（物理电子学专业论文）基于wcdma的线性功放研究.pdf

摘要 摘要 以w c d m a 为代表的第三代移动通信技术，为实现宽带调制、多载波应用， 同时减小邻信道干扰以满足通信系统的误码率要求，对基站发射机功放的线性指 标要求苛刻。前馈技术因宽带、稳定等优点被广泛的运用于线性功放。 本文根据3 g p p 对w c d m a 发射机功率放大器的射频指标要求，在对功率放 大器的非线性特性和前馈技术的特性进行详细理论分析的基础上，结合e d a 仿真 工具，设计了基于自适应前馈的功放系统，并完成了系统的调试和测试。与传统前 馈法相比，本文加入了基于最小功率检测算法的自适应控制电路，对输入功率变 化、温漂和器件老化等导致系统性能下降的扰动进行自适应调整，使功放的非线 性失真在很大程度上得到改善。 测试结果表明，自适应前馈功放系统在双音输出功率2 0 w 时三阶交调系数小 于一5 0 d b c ，邻信道泄漏抑制比( a c l r ) 的估算结果大于5 3 d b ，在理论上满足3 g p p 对w c d m a 基站发射机的指标要求。同时，通过自适应控制电路对系统参数的调 整，该系统在射频输入功率变化的条件下实现了对三阶交调分量稳定的抑制度。 关键词：功率放大器，线性化技术，前馈，三阶交调系数，邻信道泄漏抑制比， 自适应控制，最小功率检测 a b s t r a c t f o ri m p l e m e n to fw i d eb a n dm o d u l a t i o n ，m u l t i c a r r i e sa n de l i m i n a t i o no fa d j a c e n t c h a n n e li n t e r f e r e n c et os a t i s f yb e rr e q u i r e m e n ti nw c d m a s y s t e m ，w h i c hi sm o s t p o p u l a ri n3 gt e c h n o l o g y , t h el i n e a r i t yr e q u i r e m e n to ft h eb a s es t a t i o np o w e ra m p l i f i e r b e c o m e st i g h t e r f e e d f o r w a r dj sg e n e r a l l yk n o w na st h eb e s tp e r f o r m i n gl i n e a r i z a t i o n t e c h n i q u ef o ri t sa d v a n t a g e s ，s u c ha sb r o a d b a n d ，s t a b i l i t y , e t c t h i sp a p e ri n t r o d u c e st h et h e o r i e so fp o w e ra m p l i f i e rn o n l i n e a rc h a r a c t e r sa n d f e e d f o r w a r dt e c h n i q u e a c c o r d i n gt ot h er fs p e c i f i c a t i o n si n3 g p pf o rw c d m a t r a n s m i t t e rp o w e ra m p l i f i e r , a l la d a p t i v ef e e d f o r w a r da m p l i f i e rs y s t e mi s c o m p l e t e d i n c l u d i n ge d as i m u l a t i o n ，c i r c u i t s l a y o u ta n dm a i nm e c h a n i c a ls t r u c t u r ed e s i g n c o m p a r e dw i t ht r a d i t i o n a lf e e d f o r w a r d ，t h i sp a p e rp r e s e n t sa l la d a p t i v ec o n t r o lm e t h o d b a s e do np o w e rd e t e c t i o nm i n i m i z a t i o n w i t hs t r o n ga n df a s td i g i t a ls i g n a lp r o c e s s i n g a b i l i t y , t h ea d a p t i v es y s t e mc a nc o n t r o lf e e d f o r w a r da m p l i f i e rp a r a m e t e r se x a c t l ya n d s u p p r e s sn o n - l i n e a rp r o d u c t sa tl a s tb yd e t e c t i n gc h a n g e so fs i g n a l sa n de n v i r o n m e n t s t e s tr e s u l t ss h o wt h a tu n d e r2 - t o n et e s ti n5 m h zt o n es p a c i n g ，t h ep o w e ra m p l i f i e r s y s t e ma c h i e v e s 一5 0 d b ci m d 3 、i t h2 0 wo u t p u tp o w e r , i m p r o v e d2 0 d bi ni m d 3 c o m p a r e dw i t ht h eo n ew i t h o u tl i n e a r i t y e s t i m a t e dv a l u eo f a c l rc o m e s t o 5 3 d b ，w h i c hs a t i s f i e st h e3 g p pr e q u i r e m e n tf o rw c d m a b a s e s t a t i o nt r a n s i s t o r f u r t h e r t e s t sw i t ha l t e r a t i v ei n p u tp o w e ri n d i c a t eas t e a d ys u p p r e s s i o nt ot h ei m d 3c o n t r o l l e d b yt h ea d a p t i v es y s t e m k e y w o r d s ：p o w e ra m p l i f i e r , l i n e a r i z a t i o nt e c h n i q u e ，f e e d f o r w a r d ，i m d 3 ，a c l r ，a d a p t i v e c o n t r o l ，p o w e rd e t e c t i o nm i n i m i z a t i o n 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名：翌盔日期：崩年勿月媚 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许沧文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：i 建 导师签名： 日期：洲年驴月g 日 荔堑 第一章引言 第一章引言 近年来，无线通信的迅猛发展对通信系统的容量要求越来越大，同时也对系 统性能提出了更高的要求，第三代移动通信技术3 g 正是在这样的背景下孕育而 生。3 g 系统有更大的容量、更好的通信质量、更高的频带利用率，这些特点使得 它能为移动用户提供话音、数据、会议电视及多媒体等多种业务，而且使用户能 在全球范围内无缝漫游呱 w c d m a 宽带码分多址技术以其自身的技术优势成为3 g 的主流技术之一1 2 】。 w c d m a 遵循第三代合作伙伴项目( 3 g p p ) 的规范，正越来越成熟和完善，目前 全球8 0 的移动通信运营商计划或已经开始构建w c d m a 网络。 由于w c d m a 物理层中下行调制方式采用q p s k ( 正交相移键控) ，在这种线 性调制方式中，当载波从一个相位状态转移到另个相位状态时有时会经过零幅 度点，出现了包络为零的陷落现象；另外，发送的q p s k 信号经过带通滤波器， 限带后的q p s k 信号也不能保持恒包络；包络的起伏经非线性放大器后，使信号 频谱扩展，从而产生了频谱再生，引起交调失真【3 1 。交调产物将会对邻信道产生干 扰，从而影响信噪比，降低数字通信系统的性能。要避免这类干扰，要求发射机 功率放大器有很高的线性度指标。虽然采用a 类功放可能会达到要求，但它的效 率太低，因此，必须对其进行线性化处理，这样才能较好地解决信号的频谱再生问 题。 同时，为了充分利用频谱资源，扩大用户容量，最有效的办法就是采用同扇 区的多载频应用。在多载频的基站里，使用单载波线性功放时需要在输出端进行 大功率合成，如图卜1 所示。两路多载波的合成要产生3 d b 的损耗，从而导致大 量的能量损失。而多载波技术的运用导致了信号包络的变化，为了保证通信系统 的性能，也对功放的线性度要求很高。采用线性化技术的多载波功率放大器基本 消除了器件的非线性影响，因此可以先采用小信号功率合成器将各载频进行信号 合成，然后经功放进行功率放大，如图卜2 所示。资料表明，e d g e 单载波功放的 基站效率是4 ，4 载波线性功放基站的效率达1 2 。多载波线性功放不仅能提高 功放的效率，而且可以大大降低基站的制造成本，每扇区工作载频数越多，这种 优势越明显【4 j 。 电子科技大学硕士学位论文 载波1 载波2 载波3 载波4 兰垫! h 合 刊 型_ 叫合 刊 台 路 器 l 载波1 卜 小 信 i 载波1 卜 号 台 l 载波1 卜 路 l 载波1 b - , 器 图卜1 采用功率合成的发射机图卜2 采用线性功放的发射机 本文就w c d m a 基站发射机中的线性功率放大器进行研究。其中，第二章是 本文工作的理论基础，分析了微波功率放大器非线性原理及非线性指标；第三章 介绍了各种常用线性化技术的基本原理，并对它们的优缺点进行了比较总结；本 文的第四章和第五章详细叙述了运用前馈技术对w c d m a 功率放大器进行线性化 研究的过程；第六章为实验的测试结果和数据分析，并通过仿真设计和实验数据 得到本文的结论。 w c d m a 基站发射机物理层r f 参数主要有【5 】：调制方式q p s k ( 正交相移键 控) ；载波间隔5 m h z ；各信道带宽3 8 4 m h z 。根据3 g p p 标准( t s 2 5 1 0 4 ) ，本文 以w c d m a f d d 模式基站发射机功放的如下技术指标为研究方向： 工作频率：2 11 0 2 1 7 0 m h z 输出功率：4 0 d b m2 载波峰值2 0 w 三阶交调抑制： 4 5 d b 5 m h zo f f s e t 5 0 d b 1 0 m h zo f f s e t 2 第二章功放的非线性特性分析 第二章功放的非线性特性分析 本章通过对非线性电路的特性分析，讨论了功率放大器在大信号情况下的幅 度和相位的非线性失真以及失真的表示方法，同时介绍了非线性功放对w c d m a 系统性能的影响。 2 1 非线性原理 2 1 1 幅度非线性 在线性电路系统中的响应仅仅包含激励信号中的频率，而非线性电路则要产 生新的频率分量，这是划分线性电路与非线性电路的依据【们。 首先假设两端口系统是无记忆的。“无记忆”是指输出电压是输入电压瞬时值 的函数 v o ( o = ，h o ) 】 r 2 1 1 可以把非线性电路系统用一个无记忆、宽带非线性转移函数加以模型化 v o ( t ) = k l y i ( t ) + 女2 v ? ( t ) + k 3 v 3 i ( t ) + 。+ k f f ( t ) ( 2 - 2 ) 式中v 。，v i 分别代表输入输出信号；k 。，膏：，如，k 。是由非线性特性所决定的实 系数。因为幅度畸变较小，往往对式中四次以上的高次项不予考虑。 假设输入单一频率的信号 q p ) = kc o s ( o i l ( 2 - 3 ) 将( 2 3 ) 式带x ( 2 2 ) 式 p ) 暑毛kc o s a j i t + 七2 k 2 c o s 2 q f + 屯k 3 c o s 3 q f + = 三k 2 k 2 + + 叩) c o s 唧+ 吉k 2 2c o s 2 0 ) i t + 三蟛3 c o s 3 c o i “( 2 - 4 ) 上式说明，由于系统的非线性，输出信号中出现了新的谐波分量。 考虑双音输入时，假设： 心o ) 2 4 c o s 哪+ 4c o s o ) z t f 2 5 、 带x ( 2 2 1 式可得： 电子科技大学硕士学位论文 心= 丢七：彳专纠 + 心4 + i 3 吩 3 + 吾如喇) c 。s 唧+ 4 + i 3 n ，4 3 + 吾屯筲4 ) c 。s ：f 十丢r c 。s 2 甜，+ j 1 七一：2c 。s 2 。2 f + 七 以【c 。s ( q + ：弘+ c o s ：一q ) f 1 + 三k 3 a ? c o s 。埘。t + l k 3 a ；c o s s 脚：r + 三，4 4c 。s ( 2 q + 珊：x + 三岛4 c 。s ( q + 2 0 ) 2 ) t + 三如群爿zc 。s ( 2 q 一z ) f + 三如4 鬈c o s ( 2 m z q ) f ( 2 - 6 ) 从( 2 - 6 ) 式中可以看出，输出的成分的线性基波项尼1 4c 0 8c 0 1 t + 。鸣c o s c 0 2 t ，由 二次非线性项产生了直流项： 二o 2 - - 一2 + 妄i 2 鸳 ( 2 7 ) 同时产生了2 c 0 1 、2 0 ) ：二次谐波项和交调项q - i - 0 9 2 。同样的，非线性转移函数 中的三次非线性项产生了三阶交调分量2 q c o ，同时也出现了基波项 g k 爿+ 主七。硝) c o s 哪+ 弓掣：+ 三纠4 ) c o s 哗( 2 - 8 ) 式( 2 8 ) 中基波项的系数决定了它对线性输出项的压缩或扩展，即通常所说的 a m a m 效应。双音三阶交调分量如式( 2 9 ) 所示。 三七，彳4c 。s ( 2 q 一z 弘+ 云屯4 蟹c o s ( 2 一q 弦( 2 - 9 ) 它是由非线性中三次方项产生的，由于靠近基波，很难用滤波器滤掉，是主要考 虑的非线性产物。通常用i m d 3 表示三阶交调产物与载波之比，单位d b c 。 在这里将式( 2 - 6 ) 推广到多载波输入的情况，得出更为普遍的表达式。 如果输入信号为n 个任意的正弦波： 4 第二章功放的非线性特眭分析 u ( f ) = 4c o s 郇 ( 2 - 1 0 ) 将式( 2 1 0 ) i 弋x ( 2 - 2 ) 中，得到落在通带内的各个基波信号、以及各载波之间的 交调产物和三阶差拍失真干扰( 当输入大于三音信号时出现的频率为( q + m 一) 的失真信号) 信号的幅度： n 个基波信号( 啦) 的幅度为： t - 4 一丢t s 4 7 + 丢如4 ( 砉爿；) n 一1 ) 个三阶交调干扰信号( 2 q o ) i ) 的幅度为 ： 知4 2 4 i , g 一1 x ”一2 ) 个三阶差拍干扰信号( q + 一q ) 的幅度为 1 k 3 - 4 a ，4 ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) ( 2 1 3 ) 由式( 2 1 1 ) 、( 2 1 2 ) 和( 2 - 1 3 ) 能够分别求出三阶交调干扰( 2 啦一，) 分量及三阶差拍 干扰分量( q + j 一0 9 。) 与基波信号的幅度的比值。 2 1 2 相位的非线性： 一个较大的信号通过非线性电路时，其输出信号就会产生相移，相移的大小 与输入信号的功率电平有关，把这种现象就称作非线性电路的调幅调相( a m p m ) 转换效应。为了描述相位失真的大小，通常引入“调幅调相转换系数”，即 k ，2 了1 8 0 硼d 1 = p ( 。扭) 其中只为输入信号功率，为对应于的输出信号相移。 a m p m 转换的功能模型可以近似用图2 1 来表示： 假设输入端送进两个调频信号为 “( f ) = k c o so j - t + ( p t ( t ) 】+ k c o s 【+ 妒z ( t ) ( 2 1 4 ) 于是，微波功率放大器 ( 2 1 5 ) 电子科技大学硕士学位论文 其中q 、：分别为两个载波角频率；k 和k 分别表示信号的恒定幅度；妒。( r ) 和妒：o ) v 2 ( r ) = 【v , c o s q n l ( t ) + v 2c o s ( q t + ( 堋 + 陬s i nq ( 小圪s i n ( 2 t + 9 z ( f ) ) 1 。 。【k 2 + 蜉+ 2 v i v z c o s g ( t ) 一晚( f ) 一q f 】 ( 2 1 6 ) 其中 q = 吐一q “。( f ) = 矿( f ) c 。s + 中( f ) + 巧畔) 】j ( 2 - 1 7 ) 式中k ，眇( f ) j 就是由于幅度变化所产生的调相分量。由图2 - 1 可知，当输出功率足 k p 眇0 ) j c o y ( f ) 2 ( 2 1 8 ) 其中c o s b 比例常数，不同的放大器对应不同的值。在一般情况下k ，眇0 ) j 值很小， “。( r ) = k c 。s 唧+ 吼( 小r 巧 一( f ) 1 j + 砭c 。s j + 仍( r ) + 巧 矿( f ) j 2 k c o s ，+ 吼( t ) + c 。p 7 ( t ) 2 l + 吒c o s p + 甲：( t ) + c 。【i ( t ) 2 】j z 一。) 两个载波经过解调后，信息中包括有a m p m 转换产生的畸变项c o p o ) 2 l 。式( 2 1 9 ) k 。( f ) = v , c o s i q f + 吼( f ) + c 0 矿( f ) 2i 由m - c o v ( t ) 2 值很小，k 。o ) 可以近 第二章功放的非线性特性分析 k ，( f ) y 1c o s o ) t t + 砚( f ) 】一v zs i n m t f + 吼p ) c o y ( f ) 2 ( 2 2 0 ) 该式中第一项为有用信号，第二项表征相位非线性引起的畸变效应，写为 d ( t ) = 一t l l s i n w i t + 吼( f ) 1 c o v ( 0 2 ( 2 2 1 ) 将p ( f ) 2 陋表达式( 2 1 6 ) 代入该式，经过三角变换、化简整理后，有 d ( f ) = c o v l 3s i n 唧+ ( f ) + c o v y ：s i n 睁+ 吼( f ) + c o v l v 孑s i n w ：f + 吼( f ) 】+ c 删s i n ( 2 z 一删t ) f + 2 他( f ) 一妒：( f ) ( 2 2 2 ) 其中第一、二项是第一个载波信号，第三项为第二个载波信号，但它们都有9 0 4 的 相移。而最后一项： c o v y 7s i n ( 2 甜：一q ) t + 2 ( f ) 一讫( f ) 就是由相位非线性所产生的交调失真产物，其中包含第二个载波的信息。它与幅 度非线性所产生的交调失真产物是相类似的，但载波有9 0 。的相移。 同样，式( 2 - 2 2 ) 中的第二项也能够得到相位非线性所产生的第二个交调失 真产物( 包含第一个载波的信息) ： c 。k s i n ( 2 甜。- - 0 ) ：) f 十2 妒：( t ) 一吼( ) 1 这样，对于a m p m 转换所产生的非线性失真，也可以用三阶交调失真系数 i m d3 来表达。 2 2 功放的非线性指标 线性功率放大器的技术指标，除工作频带、增益、驻波比、噪声和效率外，主 要是功率放大器的功率输出以及非线性失真。表征功放的输出功率和线性度的指 标7 分别有输出l d b 压缩点功率e 。、三阶交调系数删岛、输出三阶交调截断点 d 毋和邻信道泄漏比( a c l r ) 。 2 2 11 d b 压缩点输出功率 图2 - 3 是功率放大器输出功率与输入功率的关系曲线。当输入功率较小时， 输出功率与输入功率的比值是一个常数，为线性关系，其增益与输入功率大小无 关。随着输入功率的增大，输出功率与输入功率的比值将减小，即出现增益压缩 现象，输出功率曲线逐渐弯曲，如图所示。 电子科技大学硕士学位论文 t o i r 。 r d 图2 - 3 当功率放大器增益比小信号的线性增益低l d b 时，即输出功率比理想线性输 出功率小l d b 时，对应的输出功率点称为输出l d b 压缩点功率，记做只。，如图2 3 中a 点。此时的增益称为l d b 压缩点增益，记做g 。当输入功率加大到莱一数 值时，放大器的输出功率达到最大，这一点就称为功率放大器的饱和点，如图2 3 b 点所示。很显然，如果微波功率放大器工作在饱和点附近就会出现严重的非线性 失真。 2 2 2 三阶交调系数 五五 、皆、r f l 锚一坼瞄一1 个个i 图2 4 三阶交调系数 对功放进行双音测试，输入等幅的两个不同频率的信号，分别为五和，2 ，由 于功放的菲线性特性，输出信号的频谱上将产生新的组合频率的失真分量，一般 表示为，研唬，最靠近 和，2 的失真分量的频率为2 l 一，2 和2 ，2 一 ，即是三阶 交调分量如图2 4 所示。由于这两个失真分量和放大器的输出载波信号靠得很近， 第= 章功放的非线性特性分析 滤波器难于滤除，故以它们的幅度与载波幅度之比值衡量放大器非线性失真的程 度，定义为三阶交调系数i m d3 ，用分贝表示式： i m d 3 = 2 0 1 9 鬻( d b c ) 2 2 3 输出三阶截断点 在图2 - 3 中，放大器的理想输出曲线与三阶交调分量曲线延长相交 点所对应的输出功率便为放大器的输出三阶截断点d 吧。 0 吧可由式( 2 2 3 ) 得出： d 嵋= 。，( d b m ) - i m d 3 同时，o _ 嵋和e 。有如下关系： 0 磁= 只n + 1 0 6 ( d b m ) 2 2 4 邻信道功率泄漏比 这个交 ( 2 2 3 ) f 2 2 4 ) 各种无线通信标准都对频谱再生做出了严格的规定，通常用a c p r ( a d j a c e n t c h a n n e lp o w e rr a t i o ) 来表示，它的含义是：泄漏到相邻信道的总功率与主信道的 总功率的对数比值。在3 g p p 规定的w c d m a f d d 标准中，用a c l r 度量了相邻 信道功率的大小。定义为用滚降因子口= o 2 2 的根升余弦滤波器在偏离载波中心频 率5 m h z 滤得的功率与在主信道处滤得的功率之比，它描述了由于发射机功放非线 性造成的失真大小。a c l r 对于w c d m a 发射机来说是至关重要的，因为w c d m a 技术采用随机包络的宽带信道，其调制在调制载波中产生紧密相邻的频谱成分， 这些成分的互调导致中心载波两侧频谱的再生，发射机的非线性将使这些频谱再 生成分进入相邻信道。在多信道通信系统中功率放大器产生的非线性信号对临近 信道干扰与三阶交调系数有密切的关系，a c l r 可由i m d 推算出【”，公式如下： ，。3、 爿也c = 肋“0 1 0 叫赤j ( 2 - 2 5 ) 式( 2 2 5 ) 中，爿= 墨警扣m o d 8 ( n 2 垒) ；曰一t n 2 - m o d ( n 2 ) ；n 为信道 个数；m o d ( ) 是取余函数。 电子科技大学硕士学位论文 第三章功率放大器线性化技术 为了保证通信系统的性能，必须对发射机中功放的非线性失真进行线性修正。 提高功放线性度最简单的方法是功率回退法，使功放工作在甲类，并使功放的输 出功率远小于只。，它是以牺牲效率来换取线性度的改善。对于大功率，高线性的 功放，功率回退的容量已难以满足指标要求，所以需要采用更为有效的线性化技 术。常用的线性化技术主要有三种【9 】：反馈技术( f e e d b a c k ) 、预失真技术 ( p r e 1 ) f s t e r t i o n ) 和前馈技术( f e e d f o r w a r d ) 。 3 。1 反馈技术 负反馈是一种应用比较多的方法，其基本原理如图3 - 1 所示。 童 t 图3 1反馈基本原理图 当主路中放大器增益为a ，反馈系数为k 时，输入输出表达式为： y o ) = i k 再a 戈i t ) ( 3 - 1 ) 当a k 时，k + a a 式( 3 - 1 ) 化简为： y ( t ) = k x ( t ) ( 3 - 2 ) 从式( 3 - 2 ) 可以看出，虽然增益有骺下降，但是与原放大器相比较在线性性 能方面有所增加，然而在射频应用时相移、增益以及带宽都将是影响其性能的主 要方面，在设计时需要特别注意，应用在射频频段的反馈技术还可以分为直接反 馈和调制反馈。调制反馈技术是利用检波或解调来恢复基带调制信号和功放输出 信号，然后利用基带信号与输出信号之间的误差来校正放大器的驱动或控制信号。 简单的调制反馈系统一般仅仅是幅度反馈，较高级的系统则幅度和相位都需要校 正。跟直接反馈相比，由于调制反馈系统反馈到输入端的信号是用于调制，所以， 第三章功率放大器线性化技术 在反馈程度比较深的情况下，仍然可以得到稳定的工作点。调制反馈技术具体的 实现方法有很多，包络抵消与恢复技术、极化环技术、c a r t e s i a n 坏技术1 1 0 1 等等。 包络消去与恢复技术( e e r ) 起初是用在s s b 和t v 发射机中，如图3 2 所示， 利用检波器和限幅器，r f 输入信号被分别分成幅度和相位分量，相位分量在丙类 放大器中被放大。在电子管设计中，幅度分量常被用来进行末级调制；而在固态 电路中，幅度分量则可以通过p w m 调制器直接加在丙类放大器上。由于r f 功率放 大器工作在丙类，可以得到非常高的效率，典型值：效率大于5 0 ，i m d3 失真抑 制约一3 0d b c 。但是，限幅器的非理想性和调制器的a 妒p m 转换等因素都将影响放 大器输出的失真产物，有时会产生附加的高阶产物。 耦合器限幅器功率敲大器调制颤 图3 - 2包络消去与恢复 限幅器鉴幅器 限幅器混翔器摄落器 图3 - 3 极化环 极化环( p o l a rl o o p ) 与e e & r 有某种程度上的类似，r f 信号也被分解成幅度 和相位分量。不过，极化环要更复杂些，它要用到幅度和相位调制反馈。如图3 - 3 所示，极化环系统实际上也是包络反馈系统的一种扩展形式，它不仅通过一个a g c 环对功率放大器的幅度失真进行校正，它还通过鉴相器( p d ) 和压控振荡器( v c o ) 构成的锁相环( p l l ) 来保持放大器稳定的相位转移特性。极化环系统的平均效率 大于4 0 ，i m 3 约一5 0 d b c 左右，若使用性能非常好的晶体管，效率还可达到5 0 电子科技大学硕士学位论文 以上。极化环技术已经被用在高功率的商业中波发射机中，若在要求的带宽上降 低假响应电平，并有足够反馈，则它还可用在v 耶和u h f 高效多载波放大器中。 不过，由于反馈环路中视频电路带宽的限制，它通常应用在单载波系统中。 c a r t e s i a n 环在上世纪九十年代逐渐流行起来，已经有大量相关产品，其与极 化环的差异在于其输入的是基带信号，而非r f 信号，因而它可视为线性化发射机 而不仅仅是放大器。如图3 4 所示，基带i q 输入信号通过差分放大器加在了正交 的抛调制器上，再通过功率放大级输出。然后，一部分r f 输出信号经过衰减和 正交的i q 解调器解调后又反馈到输入端，与基带输入信号比较而生成i q 调制 器的驱动信号。本振频率源产生的本振信号分成了两路，分别加到主路和反馈支 路上，并工作在信道的中心频率上。与极化环相比，这种系统的好处在于i q 两个 正交信道有良好的匹配，并且增益和带宽对称。使用先进的射频和软件技术，极 化环系统的可以达至l j 4 5 d b 的镜像抑制和 5 0 d b 的载波抑制。在有限的带宽上， 实际系统的线性度可以提高到4 5 d b 以上。在最初的设计中，基带i q 信号通过相 移网络来得到，随着廉价d s p 芯片的发展，利用d s p 芯片，可以更容易地生成幅 度和相位准确匹配的i q 信号。甚至，利用d s p 芯片，可以对i q 信号进行预失 真，从而弥补了r f 电路中的不足。 差触 i ，嘲制器 3 2 预失真技术 图3 - 4c a r t e s i a n 环线性化系统 预失真技术从失真抵消的概念上来说是最简单和容易理解的，它是通过产生 输入信号的互补信号，来消除r f 功放的非线性失真的线性化技术。最简单的一种 是在信号主通路上放置二极管或晶体管( 常为g a a s ) 网络来校正三阶交调失真。 1 2 第三章功率放大器线性化技术 在t v 发射机( 中频预失真) 及t w t 放大器( r f 预失真) 中已经成功地运用预 失真技术来校正三阶交调失真。 预失真技术本身是比较稳定可靠的，但简易预失真器的开环状态，无法补偿温 度变化等外部影响，除非使用一定的调节系统。预失真技术能够单独对幅度和相 位进行校正。预失真技术也可以作为闭环系统( 如反馈系统) 的一种补充，来弥 补闭环系统的一些不足。预失真技术可分为射频( 中频) 预失真技术与基带预失 真技术两类。 增益和相位补偿方法就是种r f 预失真技术，如图3 5 所示，将压控衰减器 ( 或放大器) 和移相器放在信号输入通路上，然后利用r f 信号包络进行动态调节， 来消除与输入信号电平相关的功率放大器幅度和相位失真。增益和相位补偿系统 的三阶交调产物抑制典型值可达1 0 d b ，但由于校正系统的丌环，抑制效果还要随 温度、放大器增益的变化而受到影响，因而需要外加某些调节控制电路。增益和 相位补偿的抑制性能还要受到检波跟踪和控制特性的影响。 图3 - 5 预失真( 幅度与相位补偿) 另一个r f 预失真的方法见图3 - 6 所示。是带有自适应控制的预失真技术【i “。 根据功率放大器的输出v a ( 0 ，线性化电路产生一个理想调制信号v m ( t ) 的预失真 量v d ( t ) 。预失真器单元则由一个复正交调制器组成，用非线性多项式对同相和正 交端口进行调整，该多项式为输入信号包络的函数。反馈通道则将功率放大器输 出一部分馈送至正交解调器( q d m ) 的r f 端口，q d m 的l o 端口为预失真器的输 入信号端口。对复基带信号进行带通滤波可以获得由功率放大器所产生的带外功 率，将该q d m 带外功率进行均衡和功率检测，便得到用来对预失真器进行调整的 大小幅值，自适应射频预失真技术利用调制信号的包络产生两个非线性函数，后 者插入与功率放大器的非线性相反的幅值和相位。两个非线性函数被加入到由一 个复相位调制器组成的预失真器单元电路，复相量调制器则控制输入参考信号的 幅值和相位，两个非线性函数的系数则由一个微处理器控制。 电子科技大学硕士学位论文 塑寸塑咂翠一1 泸7 一叫 f，7 f 廿咂l 恒声 f 丽点磊面i 瓣i j 王二二= _ 。 。一- 1 型! 里奎塑壁矍i ! 些垩些型竖卜f j 图3 - 6 自适应射频预失真 射频预失真技术具有电源效率高、成本低等优点，是目前比较有发展前途的 一种方法。不过这种方法仍然需要使用射频非线性有源器件，它们的控制和调整 是一个不易处理的过程。 基带预失真p 2 】是利用d s p 芯片对上变频前的基带信号( 模拟或数字) 进行预 失真。预失真器利用查询表( 1 0 0 k u pt a b l e ) 将i q 输入信号变换成新的预失真信 号。这种方法可以达到非常好的性能，但需要好几兆比特的存储空间。此方法对 各种变化也能逐渐收敛并作相应调整。在基带预失真技术中，基于增益的基带预 失真是利用包络电平，通过插值的方法来修正复杂的输出信号；基带模拟预失真 是对由d s p 芯片控制的模拟电路基带信号进行预失真，不涉及难度较大的射频信 号处理，只在低频部分对基带信号进行处理，因此该方法便于采用现代的数字信 号处理技术。 3 3 前馈技术 前馈技术是由美国的h s b l a c k 在1 9 2 8 年提出1 9 j ，但这之后人们一直关注于 反馈技术，前馈技术几乎被忽视。在8 0 年代后前馈技术才重新回到人们的视野， 受到越来越多人们的关注。现在前馈放大器已经广泛的应用在多载波通信系统、 有线电视系统、卫星系统以及蜂窝系统基站中。 前馈技术是通过将主功率放大器产生的失真信号样本前馈到放大器输出端，来 大量抵消放大器输出端的失真信号，具体结构与原理如图3 - 7 所示。前馈系统一 般有两个环路，在误差提取环中，未失真的参考信号( a ) 与主放大器的输出失真 信号( b ) 相减得到信号失真分量( c ) 。失真分量( c ) 在误差对消环中经过辅助 放大器放大后反相叠加到主输出回路，从而抵消了功率放大器的失真，得到所需 1 4 第三章功率放大器线性化技术 要的信号( d ) 。 图3 7前馈系统基本原理 前馈线性化投术具有很好的线性化效果。前馈技术不仅可以得到与闭环系统 相仿的线性化水平，丽且还具有开环结构的稳定性和宽带特性。其一大特色就是 主放大器产生的所有无用信号( 包括交调产物、谐波失真以及噪声等) 均可以被 抵消或抑制，如果抵消理想的话，噪声系数则主要由辅助放大器决定而不是主放 大器。另外，前馈系统的工作频率和动态范围较其它线性化技术要好很多。下 章将对前馈系统进行详细的分析。 般说来，各种线性化方法大体都可以归成两大类，即开环或闭环技术1 9 j 。各 种反馈等都可看成是闭环系统，它们具有很高的线性化能力，可以在满足一定频 谱抑制的同时，得到较好的功率输出和效率，但出于受到调制带宽的严重限制， 通常局限在单载波系统的设计中。预失真技术则可看成开环系统，它没有闭环系 统的校正精度，但它能够处理的多载波信号，调制带宽非常宽，也不存在制约闭 环系统固有的稳定性问题。并且其实现简单，成本较低，适合于在便携式系统等 要求廉价且容量大的通信系统中使用。而前馈系统不仅可以得到与闭环系统相当 的线性化能力，而且还具有开环结构的稳定和宽带特性，是一种性能较好的线性 化技术。不过，前馈系统的校正环中需要辅助的功率放大器，所以总的效率比较 低；而且前馈系统还要求一定的增益和相位追踪调节电路。总的既来，前馈系统 具有很多其他线性化技术不能比拟的优点，非常适合在无线通信系统射频单元的 使用。因此，本文的工作就是采用自适应前馈线性化技术实现微波功率放大器的 高线性化，从而满足w c d m a 系统标准的要求。 电子科技大学硕士学位论文 第四章前馈系统分析和系统仿真设计 在本章中将详细分析前馈功率放大器的线性化原理，从而褥出前馈系统各个 部件应该满足的关系，以及各个部件性能对系统性能的影响。在此基础上，本文 采用了基于最小功率检测法的自适应控制系统，并根据3 g p p 标准( t s 2 5 1 0 4 ) 对 w c d m a f d d 模式微蜂窝基站发射机射频特性的指标要求，设计了前馈系统方案， 并对该方案应用a d s 仿真进行论证，为前馈系统组件的模块化仿真设计提供了参 考数据。 4 1 前馈原理分析 图4 - 1前馈功率放大系统 图4 - 1 为前馈系统的一般原理图【引。其中：定向耦合器c 1 ，c 2 的耦合因子分剐 为c c 。和c c 。，主功放a 1 增益嘭，辅助放大器a 2 增益q ：。 令输入信号为圪0 ) ，经过功分器和主功放放大之后输出： ：吼。掣e j 一，+ ( f ) ( 4 1 ) z 。，为主功率放大器的时延，k o ) 是主功放产生的失真信号。该信号经过耦合 因子为o ，的耦合器c 1 后，耦合出的信号进入功率合成器，该信号为： 第四章前馈系统分析和系统仿真设计 k 。，= c 。( 4 - 2 ) 输入信号的另一路作为参考信号经过功分器和延迟线正时延叶。进入功率合成 器的信号为： = 掣e 。一 式( 4 2 ) 和式( 4 3 ) 经合成后输出： ( 4 3 ) 。掣e 巾吣击吼( 小华e 中。， ( 4 - 。) 因为这一蚧蟠为误差信号绳般矫蟠，基波信号将被抵捎。 完全抵消式( 4 4 ) 第一项和第三项应相等，即： 6 _ 1 。1 c 0 1 ，f 1 = f r l 得到误差信号k = 万1 c c ，k ( f ) 误差信号经过辅助放大器a 2 ，输出： v a 2 万1 q ：c c ，_ ( r ) e _ ： 若要满足基波信号 ( 4 - 5 ) 主功放的输出信号经定向耦合器c 1 的直通臂和延迟线丁2 ，时延o ：得到： g a ，学e 巾防慨 此信号式( 4 6 ) - 与v a ：式( 4 5 ) 在耦合因子为c c ：定向耦合器c 2 处进行合成，最 终输出信号为： k 。= k ：一c 。- 。 电子科技大学硕士学位论文 吒掣e 一“击k ( r ) e 一- ：- k 2a ：c c 。嘣( t ) e ( 4 _ 7 ) 这一环路为误差修正环路，若要完全抵消失真分量，第二项和第三项应该抵 消，即： q 2 = 1 c c lc c 2 ，l 2 = f 7 2 由上面的分析可以得出主功放及误差放大器的增益和环路耦台器耦合因素应 满足的条件，以达到环路信号对消时的幅度平衡；同时，主功放及误差放大器放 大器的时延应分别与对应的延迟线的时延相等，以满足对消时的相位平衡。当式 ( 4 - 7 ) 中的失真信号完全对消时得到输出信号： ；g 。兰掣e 一( ( 4 - 8 ) 注意到上面的讨论是基于误差放大器为理想线性放大的条件，因此输出的信 号里没有引入额外的失真信号。只要将辅助放大器设计工作在线性区域，就可以 保证误差放大器的线性度。由式( 4 8 ) 看出功率放大器成了理想的无失真的线性 放大器，这就是说从理论上前馈法可以实现对功率放大器的线性化。 从理论推导可以看出，前馈法实现线性化的关键在于对环路信号的幅度和相 位的精确控制。环路中信号的幅度和相位匹配程度决定了最终的失真信号对消程 度。下面对幅度和相位的精度要求进行分析。 为简单起见，只考虑由主功放产生的一个三阶交调产物p 知o ) ，它有如下形式： p 0 0 ) = v c o s ( o ) t + 妒)( 4 - 9 ) 经过主路上的耦合器和延迟线后，变为： 吃o ) = a c o s ( r o t + 中)( 4 - l o ) 理想情况下误差提取后的信号经误差放大器和定向耦合器c 2 后馈入主路的信号 吆。，0 ) 应与k o ) 幅度相等，相位相反。假设，o ) 与k o ) 并不理想，而是如图 4 2 所示的条件 第四章前馈系统分析和系统仿真设计 图4 - 2 失真信号对消原理图 那么，主功放对消后的失真信号可以表示为： 屹。，o ) = a c o s ( 珊f + ) + ( 彳+ 3 a ) c o s ( c o t + 口+ + 6 矿) 将上式展开，经合并可以表示为 f 4 1 1 ) p 二f = e c o s ( t + 口) = c o sc o t a c o s ( b c o s b c o s 6 庐+ as i n # s i n 6 声一6 a c o s 庐c o s 6 妒一s j n 妒s i 6 庐】 + s i n w t a s i n - a s i n 妒c o s d 矿+ a c o s t , s i n 3 # + 6 a s i n 庐c o s 6 + 6 ac o s g , s i n 6 】 ( 4 1 2 ) 式表示了失真信号对消后的矢量误差信号。其中 ( 4 1 2 ) e 22 a c o s 一c o s c o s 却+ 4 s i n s i n 却一6 a c o s $ c o s 6 # 一s i n 4 , s i nd t 2 f 4 1 3 、 + 爿s i n a s i n 妒c o s e c + 爿c o s 妒s i n 6 妒+ d i a s i n $ c o s 却+ d 爿s 驴s i n d 庐1 2 ( 4 1 3 ) 式中，初始相位妒为任意值，为了简单不妨设声= 0 ，因此矢量误差在幅度上 可以进一步简化表示为