（电磁场与微波技术专业论文）高效率功率放大器的研究与设计.pdf

摘要 摘要 随着通信技术的发展和3 g 技术的提出，数据传输速率要求大幅度提高。为了 提高数据传送率，现代通信系统使用非恒包络调制方式( 如b p s k 、q p s k 和q a m 等) 来发送信号，其信号的功率峰均比相当高，因此对基站的线性度要求很高。 传统的功率放大器设计是采用功率回退法来获得高线性，然而这是以牺牲效率为 代价的。为了保证峰值功率的线性度，放大器功率必须回退的更多，效率也就更 低。功放的效率低下会导致高能耗和通信设备散热问题，最终影响通信设备的性 能。因此，在高峰均比信号的应用条件下如何实现高效率的功率放大器成为了当 今通信设备研究的热点。 本文介绍了功率放大器的器件类型、基本指标和类别，对比分析了各种功率 放大器的效率增强技术，重点研究了作为目前在通信设备广泛应用的d o h e r t y 功放 技术的结构特点和工作原理，设计验$ i e 7 d o h e r t y 功放技术性能并改进了其实际应 用中出现的缺陷。 本文的工作主要有以下几方面：首先，以a g i l e n t 公司提供的软件a d s 为仿 真平台，采用f r e e s c a l e 公司的l d m o s 管m r f 2 1 0 1 0 进行设计，以实际的仿真结 果和实验测试结果分析影响d o h e r t y 性能的各种因素，其次，在此基础上为了克服 传统对称d o h e r t y 功率放大器固有的缺陷，采用f r e e s c a l e 公司的l d m o s 管 m r f 6 s 2 0 0 10 研究设计了不对称d o h e r t y 功率放大器。 通过实际测试表明d o h e r t y 功率放大器的性能达到设计要求，对称d o h e r t y 在 输出功率为3 7 d b m 时，p a e 为3 0 1 ，i m d 3 为1 9 d b c ，不对称d o h e r t y 在输出功 率为3 7 d b m 时，p a e 为3 1 2 ，i m d 3 为3 0 8 d b c ，仿真和试验实测得到较好的吻 合。 关键词：d o h e r t y ，高效率，功率放大器，不对称 a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fc o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g ya n d3 gt e c h n o l o g y ，t h e h i g h e rr e q u i r e m e n ti nd a t at r a n s f e rr a t eh a sb e e ns u b s t a n t i a l l yp r o p o s e d i no r d e rt o i n e a s et h ed a t ar a t e s ，m o d e r nc o m m u n i c a t i o ns y s t e m su s en o n c o n s t a n te n v e l o p e m o d u l a t i o nm e t h o d s ( s u c ha sb p s k , q p s ka n dq a m ，e t c ) t os e n dt h es i g n a l ，w h i c h r e s u l t si nt h eh i 曲s i g n a lp o w e rp a r h o w e v e r , t h ed e m a n do fl i n e a r i t yo ft h eb a s e s t a t i o ni sa l s or a i s e dd u et ot h eh i 曲s i g n a lp o w e rp a r t h ed e s i g no ft r a d i t i o n a lp o w e r a m p l i f i e ru t i l i z e st h em e t h o do fp o w e rb a c k - o f ft oo b t a i nah i g hl i n e a r i t ya tt h ee x p e n s e o fe f f i c i e n c y i no r d e rt oe n s u r et h el i n e a r i t yo fp e a kp o w e r , p o w e rm u s tb em o r e b a c k o f fa n da l s ol e s se f f i d e n tw h i c hl e a d st om o r ew a s t eo fe n e r g ya n dh e a td i s s i p a t i o n o fc o m m u n i c a t i o ne q u i p m e n ta n du l t i m a t e l ya f f e c t st h ep e r f o r m a n c eo fc o m m u n i c a t i o n e q u i p m e n t t h e r e f o r e ，h o wt od e s i g np o w e ra m p l i f i e r sw i m1 l i g he f f i c i e n c yu n d e rt h e c o n d i t i o no fh i g hp a rh a sb e c o m eap o p u l a rt o p i c i nt h i sa r t i c l e ，t h et y p eo fp o w e ra m p l i f i e rd e v i c e s ，t h eb a s i ci n d i c a t o r sa n d c a t e g o r i e s a r ed e s c r i b e d ；av a r i e t yo fp o w e ra m p l i f i e r e f f i c i e n c ye n h a n c e m e n t t e c h n o l o g yi sc o m p a r a t i v e l ya n a l y s i s ；t h es t r u c t u r ea n dw o r k i n gp r i n c i p l eo fd o h e r t y p o w e ra m p l i f i e r ；w h i c hi sc u r r e n t l yw i d e l yu s e di nt h ec o m m u n i c a t i o n se q u i p m e n t ，i s r e s e a r c h e d t h ep e r f o r m a n c eo fd o h e r t yp o w e ra m p l i f i e ri sd e s i g n e da n dv e r i f i c a t i o n a n di t sd r a w b a c kt h a tp r a c t i c a la p p l i c a t i o na p p e a r si si m p r o v e d t h i sa r t i c l ei sm a i n l yt h ef o l l o w i n ga s p e c t s ：f i r s t ，u s i n gt h es o f t w a r ep r o v i d e db y a g i l e n t sa d sf o rt h es i m u l a t i o na n df r e e s c a l e sl d m o st r a n s i s t o rm r f 2 1010t o d e s i g n ，a n a l y s i sv a r i o u sf a c t o r sa f f e c t i n gt h ep e r f o r m a n c eo ft h ed o h e r t yb yt h ea c t u a l s i m u l a t i o nr e s u l t sa n de x p e r i m e n t a lt e s tr e s u l t s ，s e c o n d l y , t h et r a d i t i o n a ls y m m e t r i c a l d o h e r t ya m p l i f i e ri no r d e rt o o v e r c o m et h ed r a w b a c k t h r o u g hu s i n gf r e e s c a l e s l d m o st r a n s i s t o rm r f 6 s 2 0 0 1 0t or e s e a r c ha n dd e s i g na s y m m e t r i cd o h e r t ya m p l i f i e r a c t u a lm e a s u r e m e n ts h o w st h ep e r f o r m a n c eo ft h ed o h e r t yp o w e ra m p l i f i e rm e e t t h er e q u i r e m e n t so ft h ed e s i g n ，w h e nt h eo u t p u tp o w e ro fs y m m e t r i c a ld o h e r t y a c h i e v e s3 7 d b m ，t h ep a ei s3 0 1 ，i m d 3i s 一1 9 d b c ，w h e no u t p u tp o w e ro f a s y m m e t r i c a ld o h e r t y i s3 7 d b m ，t h ep a ei s31 2 ，i m d 3i s 一3 0 8 d b c k e y w o r d s ：d o h e r t y , h i 曲e f f i c i e n c y , p o w e ra m p l i f i e r ，a s y m m e t r i c i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名：逡礁茵 日期：劫声年乡心日 论文使用授权 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：星瑟区。 第一章绪论 第一章绪论 1 1 高效率功放研究的背景和现况 移动通信系统发展至今，经历了第一代模拟移动通信系统( 以模拟技术和频 分多址技术为基础) 、第二代数字移动通信系统( 以频分双工、时分多址和码分多 址技术为基础) 和正在国内兴起的第三代移动通信系统( 以提供宽带多媒体业务 为主要特征，简称3 g ) 。第三代移动通信系统目前有三种制式，分别是欧洲的 w c d m a 、北美的c d m a 2 0 0 0 和中国的t d s c d m a 。 2 0 0 9 年初，国内三大运营商中国联通、中国移动、中国电信分别获得w c d m a 中国自主知识产权的t d s c d m a 、c d m a 一2 0 0 0 运营牌照。中国通信正式进入了 3 g 时代。 第一代和第二代移动通信系统( 如g s m 制式) 采用恒包络信号调制，g s m 制式等在给定带宽内其传送数据率很低，为了在不增加带宽的情况下增加传送数 据，必须用更复杂且有效的调制方式。 在第三代移动通信中，四种制式均采用如q a m ( 正交幅度调制) 、q p s k ( 正 交相移键控) 、d p s k ( 二进制相移键控) 等非恒包络调制方式。信号的非恒包络 调制方式能够在给定的带宽内较大地提高其传送数据率。具体比较可以看表1 1 所 列出了现在市场上各种无线制式的特性。 表1 - 1 几种无线制式的特性 制式频率信道带宽调制方式 码片速率 u m t s ( f d d ) 1 9 g h z5 m h z q p s k3 8 4 m c p s 8 0 2 1 1 a5 g h z2 0 m h z2t o6 4 2 5 0 k s p s q a m 8 0 2 1 1 b2 4 g h z2 5 m h z c c k 1 1m c p s 8 0 2 1 l g 2 4 g h z2 5 m h z2t o6 4q a m 2 5 0 k s p s b l u e t o o t h2 4 g h z1 m h zg f s k1m s p s g s m1 8 g h z 2 0 0 k h zg m s k2 7 0 8 3 3k b p s 电子科技大学硕士学位论文 j g s m e d g el1 8 g h zl2 0 0 k h z8 p s k 2 7 0 8 3 3k b p s 随着移动通信的发展，对于移动通信的设备要求也在不断地提高。图1 1 所示 的是一个典型的收发信机原理框图，从图中我们可以看出功率放大器是发射机的 最末级，功能是发射足够大的信号给移动终端设备。 炉 8 a s 目强喇l 崞州 1 - j 乱 c ，) 咕 咚一 l 删a a n a q 2 1 c 妒 d 强油删i 器 沁孙埘 矗 b a s e b a n dq 图1 - 1 无线通信中的收发信机( 虚线内为功放) o 功率放大器是收发信机中最重要的耗能元件，为了节省运营商的建设成本和 运营成本，需要提高功率放大器的效率。目前在我国正加速建设第三代移动通信 系统中其非恒包络信号调制方式会导致较大的峰均比，如w c d m a 制式的峰均比 为8 1 2 d b 。如果用传统的放大器设计，那么非恒包络信号的放大首先会产生严重 的带内失真和带外失真，其次会大幅度降低功率放大器的效率。 为了解决功率放大器的上面两点问题的研究有很多：e e r ( k a t m 包络分离和 恢复技术) ，e t ( 包络跟踪技术1 ，l 1 n c 技术，d o h e r t y 技术。同其它几种技术相比， d o h e r t y 技术有着工作效率高、实现方式简单，成本相对低廉，对系统的线性度的 影响相对较小等多个优点，并且可以方便地和改善线性度的前馈和预失真技术相 结合，因而在现代无线通信系统中得到了广泛的研究和应用。 目前国内企业中兴、华为等大型通信企业都已经有比较成熟的d o h e r t y 放大 器产品面世，一些高校如电子科技大学【2 】、华中科技大掣3 】等等都有研制d o h e r t y 放大器的报告，具体如电子科技大学吴琦同学在2 0 0 7 年所做d o h e r t y 功放：均值 输出4 0 w ，p a e 为3 1 5 ，增益大于1 2 d b ；电子科技大学郑青同学在2 0 0 9 年所 做d o h e r t y 功放：均值输出1 2 5 w ，p a e 为3 0 ，增益大于1 0 d b 。不过国内企业 并不公布其设计的资料和数据，而高校由于缺乏对此的持续投入，设计出的效果 均不够理想。 2 第一章绪论 国外无论企业还是高校都投入了大量的人力物力对d o h e r t y 及其发展方向进 行深入的研究，i e e e 上各种期刊和会议在近年来已累计发表关于d o h e r t y 放大器 的文章几百篇。例如，韩国的b u m m a nk i m 领导的团队发表了大量有关于d o h e r t y 功放研究与设计的文章。等等。 1 2 本文研究的主要内容 本课题希望通过设计d o h e r t y 功率放大器，实现能达到现代通信系统要求的功 率放大器，预期的主要指标如下： 1 、平均输出功率为3 7 d b m ； 2 、工作频率是在2 0 1 0 2 0 2 5 m h z ； 3 、增益大于1 0 d b ； 4 、在平均输出功率为3 7 d b m 的情况下，p a e 3 0 ，i m d 3 0 滞 r e z 上+ 乙讲 0 r ， 1 2 i s , 2 是l l 所以稳定性也不一样。 ( 2 6 a ) i s 。1 2 1 一i s ：足。i ( 2 6 b ) l 是：1 2 1 一j 墨：是。i ( 2 6 c ) 其中= s 。足：一墨：是，上面三个条件都满足时，才能保证放大器是绝对稳定 第二章功率放大器的理论与设计基础 的。如果不能同时满足式( 2 6 ) - - 个条件的情况称为潜在不稳定状态，但这时不一 定出现自激振荡，只有当源阻抗和负载阻抗处于某个范围时才会出现自激振荡。 对于潜在不稳定的放大器，在设计电路时，要使输入和输出匹配电路呈现一定程 度的失配，适当的选取源和负载阻抗磊和乙改善稳定性，以保证放大器正常工作。 2 2 6 线性度 传统功率放大器的非线性主要是由增益压缩和谐波失真导致的。一般来说作 为衡量放大器的指标的放大器特性有l d b 压缩点、交调失真( l m d ) 和- - 阶截止点 ( p 3 ) 等，如图2 2 所示 功率输入( 曲m ) 图2 - 2 功率放大器的线性指标 当输出功率接近饱和时，功率放大器的增益将下降或者说压缩，于是非线性 响应将出现。输出ld b 压缩点定义为输出功率比线性输出增益压缩l d b 。 交调失真是指产生不想要的混合产物，而这样将使基波失真和交调产物增加。 其他一些多余的交调产物( 如谐波) 可以由滤波器滤掉。不过由于三阶交调的频 率接近基波频率，滤波器是不能过滤这些频谱的，因此三阶交调对信号的影响最 大。图2 3 展示了双音信号所引起的频域上的交调失真。 9 一茸电一珀寐胖雷 电子科技大学硕士学位论文 幅度 1 2 - f l2 1 1 也f 1缆2 1 2 4 1f l + _ i ：2 频率 图2 - 3 双音信号的杂散频谱 如图2 2 所示放大器的理想输出曲线与三阶交调分量曲线延长相交，这个交点 所对应的输出功率便为放大器的输出三阶截止点( o p 3 ) 。输出三阶截止点可由式 ( 2 7 ) 推出： o i p 3 = p o t ( d b m ) 一i m d 3 ( 2 7 ) 三阶截止点是一个纯粹的数学概念，因为其对应的功率电平已经超出器件实 际工作可承受的范围。 现代通信系统由于调制方式的复杂化和频段利用率较高，因此对通信系统中 的放大器提出了以下两个线性指标要求： 一、a c l r ( a d j a c e n t c h a n n e ll e a k a g er a t i o ，相邻频道泄漏比) a c l r 是用来衡量规定使用传输频道以外，传输r f 能量的一个指标由输出功 率放大器产生，由于会发生干扰并且破坏规定的需求，因此必须准确加以测量。 a c l r 在第二代移动电话的应用中称为a c p r 。a c p r 主要应用在如c d m a 这样 的宽频谱信号的研究上。邻道功率( a c p ) 定义为当主信道加一信号时，紧邻主 信道的两个信道内的功率大小。邻道功率的产生主要来自两个方面，一是由于器 件的非线性作用产生，二是由于主信道信号本身频谱较信道宽。a c p r 定义为a c p 功率与主信道功率的比值。 1 0 第二章功率放大器的理论与设计基础 一 a d j a c e n ta d j a c e n t h _ a n n 虬m a i n c h a n n e l jc h a n n e l 即：。 ： ： 即k 州认j。 r 丌 柙i 图2 4 邻道功率( a c p ) 定义 1 i， 1 # ：【二、jp 二i t - 。 i n p u to u t p u t 图2 - 5 器件非线性产生的邻道功率 二、e v m ( 误差向量幅度) 误差向量幅度 e 】：如图2 - 6 所示，误差向量( 包括幅度和相位的失量) 是在一 个给定时刻理想无误差基准信号与实际发射信号的向量差。因为在每个符号变化 时它在不断的变化，e v m 定义为误差向量在一段时间内的r m s 值。 jl l d e a i 八s s 暑 k 厂 洲= 制 c t u a l 。 e v m = 图2 - 6e v m 的原理图及计算方式 1 1 甲埘 厶i s i 电子科技大学硕士学位论文 影响e v m 指标的因素包括：输入i q 信号幅度不平衡，正交调制器移相误差 ( i q 相位不平衡) 、载波泄露、通道幅度不平坦性、通道相位失真、本振相位噪 声以及非线性失真等。e v m 一般用百分数或者d b 数来表示，其换算关系如下： e v m ( d b ) = 2 0l o g e v m ( 1 i n e a r i t y ) 】 ( 2 8 ) 例如，3 的e v m 用对数表示为3 0 5 d b 。 a c p r 与e v m 均是表征线性度的重要指标。a c p r 描述由于放大器的非线性， 导致一部分功率泄漏到相邻信道中，对于相邻信道的接收机来说，它会增加接收 的困难。这些泄漏信号对于接收而言是完全随机的，因而唯一的办法是指定更加 严格的线性度指标，即要求放大器有更小的互调。从放大器的角度而言，e v m 是 一个表征整个系统性能的指标，它描述传输的信息在放大的过程中是如何发生失 真的，比如说，星座图上的点偏离了原来的位置，造成了接收误码率的上升。 与e v m 相比，a c p r 是一个更加重要的线性度指标。如果放大器的非线性是 无记忆的，则e v m 与放大器的失真有着简单对应关系；否则，这样的对应关系就 不存在。因为i m 对记忆效应要比基频信号敏感得多，所以研究i m 分量的行为 ( a c p r ) 比研究基带信号的行为( e 讧) 更有用。 2 3 功放的类别 功率放大器的种类会决定其效率，功率放大器的种类一般来说包括a 类、b 类、a b 类、c 类、d 类、e 类和f 类。传统的a 类、b 类、a b 类和c 类属于基 本的分类，而d 类、e 类和f 类要涉及到更复杂的一些概念。 2 3 1 传统类别功放( a 类、b 类、a b 类和c 类) 如图2 1 所示，最基本的功放结构包括功率晶体管、射频扼流圈( b f l ) 、隔 直电容( b f c ) 、输出滤波器( 由l 和c 组成) 和负载r l 。除此之外功放还需要直流 供电电源、栅极偏置和射频驱动的输入信号。 1 2 第二章功率放大器的理论与设计基础 v d d 图2 7 传统功率放大器的通用模型 a 类、b 类、a b 类和c 类功率放大器的区别在于它们漏极电流导通角，首先 以a 类功率放大器为例，它的静态栅极偏置设置比开启电压大得多以致于在功率 放大器的工作频段内的任何周期信号输入时，它的漏极电流都远大于零。如图2 - 8 ( a ) 所示，a 类放大器的导通角是2 兀通过输入信号的驱动，功率晶体管将作为一个电 流源工作。这样理想情况下漏极电压和电流都是正弦曲线，没有谐波分量，从而 被称为“纯线性”。一般情况下射频输出功率被定义为： 。( 射产= 等 像9 ， 圪。基波频率( f o ) 和负载阻抗r 下的漏极电压波形幅度 随着全电压幅度的摆动，能够达到最大值屹( 忽略导通电压的情况下) ， 相应的a 类功率放大器最大输出功率帆一= 0 5 v 2 甜r ，理想的a 类放大器其最 大漏极效率是5 0 。 至于b 类功率放大器，功放偏置在导通电压上，因此晶体管只在半个信号周 期内工作。如图2 8 b 所示，其导通角为7 c ，漏极电流波形是半正弦波。 电子科技大学硕士学位论文 i d s v d d i d s v d d ( a ) a 类放大器( e = 2 7 c ) c o ) b 类放大器( 0 = 兀) ( c ) c 类放大器( 0 e 兀) 图2 - 8 传统类别功放的理想电压和电流波形 随着偏置电压继续减小到低于导通电压时，晶体管只能在一小部分周期内产 生漏极电流，相应地也减小了输出功率。同时导通角e 也小于兀，这时放大器就工 作在c 类( 图2 8 ( c ) ) 。偏置情况在a 类和b 类之间的叫做a b 类，它的导通 角在兀和2 兀之间，其漏极效率可以由下式推出： 1 4 第二章功率放大器的理论与设计基础 驴面蓑钿 q - 1 0 ) 驴石酉孤 旺。 l 2 ，jl2 b 类放大器常常采用推挽式结构，这样就可以将两个漏极电流合并成一个完 整的正弦波形。a b 类放大器是在a 类放大器的线性和b 类放大器的效率之间做 一个妥协。通过表2 - 1 我们可以看出c 类放大器能提供高于a 类、b 类和a b 类 放大器的效率。不过事实上当”达到1 0 0 时导通角即为0 ，从而输出功率也为0 实际应用中，c 类放大器的导通角0 一般设置在1 5 0 0 左右。除此之外在运用时表 2 1 的效率还会由于晶体管参数，开启电压和负载的影响而降低【刀。 表2 - 1a 类、b 类、a b 类和c 类的效率对比 功放类别a ba b c 导通角2 兀7 ca ：- 2 7 c0 兀 最大漏极效率( )5 07 8 55 0 7 8 51 0 0 输出功率能力 大中等 中等 低 2 3 2 开关模式功率放大器 d 类放大器是用两个或者更多的晶体管作为产生方形漏极电压波形的开关模 式的放大器。理想的情况下漏极电压和电流不会有重叠的区域。由于在高速开关 时输出电容的损耗过大，d 类放大器不适合用于射频频段。目前有报道的最高能 工作在0 9 g h z 8 1 。 e 类功率放大器 e 类功率放大器的概念是由s o k a l 在1 9 7 5 年提t 丑e 9 1 。如图2 - 9 所示，e 类放大 器是由一个工作在开关状态的晶体管和一个无源负载网络组成。负载网络包括一 个串联的谐振电路和一个与晶体管并联的电容。漏极电压波形由负载网络的开关 能力和瞬态响应决定。理想情况下其电流电压波形如图2 1 0 所示，电流和电压没 有重叠，因此e 类放大器效率理想值为1 0 0 。考虑到晶体管开关损耗和负载网络 损耗，e 类放大器的实际应用中效率可以达到8 0 至9 0 。 电子科技大学硕士学位论文 v d d s 图2 - 9 e 类的基本原理框图 l代w 拖_ 图2 1 0 理想e 类功率放大器漏极的电压和电流波形 虽然e 类开关放大器有不少优点( 如电路简单、输出功率可控及效率较高【1 0 】) ， 但也存在不足之处：首先需要很高的电压，这样对功率晶体管的要求就比较苛刻， 其次其非线性现象比较严重，输出端有明显的非线性失真，产生了不需要的频率 分量。 f 类功率放大器 f 类功率放大器是高效率开关放大器的另一种类型，它通过在输出匹配网络加 入谐波谐振网络，从而形成所需的漏极波形。此时漏极电压将只有基波或者更多 奇次波电压而漏极电流只含有偶次波电流，这样就能实现电压呈方波而电流呈半 正弦波，并且彼此分开( 如图2 1 2 ) ，图2 1 1 是f 类功率放大器的原理框图 1 6 第二章功率放大器的理论与设计基础 v d d 图2 1 1f 类功率放大器的原理框图 并联的l c 振荡回路k c o 的谐振频率是基波频率f o 。理想的情况下这个振荡 回路对于基波是开路对于其他谐波频率( n f o ，n 耋2 ) 是短路。由于1 4 波长线的 阻抗变化特性，对于奇次谐波来说，从漏极看出来是开路，阻抗z i n 为无穷大；而 对于偶次谐波来说，从漏极看出来是短路，阻抗z i n 为零。 乙( 矾) = 7 2 ， 厶l ( n = 1 ) 佃矾 = 3 , 5 、7 ) 0 n f o ( ，z = 2 ，4 ) ( 2 1 1 ) 其中，z 0 为1 4 波长线的特性阻抗。 由于所有的偶次谐波都短路，那么在漏极电压上就没有存在偶次谐波分量； 同理，由于所有奇次谐波都开路，漏极电流也没有奇次谐波分量的存在。这样就 可以形成如图2 1 2 示的f 类放大器的漏极电流电压波形 电子科技大学硕士学位论文 图2 1 2 理想的f 类放大器漏极电压和电流 f 类可达到的最大效率决定于抑制谐波的个刻1 1 】( 谐波个数从1 到5 相对应的 效率为5 0 ，7 0 7 ，81 6 5 ，8 6 5 6 ，9 0 4 5 ) 。 理论上f 类的效率可以通过控制所有谐波得到最大，但实际中这会增加放大 器匹配电路的复杂度反而会带来更多的损耗，所以需要在设计中综合考虑。 相比于e 类，f 类放大器对晶体管的要求更低( e 类和f 类工作时的最大漏极 电压摆幅分别是3 5 6 v d d 和2 v d d 【l 习) 。 2 4 高效率功放技术 现在世界上随着煤、石油等能源的逐渐枯竭，绿色环保成为了主题。为了减 少通信设备的耗能，越来越多从事功放设计和研究的企业、学者把注意力集中在 了提高功放效率这个问题上来。接下来本文简要地介绍几个目前成为研究热点的 技术。 第二章功率放大器的理论与设计基础 2 4 1e e r ( 包络分离与恢复) 图2 - 1 3 包络分离与恢复( e e r ) 原理框图 如图2 - 1 3 所示，整个e e r 系统主要是由四个部分组成：高非线性的射频功率 放大器( 如e 类和f 类放大器) ，包络检波器，限幅器和幅度调制器【l3 1 。它通过将 非恒包络的输入信号分离成幅度调制信号和相位调制信号来放大。理想情况下， 限幅器将能够保留输入信号的相位信息在进行失真最小化放大，包络检波器负责 将幅度调制信号检出，幅度调制器通过控制末级放大器的直流供电电压将包络信 息恢复进相位调制的载波中从而得到放大后的输入信号。 2 4 2 动态偏置技术 动态偏置技术也叫自适应偏置【”】，其主要目的是根据输，u 输出功率电平通过 调节功率放大器的静态直流偏置来维持较高的效率。其中包括动态电流偏置 ( d y n a m i c c u r c c n t b i a s ) 和动态电压偏置( d y n 锄i c v o l t a g e b i a s ) 。 文 1 4 是一个典型的动态电流偏置例子：一个a 类功放调节基极，集电极偏置 使其偏置电流正比于功放输入包络信号。 图2 - 1 4 包络跟踪原理框图 1 9 阶恩 、孙雕旧珊艘 暮下陟 喜自皿 姆f p目 电子科技大学硕士学位论文 采用动态电压偏置比较特别的例子就是“包络跟踪( e t ) ”系统。与e e r 相类 似，包络跟踪也是根据被检测到得包络信号动态地调节漏极供电电压。不过e t 用 一个线性功放和延迟线取代了图2 1 3 中e e r 的非线性放大器和限幅器。由于没有 采用非线性功放，相比于e e r 技术，e t 技术有更好的线性度不过效率稍差。 d c b d v b 的缺点是增益平坦度较差( 偏置的不断改变) 和有限的频率响应 ( d c d c 变换器限制了功放的工作带宽) 。 2 4 3l i n c 技术( l i n e a r a m p l i f i c a t i o nu s i n gn o n 1 i n e a rc o m p o n e n t ) l o a d 图2 1 5l i n c 技术系统原理框图 通常l i n c 技术又称为“异相功率放大器”，起初其是用在调幅广播的发射机 中，在1 9 7 0 年后才有微波频段的应用【7 , 1 5 ，它利用两个高度非线性的功率放大器 ( p a l 和p a 2 ) 达到高效率的线性放大。如图2 1 1 所示，带有时变幅度和相位的 射频输入信号通过信号分离器分成两个恒包络信号。这种转化方式采用的是式 ( 2 7 ) 的数学表达： c o s ( z ) + c o s ( j ，) = 2c o s ( 兰# ) c o s ( 三) ( 2 1 2 ) 二二 假设a ( 0 代表的是输入信号的归一化幅度，a ( t ) 代表的是输入信号的相位， 那么输入信号v i n ( t ) 可以转换成两个相位相差2 1 3 ( 0 的信号v 1 ( t ) 和v 2 ( t ) ： ( f ) = a ( t ) c o s ( w t + a ( t ) ) ( 2 1 3 ) k ( f ) = e o s ( w t + a ( t ) + f l ( t ) ) ( 2 1 4 ) v 2 ( t ) = c o s ( w t + a ( t ) 一( f ) ) ( 2 1 5 ) 这里p ( t ) 由射频输入信号包络a ( t ) 决定： p ( 0 = a r c o s ( a ( 0 ) ( 2 - 16 ) p a l 和p a 2 有同样的增益，合成两条路径得到最后的输出v o m ( t ) ： 第二章功率放大器的理论与设计基础 圪埘( f ) = g k ( f ) + v 2 ( t ) = 2 g a ( t ) c o s ( w t + a ( t ) ) ( 2 1 7 ) 实际设计不可能像简单公式那样直截了当。首先信号分离是十分关键及 复杂的，另外合成器需要低损耗和好的隔离度，这样才能在两个输入端口避免信 号的互耦【1 6 1 7 1 。而且l i n c 技术对时间和温度的变化均比较敏感，因为这些将影响 信号分离器的性能和使p a l 和p a 2 的增益不一致。不过目前已经有报道l i n c 技 术在c d m a 中应用1 8 】，它可以处理峰均比达1 0 d b 的信号且功率放大器效率可以 达到5 2 1 。 2 4 4d o h e r t y d o h e r t y 技术是现代通信中运用得最广泛的高效率功放技术，相对于以上所述 的效率增强技术而言，在现阶段d o h e r t y 技术主要由以下几个优点： 1 电路简单：d o h e r t y 放大器可以用纯粹的射频技术实现而不像e e r 、e t 等 需要较为复杂的子电路和包络控制， 2 易于和其他的线性化方式( 如前馈、预失真技术等) 结合。 其具体的原理将在第三章进行详细的叙述。 2 5 小结 本章首先了解并对比现今各种功率器件类型的优缺点，选择l d m o s 管作为 功率放大器设计的器件，接着介绍功放设计的各项基本指标以及功放的传统类别 和开关模式放大器的设计理论，最后对比研究各项功率增强技术，选择d o h e r t y 技 术作为后面章节的重点研究对象。 2 1 电子科技大学硕士学位论文 第三章d o h e r t yp a 分析 d o h e r t y 功率放大器技术是由贝尔实验室的w h d o h e r t y 在1 9 3 6 年首先提 出。最初应用于真空管中，目的是为低平均效率的传统振幅调制提高效率。经 典的二级d o h e r t y 结构框图如图1 所示 图3 - 1 经典d o h e r t y 功率放大器框图 图3 1 中包括2 个放大器一主( 载波) 放大器和辅助( 峰值) 放大器，两个放 大器并行连接，主放大器串接一条l 4 的传输线起阻抗变换作用，辅助放大器前l 4 传输线用于补偿由主放大器输出的l 4 的传输线引起的相移。主放大器偏置在b 类模式，而辅助放大器偏置在c 类模式【2 0 1 。 3 1d o h e r t y 功放基本工作原理 为了说明d o h e r t y 放大器的工作原理，本文先从有源负载牵引说起。 3 1 1 有源负载牵引 有源负载牵引技术基于的原则是一个相位一致的电流源可以改变射频负载阻 抗的大小 1 3 1 。如图3 2 所示，根据电路理论当我们把源2 看做零电流输入时源1 的负载阻值为r 。 当源2 和源1 同时为负载r 提供电流时，r 上的电压可以表示为： 圪= r 厶+ 厶 ( 3 1 ) 由于从源2 有额外的电流流过负载，从源1 看到的阻值可表示为： r ：埘i , + - 1 5 】 ( 3 2 ) 第三章d o h e r t yp a 分析 i l 工i 一 图3 2 有源负载牵引原理图 同样，从源2 看到的阻值可表示为： r ：r 。- i , + ，1 2 2 ( 3 - 3 ) 如果考虑电流和电压的相位和元件的电抗性，式3 3 可以表示为 ， z i = 尺( 1 + l ) ( 3 4 ) 2 如果1 1 和h 同相，则z l 变大，反之即变小。如果以晶体管的输出跨导来取代 源，则负载牵引技术同样可以运用到晶体管放大器中。当两个晶体管并行连接， 其中的一个晶体管通过适当改变另一个晶体管的偏置而改变其内阻。此概念可扩 展到有两个不同偏置晶体管的d o h e r t y 电路中。 3 1 2d o h e r t y 的等效电路 下图为d o h e r t y 功放的等效电路模型： 2 4 ，z o i v 鹰 l i 图3 - 3d o h e r t y 的等效电路模型 图3 3 中将两个功放等效为压控电流源，由3 1 1 有源负载牵引的阐释，根据 1 4 波长阻抗变换器的转移矩阵 a 和基尔霍夫定理可以得到以下公式： 电子科技大学硕士学位论文 刚庇谁 p 5 ， 咋= j z o l ( 3 - 6 ) 从上面公式可以得出这样的结论：负载上的电压v d 只与主功放电流有关，当 然线性指标也只与主功放相关。 1 1 可以由i p 表示： 厶2 以一吉 ( 3 7 ) 于是得出： 圪= z o 嗜l 一) ( 3 8 ) 由式可以看出一旦v m 达到饱和电压值后，主功放电流会受辅助功放电流影 响。 辅助功放工作在c 类，其漏电流与输入电平之间的关系用最简单的线性模型 近似，如图3 4 所示。 ! - v v h 图3 _ 4 理想d o h e r t y 功放输出电流的线性近似 假设两个功放等效的压控电流源的输出阻抗为无穷大，则辅助功率放大器的 电流影响着主功放的等效负载阻抗。设当主功放出现饱和的时候电流为i 蛳，令这 个时候的电流为主功放最大输出电流的1 丫，也即是 i 。矿1 丫i 撇x ，n l a i n ( 3 9 ) 同时辅助功放的输出电流为： 2 4 第三章d o h e r t yp a 分析 = 0 7 ( l 一幺) i r a i s a t ( 3 - l 。) 2 7 ( l 一幺) ( 3 - 1 0 ) 圪= 1 ) 。下图是电路的仿真结果满足稳定性要求。 第四章传统对称d o h e r t y 功放设计 真。 荔= 萋薹 7 一 1 一一 1 9 0 0 1 9 2 0 1 9 4 0 1 9 6 01 9 2 0 0 02 0 2 0 2 0 4 0 2 0 6 0 2 0 8 02 1 r f f 陀q 图4 8 稳定性仿真 小信号仿真：在设计放大器时一般用小信号s 参数对其输入输出驻波进行仿 t q 一 “r c ，) ( ，) 田 口刁 _ 一 、h - l ：一 1 4 - - i - i 1 9 0 0 1 9 2 0 1 9 4 01 9 6 01 9 8 02 0 0 02 0 2 0 2 0 4 02 0 6 02 0 8 0 2 1 0 0 r f f r e q 图4 - 9 小信号s 参数仿真 由于输出驻波比( s 2 2 ) 性能不太好，因此在实际加工时本文在d o h e r t y 放大 器的输出加上了隔离器，以减小输出驻波比确保整个放大器的稳定性。 大信号仿真：在大信号输入的情况下对放大器的增益和效率进行仿真，结果 如图4 1 0 所示。可以看出带内增益平坦度小于l d b ，在输出饱和l d b 压缩点4 0 d b m 时效率可达到接近6 0 。 3 7 电子科技大学硕士学位论文 。 。 7 0 6 0 5 d 巷柏 星 2 0 1 0 0 4 2d o h e r t y 设计 i 谭f r e q , i l q z ( a ) 增益 m 1 +m 1 l i u 匕u l r iij = j j 了q q 一 、 p l o tv s ( p a e1 p 口u t ) = 5 9 11 l ，一一。 ， ，一 p o u t ( 1 b 功 ( b ) 效率 图4 1 0 大信号仿真结果 4 2 1d o h e r t y 联接