部负载电流。开关模态5 的持续时间为： ”学 b 。恤缝 n 栉j 1 吨 图3 7 开关模态5 ( 7 ) 开关模态6 【f 5 ，f 6 】，在这段时间里，电源给负载供电，原边电流为： 。糌 因为l k 2 l ! ，所以可以简化为： o ) - 一兰- 警( f 一) t 6 时刻，q 3 关断，变压器开始另一半个周期的工作，其工作情况类似于上 述的半个周期，这里不再累述。 3 1 2 两个桥臂实现z v s 的差异 实现z v s 条件：要实现开关管的零点压开通，必须有足够的能量来抽走将要 开通的开关管结电容( 或外部附加电容) 上的电压，并给同一桥臂将要关断的开 关管结电容( 或外部附加电容) 充电。同时，考虑到变压器的原边绕组电容，还 要一部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容c 上的电荷，也就是说，必须满足 下式： e ，三c f 吆+ 吾c ，曙+ 三q 船 ( c c l + c 3 ，c j c 2 + c 4 ) 超前桥臂容易实现z v s ，因为在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感，是与 饱和电感串联的，此时用来实现z v s 的能量是和l ，中的能量，一般来说0 很 大，在超前桥臂开关过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流源，这个能量很 容易满足。 滞后桥臂要实现z v s 比较困难，这是因为滞后桥臂开关过程中，变压器副边 是短路的，此时整个变换器就被分为两个部分，一部分是原边电流逐渐改变流通 方向，其流通路径由逆变桥提供；另一部分是负载电流由整流桥提供续流回路， 负载侧与变压器原边没有关系。此时用来实现z v s 的能量只是饱和电感中的能量， 不容易满足 三珍吆哇嘭 3 1 3 变压器直流磁化的抑制 在实际电路中，全桥变换器q l 和q 4 的导通时间不可能与q 2 和q 3 的导通时间完 全相同，即使两者相同，其通态压降也可能有差异，也就是说“。不可能是纯粹的 交流电压，而是含有直流分量。由于高频变压器原边绕组电阻很小，此直流分量 长时间作用，会导致铁芯直流磁化至饱和，从而使变压器不能正常工作。从而必 须采取一定的措施来抑制直流分量。最简单的方法是在变压器原边电路中串接隔 直电容，该电容承受了。的直流电压分量，使变压器上只有交流电压分量，电容 上的交流电压降约为“。的1 0 9 6 ，该方法不适合于大功率场合；第二种方法是采取 电流瞬时控制技术，例如采用电流峰值控制方法，保证在q 】和q 4 导通期末的电流 与q 2 和q 3 导通期末的电流相同；第三种方法是直接检测“。的直流分量，在出现 正( 或负) 的直流分量时，减小q l 和q 4 ( 或q 2 和q ) 的导通时间，从而减小直流 分量。 3 1 4 饱和谐振电感对输出电压的影响 带饱和电感的移相全桥z v s - p w m 变换器可以在很大限度的减小循环能量及占 空比损失，由上面变换器的暂态分析，可绘出带饱和电感的移相全桥z v s - p w m 变 换器的主要波形如图3 8 所示( 图中忽略了超前桥臂和滞后桥臂的谐振暂态过程) 。 0 0 l ，。言 l ， h r 、弋 、 ， d 至 、 点，i k| 、 l l ，、 、 r 7 k 丘 。 l | ! ， y 、 、 一 、 i i ti10 札：一 + r 1 “ 纠“。 f 气 1 b 毛气 图3 8 带饱和电感的移相全桥z v s p w m 变换器的主要波形 采用饱和谐振电感，理论上，如果饱和电感在2 0 9 6 负载时饱和，且饱和电感的 能量等于实现z v s 所需要的能量，则变换器可以在2 0 负载到满载范围内实现z v s ， 同时产生最小的循环能量。所以，带饱和电感的移相全桥z v s p 州变换器可以在 不提高循环能量的条件下，在更广的负载范围内实现z v s 。 从带饱和电感的移相全桥z v s p w m 变换器的主要波形图中可以看出，在乞或 时刻电感电流达到饱和电流值，电感饱和。此时，电感电流跃升滤波电感电流 反馈到变压器一次侧的电流值0 k ，同时，变压器二次侧电压由零上升到x ， 从而，占空比丢失减少a d , 。 3 2d c d c 隔离变换器的仿真及分析 根据z v s p w m 全桥变换器基本理论，实现z v s 的关键取决于谐振电感中存 储的能量，如果谐振电感的具体电感值已经确定，那么流过谐振电感的电流大小， 将成为实现z v s 的关键。当然了，谐振电感可以选择饱和电感以解决z v s p w m d c d c 变换器对负载变化的敏感问题( 由于负载变化， z v s p w md c d c 交换器 中流过谐振电感的电流大小也发生变化：当z v s p w md c d c 变换器中流过谐振 电感的电流值小于实现z v s 的最小电流值时，便不能实现z v s ；此时，如果要想实 现z v s ，只能通过加大谐振电感来解决问题) ，饱和电感的特性为：流过其的电流越 小，其电感量越大：流过其的电流越大，其电感量越小，当流过其的电流大到一定 数值，其电感量达到某一饱和值。这样若谐振电感选择饱和电感，则在负载很轻， 负载电流很小时，流过饱和电感的电流很小，饱和电感的电感值变大，仍能满足 实现z v s 的条件；在负载很重，负载电流很大时，流过饱和电感的电流很大，饱和 电感的电感值变小，仍能满足实现z v s 的条件。 3 2 1 建立仿真模型 m a t l a b s i m u l i n k 工具箱中给我们提供了丰富的用于电力电子装簧仿真的模块， 只是通过简单的拖拉连接即可，但是参数的设置要尽量考虑实际。仿真模块中的 开关器件，这里采用i g b t 模块、续流二极管模块和电容并联，如图3 9 ： 图3 9 开关模块 其中图中端口d 、q 分别是开关模块中反并联二极管模块和i g b t 模块的电流、 电压的观测端1 ：3 ，端1 3h a l 是i g b t 的触发脉冲信号输入。i g b t 模块的主要参数 如图3 1 0 ： 图3 1 0i g b t 模块的仿真参数 通态阻抗( r e s i s t a n c er o n ( o h m s ) ，本模型取0 5 3 e 3q ) ，通态电感( i n d u c t a n c e l o n ( h ) ，本模型取2 5 p f ) ，正向压降( f o r w a r d ，v o l t a g e ( v ) ，本模型取默认设置1 ， 电流下降时间( c u r r e n t1 0 f a l lt i m et f ( s ) ，本模型取0 1 5 u s ) ，电流拖尾时间( c u r r e n t t a i lt i m et t ( s ) ，本模型取0 1 u s ) ，初始电流( i n i t i a lc u r r e n ti t ( a ) ，本模型取0 ) ；缓冲 电阻( s n u b b e rr e s i s t a n c er s ( o h m s ) ，本模型取i n f ) ，缓冲电容( s n u b b e rc a p a c i t a n c e c s ( e 3 ，本模型取o ) ，这样选定缓冲电阻和缓冲电容的参数，是为了消除两者的作用， 以便确定谐振电容的参数。为了是i g b t 模块更好地模拟开关器件的实际情况，以 上主要参数是根据2 4 节中选择的富士2 m b l l 5 0 u 4 h - 1 7 0 开关模块的参数技术资料 来设置的。 反向并联二极管模块参数设置，因为根据2 m b l l 5 0 u 4 h - 1 7 0 开关模块的参数技 术资料，对d i o d e 模块的参数设置没有特别的要求，所以我们可以将其缓冲电阻 的参数置为i n f ，缓冲电容的参数置为o 。 因为在电力电子工具箱中没有饱和电感模块，所以这里必须对它进行构建， 根据饱和电感的特性，其模型图如图3 1 1 所示： 图3 1 1 饱和电感模型 当流过电感l 中的电流大于或小于某个设定值后，开关i d e a ls w i t c h 就会闭 合，将l 短路，使得其电感量为o 。 带饱和电感f b _ z v s p _ p w m 仿真模型图如图3 1 2 所示： 图3 1 2z v s p w md c d c 变换器仿真模型 图中移相脉冲序列可以直接用p u l s eg e n e r a t o r 模块直接产生。本模型中p u l s e g e n e r a t o r 模块的参数设定如下：p e r i o d ( s e e s ) ( 周期，单位秒) 均为5 e - 5 ，d u t y c y c l e ( o f p e r i o d ) ( 占空比) 均为4 6 ；a m p l i t u d e ( 幅值) 1 0 ；s t a r tt i m e ( 输出开始时刻) 分别为0 ，0 0 0 0 0 3 ，0 0 0 0 0 2 5 ，0 0 0 0 0 0 5 。 本模型中线性变压器t 的参数设置，可以根据其帮助提示里面的公式对线圈 电阻和漏感进行计算，其单位均为标幺值，具体设置如下：变压器功率p n = s e 3 v a , 频率 f n = 2 0 0 0 0 h z ， v 1 = 7 5 0 + s q r t ( 2 ) v r m s ， r i - - 0 0 0 1 p u , l i = 0 0 0 1 p u ， v 2 = 9 0 0 + s q r t ( 2 ) v r m s ，r 2 = 0 0 0 5 p u ，l 2 = 0 0 1 p u ，可以根据其公式计算出r i = 0 2 8 q ，l 1 - - 2 2 4 u h ，r 2 = 0 2 0 2 50 ，l 2 = 3 2 2 u h 。 本模型中其它电容，电感都可以s e r i e s r l c b r a n c h 模块来构成，负载有s e r i e s r l cl o a d 模块构成。通过理论计算和大量的仿真分析，选定超前桥臂的谐振电容 为2 0 0 0 p f , 滞后桥臂的谐振电容为1 0 0 0 p f , 谐振电感为2 5 u h , 其饱和电流置为1 0 a 。 根据第二章的理论分析，给出如下计算： t。珊，21 2 x 2 x 1 0 - 9x 7 5 0 x 1 5 1 9 0 0 3 1 ，0 由于本节前面描述的模型建立过程可知，该变换器模型超前桥臂的两个主开 关管之间的触发延迟角为0 0 0 0 0 0 5 x 2 5 一0 1 3 p s ，符合理论要求。 z - 4 2 5 1 0 “2 x l o 一9 - 1 1 1 8 ， 弛一1 4 2 5 x 1 0 4 2 1 0 4 4 4 7 2 1 3 5 9 5 铲毒a r c s i n 告- 0 2 2 x 1 0 - 6 x 0 2 3 - o 0 5 m ， 滞后桥臂的两个主开关管之间韵触发延迟角应大于t 。( o 0 5 声) ，根据本模型的 建立过程可知，滞后桥臂的两个主开关管之间的触发延迟角为 0 0 0 0 0 0 5 2 5 一0 1 3 p s ，符合理论要求。 3 2 2 仿真结果及分析 该模型的仿真结果如下： 1 当输入电压是7 5 0 v d c 时，移相角为0 0 0 0 0 0 5 1 ，输出电压圪。，变压器原 副边电压v t l 、v t 2 和变压器原边输入电流i p 的波形如图3 1 5 所示： 图3 1 5 输出电压、变压器原副边电压及a 、b 间电压、原边电流波形 超前桥臂q 2 的触发信号波形、反向并联二极管的电流电压波形以及开关管 i g b t 的电流电压波形如图3 1 6 所示： 图3 1 6 超前桥臂主开关管的电流电压仿真波形 滞后桥臂0 3 的触发信号波形、反向并联二极管的电流电压波形以及开关管 i g b t 的电流电压波形如图3 1 7 所示： 图3 1 7 滞后桥臂主开关管的电流电压仿真波形 从以上仿真结果可以看出，输出结果与上一节的理论分析基本一致。从图3 1 6 和3 1 7 中可以看出i g b t 的反并联二极管对i g b t 零电压开通的作用。当某一i b g t 关断，其所在桥臂的两个电容与谐振电感谐振，令一i g b t 的反向并联二极管两端 电压过零，二极管自然导通起到续流作用，此时这个i g b t 两端电压钳位为零，实 现零电压开通。 根据电源的电压变化范围，对输入电压分别为5 2 5 v 和9 0 0 v 时的情况下，重 复上述仿真过程。 当输入电压为5 2 5 v 时，调整移相角为o 0 0 0 0 0 1 ，此时输出电压v o u t ，变压 器原副边电压v t l 、v 亿和变压器原边输入电流i p 的波形如图3 1 8 所示： 图3 1 8 输出电压、变压器原副边电压及a 、b 间电压、原边电流波形 超前桥臂0 2 的触发信号波形、反向并联二极管的电流电压波形以及开关管 i g b t 的电流电压波形如图3 1 9 所示： 图3 1 9 超前桥臂主开关管的电流电压仿真波形 滞后桥臂q 3 的触发信号波形、反向并联二极管的电流电压波形以及开关管 i g b t 的电流电压波形如图3 2 0 所示： 图3 2 0 滞后桥臂主开关管的电流电压仿真波形 当输入电压为9 0 0 v ，调整移相角为0 0 0 0 0 0 8 8 ，此时输出电压v o u t ，变压 器原副边电压v t l 、v 1 2 和变压器原边输入电流的波形如图3 2 1 所示： 图3 2 1 输出电压、变压器原副边电压及a 、b 问电压、原边电流波形 超前桥臂q 2 的触发信号波形、反向并联二极管的电流电压波形以及开关管 i g b t 的电流电压波形如图3 2 2 所示； 图3 2 2 超前桥臂主开关管的电流电压仿真波形 滞后桥臂0 3 的触发信号波形、反向并联二极管的电流电压波形以及开关管 i g b t 的电流电压波形如图3 2 3 所示： 图3 2 3 滞后桥臂主开关管的电流电压仿真波形 通过以上两种情况的仿真，可以看出，仿真波形的波形符合前述的理论分析。 3 3 移相全桥变换器的数字控制策略 实现全桥交换器的移相p i 6 1 控制的方法很多，传统的控制方法是通过专用的集 成控制芯片( u c 3 8 7 9 、u c 3 8 9 5 ) 来调节其两桥臂问导通的相位差，以实现其p w m 模 拟控制。但是近年来随着数字信号处理技术日趋完善成熟，各种微控制器性能价 格比的不断提高，采用d s p 或c p l d 数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋 势。相对于模拟控制，采用数字控制有许多的优点： ( 1 ) 电源性能基本不受元器件性能变化的影响，电源致性好，可靠性高。 ( 2 ) 数字控制避免模拟信号的畸变失真，减小了杂散信号的干扰，具有很强 的抗干扰能力。模拟控制器的稳定性在于所选定元件的稳定性，但是模拟元件的 参数容易受环境和温度的影响，所以模拟控制易受外界干扰，稳定性较差。数字 控制用数字来表示控制量，具有较好的稳定性和可靠性。 ( 3 ) 硬件电路的功能由软件形式的数值计算所取代，简化了控制电路的硬件 结构。 ( 4 ) 数字控制中由于作为控制器的微处理器有较强的运算能力，可以实现各 种复杂的控制算法，并且还能实现通讯和网络控制的功能。 ( 5 ) 数字控制系统还具有很好的控制灵活性。数字控制是用软件来实现各种 控制策略的，因此在设计过程中如果要改变控制策略或控制参数只需要改变控制 程序即可，而不象模拟控制器那样需要改变整个控制硬件系统。 数字控制的这些优点大大提高了变换器的整体性能，使得交换器成为具有高 精度，高可靠，高效率和高功率密度的设备。本文选择了t i 公司的t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 数字信号处理器( d s p ) 作为主控芯片。 3 3 1 控制系统结构 图3 2 4 为o c d c 交流器的控制系统结构框图；输出中间直流电压蜴由电压传感 器采集，经过a d 转换为数字信号进) k d s p 。u o 与电压给定值u 进行比较，生成电 压误差信号，在d s p d p 进行p i 运算，构成输出直流电压的电压控制环。d s p 产生p 删 脉冲驱动信号，通过隔离驱动电路控制四个i g b t 开关管的通断，根据电压误差信 号调整两个开关桥臂的移相角，实现输出稳压。同时，采集变压器的原边电流p 进 行逐个周期电流限制，用以抑制变压器直流偏磁和过流保护，也可以作为d s p 计算 死区时间的依据，提高整个系统的动态响应速度。 图3 2 4d c d c 变换器控制系统框图 3 3 2 驱动信号产生 全桥移相p w m 变换器利用超前桥臂和滞后桥臂的相移来调节占空比，这对d s p 产生的p 州驱动信号的要求如下： ( 1 ) 上下桥臂两管的驱动信号1 8 0 度，互补导通； ( 2 ) 四路驱动信号占空比均设置为5 0 9 6 ，由于死区时间的影响，实际输出占空 比小于5 0 ； ( 3 ) 两组桥臂之间有相位差，相位超前的信号作为超前桥臂信号，相位滞后的 信号作为滞后桥臂驱动信号。 驱动信号生成可通过t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 事件管理模块e v a 或e v b 产生。事件管理器 e v a 或e v b 有三个全比较单元，每个全比较单元都有两个互补的p 嘲脉冲输出，因 此可以使用其中两个比较单元提供四路驱动信号；设置定时器为连续增减计数模 式，在定时器下溢中断和周期中断时分别设置比较寄存器的值，同时保证同一个 比较寄存器在定时器下溢中断和周期中断设置参数之和等于周期寄存器的值t ，这 样就可以使产生的p 删脉冲为5 0 的占空比。为防止上下桥臂贯穿导通，需要设置 死区，死区时间由死区控制寄存器产生。 上述条件( 1 ) 、( 2 ) 的要求很容易实现。由于同一事件管理器的比较单元时基 是一个通用定时器，条件( 3 ) 需要的两桥臂间有相位差，可以由两个比较单元在周 期和下溢中断时，赋予不同的初值来解决。 x y i i l i 图3 2 5 驱动信号产生 设系统调节所得移相角对应比较寄存器的值为x ( 整数) ，周期寄存器的值为t 。 设置其中一个比较寄存器在下溢中断时赋值为0 ，在周期中断时赋值为t 。另一个 比较寄存器在下溢中断时赋值为x ，在周期中断时赋值为卜x ，如图所示。可以看 出，第一个比较寄存器的相位相对超前第二个寄存器1 8 0 x t 度。调节寄存器x 的 值就是调节两个桥臂的移相角，进而改变全桥变换器的输出直流电压，实现移相 控制。 3 3 3 驱动信号的软件实现 本系统中全桥变换器的i g b t 开关频率设定为i o k h z ，t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 的处理速 度为4 0 m i p s ，故采样周期为4 0 0 0 个时钟周期。定时器是增减计数模式，因此设置 定时器周期寄存器的值为2 0 0 0 。使能比较单元的下溢和周期中断，分别在下溢中 断和周期中断处理程序中重写比较寄存器的值。 周期中断处理，c m p r i 设为0 ，c m p r 2 设为( 2 0 0 0 一p h a s e _ s h i f t ) ，其中 p h a s es h i f t 是经过p i 计算得到的移相角对应的偏移值。通用定时器在从2 0 0 0 至u o 的减计数过程中，c i p r l 和c m p r 2 先后产生2 次比较匹配，对应的4 个比较输出引脚 反转。 下溢中断处理，c h p r i 设为2 0 0 0 ，c m p r 2 设为p h a s e _ s h i f t 。通用定时器在从0 到2 0 0 0 的增计数过程中，c m p r i 和c m p r 2 先后产生2 次比较匹配，对应的4 个比较输 出引脚反转。同时a d 转换和p i 算法也放在下溢中断程序中，每个采样周期计算一 次移相角，确保全桥变换器输出电压调节快速准确。 图3 2 5 程序流程图 弼 一 4 辅助逆变系统三相逆变器控制电路设计 传统的逆变电源都是采用模拟控制系统，模拟控制经过多年的发展，已经非 常成熟。然而模拟控制有着固有的缺点： ( 1 ) 控制电路的元件比较多，体积庞大，结构复杂； ( 2 ) 灵活性不够，硬件电路一旦设计完成，控制策略就不能改变； ( 3 ) 调试比较麻烦，由于器件特性的差异，致使电源一致性差，且模拟器 件的工作点漂移，会导致系统参数的漂移，从而给调试带来不便。 因此，传统的模拟控制逆变器在许多场合己不适应新的要求。随着d s p 技术 的成熟和普遍，新一代的数字信号处理器处理速度大为提高，使得很多复杂的控 制算法可以得以实现。尤其是对于采用s p 删调制策略这种需要在线计算和控制的 复杂算法，采用d s p 不仅可以比较方便地实现控制目的，而且大大简化了控制电 路设计，提高了可靠性。 4 1 三相逆变器控制原理框图 基于d s p 器件t m s 3 2 0 f 2 4 0 设计了控制电路，其系统框图如图4 1 所示： a 相驱 动脉冲 b 相驱 动脉冲 c 相驱 动脉冲 图4 1 逆变器控制原理框图 t m s 3 2 0 f 2 4 0 及其外围的采样，控制部分构成了d s p 子系统。d s p 内部具有双 十位转换时间 j 、 7 _ ，o t l 7趴胁 j 一 ，- 彭黝缀纥 ，- - h l - bj k 兀 一兀 图4 4 不对称规则采样法 同时在三角波的顶点位置又在底点位置对正弦波进行采样，由采样值形成阶 梯波，则此阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个三角波的周期内的位置 是不对称的。在这里，采样周期t 是三角波周期的1 2 。 由上图可知 。- m s i n 哦) 。一t o + ms i l l 嘶) - 2 ( 1 + m s i n 研2 ) 岛- 吾( 1 一l f s i n “：) 脉冲宽度为 t 一。+ 一吾【1 + 等( s i n 嚷+ 咖耐：) 】 即k - - o ，1 ，2 ，3 ，k 为偶数时是顶点采样，k 为奇数时是底点采样。 4 2 3 数字s p w m 的产生机制 数字p w m 的发生原理，要实现数字s p 喇控制比较容易。在t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a ， 六路s p w m 的产生是通过事件管理模块( e 、，b ) 的全比较单元来实现。全比较主要包括 硬件比较器、定时器、全比较寄存器c m p r i 、全比较寄存器c m p r 2 、全比较寄存器 c m p r 3 。把定时器的计数模式设置成连续增减计数模式来模拟三角载波。将参考 正弦波制成表格，设定好定时器之后，在每个开关周期( 定时器的中断周期) ，d s p 程序根据查表指针从参考正弦波表获得相应数字量，并将它赋值给比较寄存器 c 旧r x ，然后比较寄存器比较后决定p 州信号电平的高低。与此同时同时查表指针加 一，在一个正弦波周期结束时将查表指针复位至参考正弦波表的首地址。 系统软件主要由主程序与中断服务子程序两部分组成。因为本系统对软件的 实时处理能力要求很高，所以绝大多数功能模块是在中断子程序中完成的。在主 程序中，首先，程序对一些寄存器进行设置，并且初始化所有的变量。然后使能 所需的中断，启动定时器，循环等待，主程序流程图如图4 1 所示。中断服务子程 序为定时器2 的周期中断( t 2 p r i n t ) 程序。在中断子程序中，d s p 主要完成逆变器输 出电压和电感电流的采样，电压环和电流环的控制算法，s p 州波的输出，以及启动 下次a d 转换，结构流程如图4 5 所示。 4 3 逆变器并联研究 图4 5s p w m 调制软件流程图 4 3 1 逆变器并联系统环流特性分析 为了提高供电可靠性，扩大供电容量，在紧急情况下能够承担相邻车体的供 电任务，辅助逆变系统需要能够并联运行。与直流电源不同，逆变电源输出的是 正弦波，并联时需要同时控制输出电压的幅值和相角，即要求同频率、同相位、 同幅值运行，如果各逆变模块输出电压幅值或相位不一致，各模块之间会产生各 种环流。 实现逆变电源的并联运行，其关键就在于并联的的逆变电源模块共同均分负 载电流，两个逆变电源并联等效电路如图4 6 所示。 图4 6 两逆变器并联等效电路 图中，k 、k 分别为两个逆变电源模块输出p 删波形的基波电压，厶、c l 、岛、 c 2 分别为两个逆变电源的输出滤波器，乙为负载，z l 、z 2 分别为输出负载线阻 抗( 阻抗很小忽略) 。 根据图可以列出以下方程组 v 1 一h 5 i l l 。 吃一l ：s i z z 一圪 j 工l + j 2 # j c l + j c 2 + j 1 + j 2 n “罢 j c l - v o c l s j c ：一吃c ：s 由上述方程组解得 i , - 吃q s + 学 “啵s + 学 两式相减，可得 厶i j l 毫一皖( c 1 一c o s + i v o e 1 一p 1 + - u k 一专 即为环流。 当c l - c 2 一c ，厶- l 2 一工时