（电磁场与微波技术专业论文）l波段锁相源的分析与设计.pdf

摘要 微波振荡源是通信系统的关键部件，锁相源由于其结构相对简单且输出信号频谱稳定 性好，因而在各类通信系统中有着广泛的应用。锁相源的设计方案众多，其中环路锁相源 由于能够提供更宽的锁定带宽和更好的噪声抑止性能因而受到广泛的重视。环路锁相源主 要由参考频率源、鉴相频器、环路滤波器、压控振荡器和分频器等部分组成，而所有这些 组成部分中环路滤波器的设计灵活性最强，合理的环路滤波器设计可以使环路锁相源获得 快速的入锁时间和良好的噪声性能。 本文着重分析研究了环路滤波器的设计问题。文章首先对各种环路滤波器的相位增益 一频率特性进行了仿真和分析，然后分别讨论了无源和有源环路滤波器的设计方法。对于 无源环路滤波器的设计，本文讨论了一种采用开环增益带宽和相位裕量法，给出了环路滤 波器各个元件的计算公式。对于有源环路滤波器的设计，本文讨论了一种先设定一定的相 位裕量，然后根据规格化曲线来设计环路滤波器常数的方法。文章随后通过射频变化方案 分析和适当的元件选取，提出了可用与w c d m a 和g s m 双模移动终端的锁相源的实现方案 和组成电路。由于采用了零中频方案，所以该锁相源最后输出频率范围包括w c d m a 和 g s m 所有上下行频段。为了达到一定的锁定时间和降低锁相源的噪声输出，环路滤波器采 用了无源三阶环路滤波器。文章最后对该锁相源的锁定时间、输出频率稳定度和输出相位 噪声等做了仿真和定性分析。 关键词：锁相源环路滤波器压控振荡器 a b s t r a c t a sak e yd e v i c eo fm i c r o w a v es y s t e m ，m i c r o w a v eo s c i l l a t o rh a sb e e nw i d e l ya p p l i e dt oa l l k i n d so fm i c r o w a v es y s t e m t h e r ea r eal o to fk i n d so fp h a s e - l o c k e do s c i l l a t o r s ，i nw h i c h p h a s e l o c k e dl o o po s c i l l a t o r sc a l lp r o v i d eb e t t e rp e r f o r m a n c et h a no t h e r s ap h a s e - l o c k e dl o o p o s c i l l a t o rc o n s i s t so faf r e q u e n c ys o u r c e ，ap h a s ed e t e c t o r ，al o o pf i l t e r ，a n dav o l t a g ec o n t r o l o s c i l l a t o r a m o n ga l lt h e s ep a r t s ，l o o pf i l t e ri st h eo n l yo r l ew h i c hc a nb ed e s i g n e df r e e l y p h a s e l o c k e dl o o po s c i l l a t o rc a no b m i nh i g hp e r f o r m a n c eb yd e s i g n i n gl o o pf i l t e rp r o p e r l y i nt h i s p a p e r , t h em e t h o d sf o rl o o p f i l t e r d e s i g na r ei n v e s t i g a t e di n t e n s i v e l y t h e p h a s e g a i n - f r e q u e n c yc h a r a c t e r i s t i c sa r ea n a l y z e df i r s tb ys i m u l a t i o n t h e ns e v e r a ld e s i g n m e t h o d sf o rb o t hp a s s i v ea n da c t i v el o o pf i l t e r sa l ep r o p o s e dr e s p e c t i v e l y o p e n l o o p g a i n b a n d w i d t ha n dt h em e t h o do fp h a s em a r g i na r ee m p l o y e di nd e s i g n i n gp a s s i v el o o pf i l t e r , a n d s o m ee q u a t i o n st oc a l c u l a t ec a p a c i t o r sa n dr e s i s t a n c e so ft h ef i l t e ra r ed e r i v e d am e t h o do fu s i n g t h en o r m a l i z e dc u r v et od e s i g na c t i v el o o pf i l t e ri sd i s c u s s e d a tl a s tad e s i g no fp h a s e - l o c k e d o s c i l l a t o r , w h i c hc a nb eu s e di nw c d m a g s md u a l m o d em s ，i sp r o p o s e d t h eo u t p u t f r e q u e n c yo ft h i sp h a s e - l o c k e dl o o p o s c i l l a t o ri n c l u d e st h ee n t i r eb a n d so ff r e q u e n c yo f w c d m aa n dg s m at h i r d o r d e rp a s s i v el o o pf i l t e ri sa d o p t e dt oo b t a i nas h o r t e rp h a s e l o c k e d t i m ea n dal o w e rp h a s en o i s eo u t p u t b e s i d e s ，s o m es i m u l a t i o n sa lee m p l o y e dt oa n a l y z et h e p e r f o r m a n c eo ft h ep h a s e l o c k e do s c i l l a t o rs y s t e m k e yw o r d s ：p h a s el o c k e do s c i l l a t o r ；l o o pf i l t e r ；v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r n 南京邮电大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究 工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的 地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包 含为获得南京邮电大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材 料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了 明确的说明并表示了谢意。 研究生签名伛日期： 南京邮电大学学位论文使用授权声明 南京邮电大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留 本人所送交学位论文的复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其 他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质论文的内容相一 致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布 ( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权 南京邮电大学研究生部办理。 研究生签名：链导师签名：擞日期：2 1 1 z ：丝 南京邮电大学硕上研究生学位论文第l 章绪论 第1 章绪论 1 1 选题背景n 吨1 微波振荡源随着半导体技术的发展，在许多领域，如微波通信、卫星通信、雷达、遥 测和微波测试仪表等方面已经等到了广泛地应用。可以说微波振荡源是微波通信系统中的 关键部件，它的性能和可靠性对通信系统的影响很大。因此研制性能良好的振荡源是提高 通信系统可靠性的一个重要方面。 锁相源是随着锁相技术的发展而发展起来的。其基本设想是不让各级噪声和功率下掉 逐级积累。它是用一个小功率的晶振参考源去锁定大功率微波振荡器的相位，使两者达到 相同的频率稳定度。锁相源具有频率稳定度高、输出噪声小以及功率下掉小等优点。 本论文研究的是工作频率在l 波段的锁相源。l 波段的频率范围是：1 g h z - - 一2 g h z ， 它是最低的微波波段，也是利用比较充分的波段。雷达、卫星通信都有工作在该频段的部 分，移动通信则大多工作在该频段内或附近。所以，研究这个波段的锁相源就有非常广泛 的意义。随着集成电路的飞速发展，出现了集成度相当高的锁相环电路，其中包括了鉴相 器，分频器等锁相环路的核心元件，只要外加晶振、v c o 、环路滤波器和其他的一些外围 电路元件就可以组成一个系统。所以，本文着重讨论了环路滤波器的设计。 近年移动通信发展迅速，第三代移动通信( 3 g ) 技术和标准日趋完善，许多运营商都 启动了3 网络的商用，并在一些城市完成了3 g 网络的测试，上3 g 已成必然。因为2 g 网 络覆盖范围广能够提供满意的语音业务和低速率数据业务，加上运营商要保护他们对2 g 网络的投资，2 g 网络和3 g 网络必然有一段较长时间的共存期。以3 g 中的w c d m a 和 2 g 中的g s m 为例。为了平衡w c d m a 和g s m 系统的覆盖或负荷，w c d m a 和g s m 规 范支持w c d m a 与g s m 间的相互切换。在w c d m a 系统布局初期，为了提供连续的覆 盖，需要支持到g s m 系统的切换；为降低g s m 小区的负荷，也需要从g s m 到w c d m a 的切换。 本文针对这种情况，在前面仿真和分析的基础上设计了一个支持w c d m a 和g s m 间 系统切换的双模移动终端的频率合成系统。大规模集成电路的发展使移动终端智能化，小 型化发展方向成为可能，本文采用了美国国家半导体公司推出的l m x 2 3 7 0 集成双环锁相 环芯片来设计这个系统。对系统的性能做了大量地仿真分析。 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第1 章绪论 1 2 微波锁相源系统概述 1 2 1 微波锁相源简介旷羽 1 微波振荡源 微波振荡源是通信、雷达、电子对抗、测试仪表等各种微波系统中应用广泛的重要设 备，有人曾用“微波机的心脏”来比喻振荡源的重要性。为了适应可靠性、技术性、经济 性的要求，全固态化成为微波设备的发展方向。而微波振荡源的全固态是经历了三个发展 阶段的：首先是采用晶振一放大一倍频链作为振荡源；其次是采用雪管和体效应管的腔体 稳频或注入同步振荡源：第三种是采用锁相环做成振荡源或放大器在这三种方案中，第三 种方案由于参考源、集成鉴相器和分频器的发展，这种振荡器的输出信号频谱质量、稳定 性都很高。随着通信、雷达、电子对抗、卫星通信等技术的发展，对振荡源的频率稳定 度和噪声性能提出了越来越高的要求，而晶振倍频振荡源由于结构复杂、效率较低、倍频 器增大噪声电平、功率下掉( 指功率随温度的升高而下降) 等问题，现已逐渐被锁相振荡 源代替。可以说，锁相技术的迅速发展，为提高微波振荡源的性能提供了一条新的途径。 2 锁相振荡源 锁相振荡源的基本设想就是用一个小功率的晶振倍频参考源去锁定大功率微波振荡 器的相位，当相位锁定时，参考源与被锁振荡器之间的相位差为一恒定值，而两者间的角 频率相等，从而达到用小功率晶振倍频源去稳定大功率微波振荡器功率的目的。锁相振荡 源可以细分为注入锁相、环路锁相、取样锁相等几种不同的方案。其中，注入锁相振荡源 的优点是结构简单，但由于它是靠振荡器内部的非线性过程来实现相位锁定的，其可调因 素太少，更重要是它的注入功率被锁振荡器的自漂移、锁定带宽、噪声性能是相互矛盾的。 因此，在使用中注入锁相振荡源的最大缺点是可靠性较差。相比之下，环路锁相则能够较 好地解决上述不足，它将相位负反馈用外加的环路来完成，这样可调整的因素就多了，因 此有可能在噪声抑制性能和可靠入锁两方面都比注入锁相有较大改善。具体说，让锁相环 路既能提供更宽的锁定带宽，以跟踪参考源的载频，又能提供更窄的噪声抑制性能，这就 是构成环路锁相源的基本出发点。 锁相环路有三个基本部件：鉴相器( p d ) 、低通滤波器( l f ) 和压控振荡器( v c o ) 。 锁相环路是一个相位自动控制系统，在环路起始状态下，若压控振荡器起始频率畋与参考 信号蛾稍有不同，则鉴相器两输入信g - ( u , ，u o ) 之间的相位差包是时变的。鉴相器的输出是 差拍的误差g a n u ，( t ) ，该误差电压经过低通滤波器变成控制电压“。( ，) 加到压控振荡器上。 由于相位负反馈作用，该控制电压致将在减小与甜i 之间频率差的方向改变压控振荡器的 2 堕塞坚皇奎兰堡主竺窒生兰垡堡茎 丝! 至堕笙 频率，使压控振荡器的频率吃趋向于q 。当吃= q 时，则“。与甜。之间的相位差包为常数， 这时，叫做压控振荡器的相位被参考源的相位锁定。相位锁定时，由于晓为常数，鉴相器 输出的误差电压蚴是直流，该直流误差电压经过低通滤波器加到压控振荡器上，使压控振 荡器产生一个恒定的频偏吐，该频偏恰好使压控振荡器的频率由变成 缈= + 嗥= q ，使相位锁定状态维持下去。其中鳞为控制频差。显然，相位锁定时， 压控振荡器的频率始终跟踪参考频率皑，这样，即使压控振荡器的固有频率纯可以随温度、 电源电压而变，但是，由于相位锁定所产生的控制频差纰，恰好使压控振荡器的频率补 偿到缈= 皑，并始终与够同频，从而达到用晶振倍频源稳定压控振荡器频率的目的。 由此可以看出环路锁相源有以下几个重要特点： ( 1 ) 相位锁定时，由剩余相差包所产生的控制电压，使压控振荡器的频率等于参考源的频 率，因此，这种稳频方案没有剩余频差，使得压控振荡器和参考源具有同样的频率稳 定度。 ( 2 ) 和注入锁相相比，它可以获得更宽的锁定带宽。 ( 3 ) 和注入锁相相比，它可以获得更窄的噪声抑制性能，以抑制晶振倍频参考源的噪声。 1 2 2 几种锁相振荡源方案的构成口刮 下面简单介绍一下锁相振荡源几种方案的构成 1 波混频、中频鉴相的锁相振荡源 谐波混频锁相振荡源组成如图1 一l 所示。这种方案中由于v c o 没有被分频，压控斜率 较大，因此可以获得较大的锁定带宽。考虑到谐波混频器的变频损耗，有时在环路中需要 加直流放大器。 2 分频锁相方案 这种方案如图2 2 所示，它在结构上比混频方案简单，分频器可用集中参数的电路或 1 集成块。在分频时，分频器同时也把压控振荡器的相位变化分成原来的二，才和参考信号 以 的相位进行鉴相，这相当于把压控斜率减小为原来的! ，这样环路增益也下降三，必须在 摇 刀 环路中加直流放大器，才能确保环路有足够宽的锁定带宽。 3 取样锁相振荡源 取样锁相方案如图1 3 所示。这种方案除了压控振荡器是高频部件外，其余都可以用 集中参数的电路构成，系统的结构较简单，便于实现小型化。其次，取样锁相的突出优点 3 南京邮电大学硕士研冗生学位论文 第1 章绪论 是它的灵活性，例如一个宽带取样鉴相器( 由0 至1 2 g h z ) ，可以用1 0 0 m h z 脉冲作为参考 信号，对1 g h z 、2 g h z 、4 g h z 、8 g h z 和l1 g h z 等各个频段的压控振荡器直接进行取样鉴 相和锁相。 它的缺点是取样鉴相的效率比较低，致使鉴相斜率比较低，因此必须在环路中加上直 流放大器，才有足够的锁定带宽。加了直放，就有零点漂移问题。 图1 1 谐波混频中频鉴相的锁相振荡源 m f i + f i r n f i - f i g 图1 - - 2 分频锁相方案 图1 3 取样锁相振荡源 4 堕室坚皇兰堡主婴窒竺堂垡笙壅笙! 兰丝笙 1 3 论文内容介绍 本文首先介绍了微波锁相源的应用背景，锁相源的基本概念、系统结构和几种实现的 方案。随后着重分析了设计环路滤波器的方法。最后提出了可用与w c d m a 和g s m 双模 移动终端的锁相源的组成方案，并对该系统做了仿真分析。 在第2 章中阐述了锁相环路的基本结构和工作原理，对组成锁相环路各部分做了介绍 分析，在分析了环路的基本方程以后给出了判断环路稳定的方法。第3 章介讨论了环路滤 波器的设计方法【7 捌，对无源滤波器和有源滤波器的设计方法分别做了讨论分析，为以后整 个锁相源系统的设计打下基础。 第4 章在分析了移动通信系统射频变换方案的基础上，提出了可用与w c d m a 和g s m 双模移动终端的锁相源的实现方案【8 叫【1 4 2 7 1 。在此基础上提出该锁相源的电路图【m 13 1 ，随后 对该锁相系统做了仿真和性能分析。第5 章对以前所做工作做了总结，同时对锁相源设计 方法的进一步的改进完善提出了一些建议。 南京邮电大学坝上研究生学位论文第2 章锁相耶路的基本原理 第2 章锁相环路的基本原理 2 1 锁相环路组成框图和基本功能 锁相环路是一个相位负反馈控制系统，它由鉴相器( p d ) 、环路滤波器( l f ) 和压控振荡 器( v c o ) - - 个基本部件组成，锁相环最基本的方框图见图2 一l 。锁相环的基本功能是跟踪 输入信号的相位。这一功能是由鉴相器产生一个与输入信号和v c o 信号相位差成比例的电 压而完成的。这个相位误差电压通过低通滤波器，在那罩抑制了噪声和 图2 1 环路滤波器的基本组成 高频信号成份，并帮助决定环路的动态性能。经滤波后的相位误差电压调制v c o 频率，重 新在鉴相器中与输入信号比较。产生的任何误差电压通过环路滤波器，调制v c o 频率，直 n v c o 以固定的相位关系锁住输入信号。锁相环通过跟踪输入信号的相位，实现了频率同 步和频率跟踪。压控振荡器的输出接至鉴相器的一个输入端，其输出频率的高低由低通 滤波器上建立起来的平均电压大小决定。施加于鉴相器另一个输入端的外部输入信号与来 自压控振荡器的输出信号相比较，比较结果产生的误差输出电压正比于外部输入和压控振 荡器的输出两个信号的相位差，经过低通滤波器滤除高频分量后，得到一个平均值电压。 这个平均值电压朝着减d w c o 输出信号频率和外部输入信号频率之差的方向变化，直至 v c o 输出频率和输入信号频率获得一致。这时两个信号的频率相同，两信号相位差保持恒 定( 即同步) 即实现了锁相。当锁相环入锁时，它还具有“捕捉”信号的能力，v c o 可在 某一范围内自动跟踪输入信号的变化。如果输入信号频率在锁相环的捕捉范围内发生变 化，锁相环能捕捉到输人信号频率，并强迫v c o 锁定在这个频率上。 锁相环应用非常灵活，如果输入信号频率f i 不等于v c o 输出信号频率如，而要求两者保 持一定的关系，例如比例关系或差值关系，则可以在外部加入一个运算器，以满足不同工 作的需要。例如，一个带n 分频的锁相环路，它实现了由一个高性能低频率的参考源兀n 倍频到厶，由于锁相环路的优势，使得输出信号厶= n 厶，频率可以很高，同时相噪性 能很好，频率稳定度和频率准确度高，且不存在寄生输出问题。( 但它存在泄漏问题) 。另 外，通过改变n ，可以很方便地改变输出频率。带n 分频的锁相环如下图2 2 所示： 6 南京i i i i j l u 人学坝i j 研究生学位论义 第2 章锁相环路的皋奉原理 2 2 1 鉴相器 图2 2 带运算的锁相环组成框图 2 2 组成环路的各部分介绍与分析 鉴相器是一个相位比较装置，它把输入信号和压控振荡器的输出信号的相位进行比 较，产生对应于两信号相位差的误差电压，该电压经环路滤波器后作用与压控振荡器。鉴 相器可以分为模拟鉴相器和数字鉴相器。任何一个理想的相乘器都可以作为模拟鉴相器， 它的典型代表是正弦鉴相器。数字鉴相器也称异或门鉴相器，下面分别介绍这两种鉴相器 的鉴相原理。 1 模拟鉴相器 常用的正弦鉴相器可用模拟乘法器作为模型，如图2 3 所示。若将频率研相同，而相 位不同的正弦波信号进行乘法运算，则根据三角函数公式 s i n ( a ) t + 口) s i n ( f + ) ：c o s ( p - a ) - c i o s ( 2 c o t + a + 一, a ) ( 2 1 ) z 乘法器输出变换为直流加上2 倍原频率的交流信号若用的同滤波器滤除交流成分则变 成由相位改变直流电压的鉴相器工作电路。 图2 3 正弦鉴相器的乘法器模型 扣( 卢一a 。 然而，这种模拟乘法器的输出电压还跟输入信号振幅有关，因此，鉴相器的增益会受 到振幅变化的影响，这是其缺点，因此很少使用。 2 数字鉴相器 7 南京邮电人学颀i j 研究生学位论文第2 章锁相环路的皋奉原理 用数字电路通过异或门电路实现乘法运算，异或门的逻辑真值表示于表2 1 ，图2 4 是逻辑符号图。两个输入信号都是数字信号，因此，不会发生振幅引起鉴相器的增益变化。 输入输出 abf ooo 0l1 l01 110 表2 1 异或门的逻辑真值 a b f f=ab+a百 图2 4 逻辑符号图 从表2 一l 可知，如果输入端a 和b 分别送入占空比为5 0 的信号波形，则当两者存 在相位差占时，输出端f 的波形的占空比与a 8 有关，具体如图2 5 所示。将f 输出波 形通过积分器平滑，则积分器输出波形的平均值，它同样与a 0 有关，这样，我们就可以 利用异或门来进行相位到电压的转换，构成相位检出电路。于是经积分器积分后的平均值 a 口 ( 直流分量) 为：u = 屹竺。矽与v 的关系可用图2 - - 6 来描述。从图中可知，两者 一 万 呈简单线形关系：玑= 亿x a 8 ，其中局为鉴相灵敏度。 a 厶目 图2 5 输入、输出端的波形的占空比 v t 1 丢 7 r 一7 z 2 图2 6a 0 与v 的关系 矽 异或门相位比较器在使用时要求两个作比较的信号必须是占空比为5 0 的波形，这就 给应用带来了一些不便。而边沿触发鉴相器是通过比较两输入信号的上跳边沿( 或下跳边 沿) 来对信号进行鉴相，对输入信号的占空比不作要求。 2 2 2 压控振荡器( m o o ) 1 v c o 概况 压控振荡器( v c o ：v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ) 是用输入直流电压或电流控制输出 频率的振荡器。是一种将电平变换为相应频率的脉冲变换电路，或者说是输出脉冲频率与 r 南京邮电人学硕1 ：研究生学位论文 第2 章锁相环路的粜本原理 输入信号电平成比例的电路。它被广泛地应用在自动控制，自动测量与检测等技术领域。 压控振荡器的控制电压可以有不同的输入方式。如用直流电压作为控制电压，电路可制成 频率调节十分方便的信号源：用j 下弦电压作为控制电压，电路就成为调频振荡器：而用锯 齿电压作为控制电压，电路将成为扫频振荡器。根据应用频带不同，振荡方式由各种类型， 可大致分为以下三类： ( 1 ) 利用电容充放电弛张振荡器： ( 2 ) 将输出信号馈回到输入端进行振荡的反馈振荡器； ( 3 ) 利用元件延迟时间的延迟振荡器。 2 v c o 的重要参数 ( 1 ) 调谐灵敏度 调谐灵敏度是一个系统级的指标，是所需调谐频率范围与最大调谐电压之比，单位为 h z v 。调谐灵敏度反比于带载振荡器槽路的品质因子q 。调谐灵敏度越高，振荡器的品质 因子q 应该越低。 另外一个重要且必须考虑的因素是在整个调谐频率范围内调谐灵敏度的变化。如果 v c o 的调谐灵敏度在调谐频带内有显著变化，p l l 频率合成器的性能将受到影响。典型的 p l l ( 锁相环路) 中，增益最高的器件就是v c o ，通常具有数十m h z v 的调谐灵敏度。如 此之高的增益，会由于调谐端的噪声而产生不希望的调制边带，因此设计人员应该尽量减 小调谐端的噪声。 ( 2 ) 频率稳定度 频率稳定度标识了v c o 工作频率的稳定程度，是只频率偏移量与标称频率的比值。 单位为p p m ( p a r tp e rm i l l i o n 百万分比) 。其中包括电压变换时的稳定度和环境温度变化时 的稳定度。 ( 3 ) 相位噪声 自由振荡v c o 的相位噪声是噪声边带电平与载波功率电平的相对值。在典型测量中， 通过观察v c o 在频谱分析仪上的输出，在给定的偏移频率( 相对于载波频率) 处1 h z 带宽内的 测量噪声电平。通过测试不同频率偏移下的噪声电平、并在每种情况下适当改变i f 带宽的 间隔，带有特殊固件的现代频谱分析仪器能够产生一条曲线，用来表示单边带相位噪声随 频率偏移的变化。 2 2 3 环路路滤波器 环路滤波器是一线性电路，由线性元件电阻、电容、电感( 有时还包括运算放大器在 9 南京邮电人学硕：i ：研，e 生学位论文 第2 章锁相王1 、路的綦本原理 内) 。环路滤波器主要功能是只让控, | j v c o 振荡频率的直流通过，而除去比较频率中的交 流纹波成分。环路滤波器可大致分为r c 积分滤波器、无源比例积分滤波器和有源比例积分 滤波器。 1 r c 积分滤波器 一种最简单的r c 积分滤波器如图2 7 ( a ) 所示。其传输算子为 1 ，( p ) = 亡( 2 - - 2 ) l 十p f 其中f = r c 是时间常数，这是这种滤波器唯一可调的参数。 图2 7 ( a ) r c 积分滤波器 图2 - - 7 ( b ) 无源比例积分滤波器 2 无源比例积分滤波器 无源比例积分滤波器如图2 - - 7 ( b ) 所示，与上述r c 积分滤波器相比，增加了一个与电 容串联的电阻足，这就增加了一个可调参数。这种滤波器的传输算子为 f ( p ) ：掣 ( 2 3 ) l 十一p 式中1 = ( 曷+ 局) c ，吒= r 2 c 。这是两个独立的可调参数，其频率响应为 刑咖舞 ( 2 - 4 ) 从相频特性上看，当频率很高时有相位超前校正作用，这是由相位超前因子1 + j - o 时，z i i o ( j o j ) - - 7 # 。现将i 见( 缈) i = 1 所对应的频率嘶 称为增益临界频率，么也( j o ) = 一万所对应的频率纨称为相位临界频率，那么上述条件可 用下面两个式子中的任何一个来表示 i 以( ，叻) i = 1 ，么亿( j m r ) 一万 ( 2 2 3 ) 么以( ，纨) = 一7 ，i h o ( j ( o r ) i 1 ( 2 - - 2 4 ) 1 6 南京邮电人学硕i j 研究生学位论文第3 章环路滤波器的设计 第3 章环路滤波器的设计 3 1 无源环路滤波器的设计 3 1 1 无源环路滤波器的性能分析 1 滞后滤波器 p l l 电路的环路滤波器只让控制v c o 振荡频率的直流通过，因此，要使低通滤波 器出去比较频率中的交流纹波成分。由于在p l l 电路中使用负反馈技术，为了要构成稳定 的p l l 电路，相位裕量非常重要。然而鉴相器、v c o 和分频器等的功能和器件本身决定 了它们的频率特性。p l l 电路的设计人员首先要求出鉴相器、v c o 与分频器等的频率特性， 并将这些特性与环路滤波器的频率特性进行合成，根据合成的特性构成稳定的负反馈电 路，这样来设计环路滤波器的常数。 对于如图2 - - 7 ( a ) 所示r c 积分滤波器，其电路的增益相位频率特性可以表示为 ：j 二(31co ) = 一 lj 一， r c 俐2 压南】2 + 高卜丽1 c 3 吲 输入输出的相位差秒为：秒= 一t a n 1 国r c ，截止频率为c o = 丽l ，求出各自参数如下： i m c l = 忑i - 3 ( d b ) ，包= 一t a l l 。11 = - 4 5 。当缈= 去时，振幅为万1 一3 ( 如) ，这是的频率 成为截止频率。当通过仿真可以得到这种滤波器的波特图如图3 1 所示。 西 刁 嚣 m e - q 1 e 1 1 e 21 e 31 e 4 f r e q h z 图3 一lr c 积分滤波器的波特图 1 7 1e 5 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 o 之o 4巧与刁毋国竹 堕室坐皇叁兰堡主婴壅生兰垡垒_ 文兰! 里堑堕鲨鲨壁箜堡生 从图中可以看出，截止频率处的增益为- - 3 d b ，在高于此频率的高端，增益将以无限 接近- 2 0 d b d e c 的斜率衰减，而且相位滞后在截止频率一半处为3 0 。，截止频率处为4 5 。， 在频率高端相位滞后无限地接近9 0 。这种滤波器成为滞后滤波器。在组成锁相环路的各 部件中，除了环路滤波器以外，只有鉴相器是非线性的。鉴相器的积分特性，使之本身存 在9 0 。的相位滞后。所以，当使用滞后滤波器时，整个环路出现了1 8 0 9 的相位滞后。而对于， 一个负反馈系统而言，当相位滞后1 8 0 。时，系统会出现振荡现象而不在稳定。所以p l l 中 很少使用滞后滤波器。 2 滞后超前滤波器 如果在如1 茎t 2 - - 7 ( a ) 所示r c 积分滤波器中的电容再串联上一个电阻就成为图2 7 ( b ) 所示的无源比例积分滤波器了。无源比例积分滤波器的波特图如图3 2 所示。 1 e 11 e 21 e 3 f r e q h z 图3 2r c 积分滤波器的波特图 从上图中可以看出其增益一频率特性中频率高端的衰减量趋于平坦，称之为阶跃响应特 性。在频率高端增益一度出现衰减，而在高频时变为平坦特性( 直流时增益为1 ，频率高 端增益为i i ) 。这时，频率高端滞后的相位有返回到矿的趋势，而且，相位返回量随 阶跃的衰减量的不同而不同。对于这种具有阶跃性的r c 电路，其相位返回的特性在施加稳 定的负反馈时起着重要的作用。 在p l l 电路中更经常使用的环路滤波器如图3 3 所示，这是在图2 7 ( b ) 的无源r c 积分 滤波器的电阻马上增加了一个并联的电容c 。这样可以使频率高端变为平坦特性，其增 益再进行衰减，可以滤除比较频率中的纹波成分。这样的滤波器称为滞后超前滤波器。它 的波特图如图3 4 所示，从图中可以看出：增益平坦部分相位出现一度返回，高于此频率 时，相位再次出现滞后。 1 r 0 0 0 o 0 0 o 0 0 o 0 0 乏o 4与七一毋勺竹 南京邮电大学硕士研究生学位论文第3 章环路滤波器的设计 西 m 口 器 r 1 图3 3 滞后超前滤波器 1e 11 1e 1 1e 2 1e 31e 41e 5 f r e q h z 图3 4 滞后超前滤波器的波特图 3 1 2 一种设计无源环路滤波器的方法 图3 3 所示的二阶环路滤波器，又可以叫做二阶环路滤波器。为了增大对鉴相器引起 的寄生参量的衰减，经常要用到三阶环路滤波器。图3 5 是一种典型的三阶环路滤波器的 电路图。 r 3 图3 5 三阶无源环路滤波器 上图中的三阶环路滤波器，如果去掉b 和c 3 就成为一个二阶环路滤波器。这个二阶环 1 9 0 0 0 0 0 0 0 0 0 o 0 o 之o 4与与刁固m 阐京邮电火学硕士研冗生学位论文第3 章环路滤波器的设计 路滤波器的传递函数为 c ( s ) = 瓦雨s r 2 丽c 2 + 1 (3-3) 图3 - - 5 所示的三阶环路滤波器的传递函数为 驰) 2 顽蒜( 3 - - 4 ) 下面采用开环增益带宽和相位裕量法，给出三阶环路滤波器各个元件的计算公式。首 先设时间常数为 = 马器( 3 - - 5 ) 乃=马c2(3-6) 乃=r3c3(3-7) 三阶环路相对于二阶环路增加了串联低通回路马和c 3 ，由这个串联的低通回路所增加 的额外衰减因子为 a = 2 0 1 9 ( 2 t c f 一r r 3 ) 2 + 1 】 ( 3 8 ) 其中，为参考频率。这样，以上各式联立就可以分别得到c 2 和乃 c 2 = c i ( 三一1 ) ( 3 9 ) 1 l ：1 0 a 2 。- 1( 3 1 0 ) 乃2 瓦 _ 1 若近似地认为c 3 i 1 0 ， 则开环增益在频域内可表示为 邺卜= 等警= 而- k a k o ( 1 + j o r 2 ) 詈丽1 ( 3 - - 1 1 ) 其中，日( s ) 2 万1 反向环路增益，g ( s ) 是前向坏路增益。当丌环增益为1 时，其相角与 一1 8 0 。之间的差值称为相位裕量。绵一般在3 0 。7 0 。之间，根据经验可取为4 5 。而此 时所对应的频率点称为临界频率织，起表达式如下 。一鱼+ ) t a n ( p pr q 2 百两鬲 c 1 = 砸k x i o r , 一1 】 ( 3 1 2 ) ( 3 1 3 ) 南京邮电人学硕，i ：研究生学位论文第3 章环路滤波器的设计 1 乃5 虿再丽 ( 3 1 4 ) l = s e c q b - t a n 伊 ( 3 1 5 ) l = 一 l j q 其中缈。是环路带宽，根据经验它取鉴相频率的五分之一左右。 当v c o 的压控灵敏度、主分频比n 、环路带宽缈。、鉴相灵敏度髟以及对鉴相频率 所需增加的额外衰减a 确定后，根据以上公式，可编制三阶环路滤波器元件值专用计算程 序，只需输入、功，、蟛、么等参数，就可以得出滤波器的各元件值。 3 2 有源环路滤波器的设计 3 2 1 有源环路滤波器的性能分析 1 二阶有源环路滤波器 与无源环路滤波器相比较，有源环路滤波器能提供较大的增益，所以锁相环路最后输 出振荡电压的振幅会相对比较高。所以当v c o 需要大电压时，只能选择有源环路滤波器。 图3 6 是二阶有源滤波器的电路图。 图3 - - 6 二阶有源滤波器 通过仿真可以得到它的波特图如图3 7 所示。从图中可以看出，有源环路滤波器与无 源环路滤波器的波特图的不同之处在于：有源环路滤波器的平坦部分由m ( 对于三阶环路 滤波器肛彘，对于二阶环路滤波器肌等) 决定，也可以大于l ，这样设计自由度 较大。 2 1 南京邮f u 人学坝i ：_ f i j f 究生学位论义 第3 辛环路滤波器的设计 2 0 0 1 5 0 1 0 0 5 0 0 o a i nd b - 5 0 一一一 - ，一一一 1 e - 111 e 11 e 21 e 3 f m q 。h z 图3 7 二阶有源滤波器的波特图 2 三阶有源环路滤波器 环路滤波器的第一个目的是滤除比较频率中的纹波成分。因此，环路滤波器的截止梯 度越陡峭，滤除纹波能力越强。然而梯度越陡峭，相位滞后也越大，相位滞后越大越难对 锁相环路进行稳定的控制。图3 - - 8 为三阶有源环路滤波器的电路图。如果适当选择滤波器 常数，就可以构成即稳定滤除纹波能力又强的环路滤波器。 图3 8 三阶有源环路滤波器 图3 - - 9 是该三阶有源环路滤波器的波特图，仔细观察波特图可以发现三个拐点( 时间 常数) f c 、z 、五。偏移三个频率各几十倍以上，拐点的实际特性与图中渐近线的增益之 差约为3 d b ，若c 2 - - g ，b = 凡 r 3 、马= r 4 、c 2 = c 3 = 3 3 0 n f ，根据厶4 9 3 h z ，求出r 3 = 9 7 8 3 r 2 ， 蜀= 9 7 8 3 f 2 ：c l = 4 7 0 n f ，根据以2 9 9 总- 求出r 2 = 11 3 3 k q ；根据m = 一1 0 d b ，有 蜀+ 马= 3 1 6 x r 2 ，可求出r 2 = 3 4 8 2 k f 2 。 1 5 0 1 0 0 功 粤5 0 兽寄 o co 是 。面巴5 0 西器 里。1 0 0 1 5 0 西 m 1 0 蘸 。田 c q - 2 0 0 ：r 1 e 1 1 e 11 e 28 e 2 f r e q ，h z 图3 1 1 输出频率5 0 m h z 时的开环传输特性 2 0 0 ，一= = = ：= = = ：= = = ：，= = = ：= = ：= 一一 - j - i m i i ii j 9 6 1hz；-, 一一l 一一 f m r e l q 三= 0 1 1 0 0 i iv 0 0 9 1 e 一1 1 e 11 e 2 f r e q ，h z 8 e 2 图3 1 2 输出频率2 5 m h z 时的开环传输特性 根据e 2 4 系列电阻和e 1 2 系列电容罩的相应值，最后得到环路滤波器元件值如下： 置= 3 6 k q 、马= il k f 2 ，r 3 = 蜀= l k o 、c l = 4 7 0 n f 、g = c 3 = 3 3 0 n f 。根据这些数值进 2 6 南京邮电大学诹上研究生学位论文第3 章环路滤波器的设计 行仿真，可分别得到如图3 1 1 和图3 1 2 的输出频率为5 0 m h z 和2 5 m h z 时，整个锁相环路 系统的开环传输特性。从图中可以看出当输出频率为5 0 m h z ，开环频率为4 9 1 h z 时，相位 滞后为1 3 0 2 。( 相位裕量为4 9 8 。) ；输出频率为为2 5 m h z ，开环频率为1 9 6 i h z 时，相位滞 后为1 3 0 3 9 ( 相位裕量为4 9 7 6 ) 。这是大致求出的设计目标值。 南京邮电火学硕七研究生学位论文 第4 章用于w c d m a 和g s m 双模移动终端的锁相源的设计 第4 章用于w c d m a 和g s m 双模移动终端 的锁相源的设计 4 1 应用背景 中国现有的g s m 网络作为一种先进的移动通信网络在全球己得到广泛的使用，作为 成功的2 g 技术g s m 己在全球范围内得到了广泛的认可。随着移动通信技术革命的推进， 作为g s m 技术演进方向的w c d m a 技术日益成熟，市场需求和竞争需要r 益强烈， w c d m a 网络的建设也提到了移动网络运营商的议事日程上来。在可以预见的将来，无论 从全球漫游和自身网络投资保护的角度出发，w c d m a 网络的建设都不会重复当年g s m 网络替代模拟网络那样的情况，即：用w c d m a 网络来完全替代现有g s m 网络。而且作 为成熟技术和成功网络的g s m 也具有一些模拟网当年所不具备的优势，包括业务的多样 性、资源利用率、保密性和容量等。由此可以证明g s m 网络是一个仍然具有存在价值的、 可持续发展的移动通信网络。在未来相当长的一段时间内g s m 和w c d m a 网络将处于共 存状态，并实现互通和业务分担。 g s m 网络将在w c d m a 网络的建设初期为w c d m a 网络提供覆盖的补充，3 g 用户 在w c d m a 网络没有覆盖的地区采用g s m 网络的覆盖实现话音业氖在回到有w c d m a 覆盖的地方，继续使用w c d m a 网络。在g s m 网络和w c d m a 网络都有覆盖的地方， 网络之间的切换是基于质量的切换。即：如果w c d m a 网络的服务质量有问题可以把3 g 用户切换到g s m 网络，反之亦然。 为了支持以上说的这种切换，必须开发一种在两种网络覆盖下都能工作的双模移动终 端。稳定的频率源是这个终端必不可少的组成部分。对这个频率源的要求，除了输出频率 稳定以外，还要能在移动台工作在不同网络时，提供相应频率范围的本振频率。 4 2w c d m a 和g s m 双模移动终端的锁相源设计方案 4 2 1 射频变换方案分析 射频变换一般有两种方式：超外差变换和直接变换。他们的主要区别在于中频信号的 选取。在移动通信锁相环路的设计中，中频信号的选取，直接决定着输出信号的频率的大 小和范围。 1 超外差变换方案 堕塞些皇盔堂堡主翌茎竺兰垡丝壅 兰! 兰望主型里里塑垒塑鱼! 翌翌堡壁垫竺塑竺丝塑塑竺坠! 在移动通信中，超外差( s u p e r h e t e r o d y n e ) 结构被广泛采用，此结构中，天线接收的 射频信号流程：射频带通滤波器( r fb p f 卜低噪声放大器( l n a ) 镜像干扰抑制滤波器 ( i rf i l t e r ) 第一次下变频固定频率的中频信号( i f ) i f 经中频带通滤波器( i fb p f ) 去除邻频道信号第二次下变频基带信号。也就是说这个过程要经历一个从射频中 频再到基带信号的过程。这里就涉及到了一个中频信号的选取和优化的过程。 对于超外差式结构，在混频电路中，如何减小各种千扰是一个必须考虑的问题。输入 干扰信号以及混频器的非线性均可能产生不需要的杂波信号。中频的选取应综合考虑中频 频率合成器参考频率要求、基带传输速率高次谐波可能对中频的干扰、中频本振的高次谐 波可能对射频通带的干扰等因素。 设输入射频信号的频率为磊，射频本振信号的频率为，则通过混频器后，可能得 到的信号频率满足下式 l + m f r s + n f r o i ( 4 一1 ) 其中m ，n 为整数，满足m ，n o 。 上式中，只有那些( m + n ) 较小的频率分量才具有较大的幅度。另外，在这些频率分量 中，只有名一厶分量是设计中需要的中频信号。经过下一级的中频带通滤器后，能够滤 除大部分干扰频率分量。但是仍有一些干扰频率落入了滤波器的通带内，这将构成干扰。 具体的说，一般有中频干扰、镜频干扰和其它的一些副波道